JPS6022490A - Ｐｗｍインバ−タの制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タの制御装置Info
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- JPS6022490A JPS6022490A JP58127933A JP12793383A JPS6022490A JP S6022490 A JPS6022490 A JP S6022490A JP 58127933 A JP58127933 A JP 58127933A JP 12793383 A JP12793383 A JP 12793383A JP S6022490 A JPS6022490 A JP S6022490A
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- current
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- inverter
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
- H02P27/10—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation using bang-bang controllers
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は交流電動機を駆動するＰＷＭインバータの制御
装置に関する。
装置に関する。
ＰＷＭインバータの制御方式として、瞬時値制御方式と
平均値制御方式とがある。瞬時値制御方式は電流指令信
号（正弦波信号）とインバータの出力電流との電流偏差
をヒステリシス特性を持つ比較手段に加え、この比較手
段によって電流偏差の大きさと極性の関係に基づき変調
されたパルス幅変調パルスによりＰＷＭインバータの点
弧制御を行うものである。
平均値制御方式とがある。瞬時値制御方式は電流指令信
号（正弦波信号）とインバータの出力電流との電流偏差
をヒステリシス特性を持つ比較手段に加え、この比較手
段によって電流偏差の大きさと極性の関係に基づき変調
されたパルス幅変調パルスによりＰＷＭインバータの点
弧制御を行うものである。
瞬時値制御方式は変調波信号と搬送波信号（三角波信号
）を比較してパルス幅変調パルスを発生する平均値制御
方式に比べ多くの利点を有する。
）を比較してパルス幅変調パルスを発生する平均値制御
方式に比べ多くの利点を有する。
すなわち、搬送波発生器および電流調節器が不要のため
制御装置を安価にでき、また原理的に電流の瞬時値制御
となるため電流制御の応答性を良くできる。近年、この
ような利点を有する瞬時値制御方式でＰＷＭインバータ
を制御することの実用化が検討され、既に一部では実用
に供されている。
制御装置を安価にでき、また原理的に電流の瞬時値制御
となるため電流制御の応答性を良くできる。近年、この
ような利点を有する瞬時値制御方式でＰＷＭインバータ
を制御することの実用化が検討され、既に一部では実用
に供されている。
ところで、ＰＷＭインバータで交流電動機を駆動すると
電動機から磁気音（＆音）が発生する。
電動機から磁気音（＆音）が発生する。
磁気音が発生する理由はインバータの出力電流に高調波
成分が含まれているためである。特に、ＰＷＭインバー
タを瞬時値制御方式で制御する場合においては電動機の
低速運転時に「キーン」という金属音のような不快感を
伴う磁気音を発生する。
成分が含まれているためである。特に、ＰＷＭインバー
タを瞬時値制御方式で制御する場合においては電動機の
低速運転時に「キーン」という金属音のような不快感を
伴う磁気音を発生する。
一力、交流電動機の設置場所も高騒音の場所のみでなく
低騒音の場所にも設置されるようになってきている。オ
た、交流電動機を高騒音の場所に設置する場合でも、不
快感を伴う騒音は作業環境の点からも好着しいことでな
い。このため、ＰＷＭインバータで駆動される交流電動
機の発生する掻音の低減が強く要望されている。
低騒音の場所にも設置されるようになってきている。オ
た、交流電動機を高騒音の場所に設置する場合でも、不
快感を伴う騒音は作業環境の点からも好着しいことでな
い。このため、ＰＷＭインバータで駆動される交流電動
機の発生する掻音の低減が強く要望されている。
従来、ＰＷＭインバータで駆動される交流電動機の発生
する騒音を低減する方法として、軽負荷時あるいは無負
荷時に交流電動機の磁束を弱める方法あるいは運転速度
に応じて瞬時値制御方式と平均値制御方式を切換えて併
用する方法が提案されている。
する騒音を低減する方法として、軽負荷時あるいは無負
荷時に交流電動機の磁束を弱める方法あるいは運転速度
に応じて瞬時値制御方式と平均値制御方式を切換えて併
用する方法が提案されている。
しかしながら、前者は無負荷時（軽負荷時）の騒音低減
は可能であるが、定格負荷時においては磁束が定格値と
なるため騒音を低減できないという欠点を有する。また
、後者は平均値制御方式の制御範囲において電流制御の
応答性が低下し、また切換時にトルク変動が生じるとい
う問題点を有する。
は可能であるが、定格負荷時においては磁束が定格値と
なるため騒音を低減できないという欠点を有する。また
、後者は平均値制御方式の制御範囲において電流制御の
応答性が低下し、また切換時にトルク変動が生じるとい
う問題点を有する。
本発明は上記点に対処して成されたもので、その目的と
するところは負荷状態に拘らず騒音を低減でき、かつ広
い周波数範囲において電流制御を応答性良く行えるＰＷ
Ｍインバータの制御装置を提供することにある。
するところは負荷状態に拘らず騒音を低減でき、かつ広
い周波数範囲において電流制御を応答性良く行えるＰＷ
Ｍインバータの制御装置を提供することにある。
本発明の特徴とするところは電、流指令信号と電流検出
信号を比較するヒステリシス特性を持つ比較手段のヒス
テリシス幅を交流信−号によって変化させるようにした
ことにある。交流信号としては三角波信号、方形波信号
、正弦波信号などが用いられる。
信号を比較するヒステリシス特性を持つ比較手段のヒス
テリシス幅を交流信−号によって変化させるようにした
ことにある。交流信号としては三角波信号、方形波信号
、正弦波信号などが用いられる。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図において、ダイオード整流回路１は商用交流電源
ＡＣから加えられる交流電圧を直流電圧に変換する。整
流回路１の直流出力電圧は平滑コンデンサ２で平滑され
た後にＰＷＭインバータ３に印加される。インバータ３
はグレーツ結線されたゲートターンオフサイリスタやト
ランジスタなどの自己消弧素子８−ｐ、 Ｓす、・・・
・・・５ＩＦＮと各自己消弧素子に逆並列接続された帰
還ダイオードＤｗｐ ＨＤｖｐ・・・・・・ＤｖＮとか
ら構成される。インバータ３の各相Ｕ、Ｖ、Ｗの交流出
力端に誘導電動機４が接続されている。誘導電動機４に
は速度検出器５が機械的に直結されている。誘導電動機
４のＵ相と■相の１次電流ｒ、、ｉ、（インバータ３の
出力電流）は電流検出器”８Ｕ、８Ｖによって検出され
る。電流検出器８Ｕ、８Ｖの検出電流ｉ、、ｉ。
ＡＣから加えられる交流電圧を直流電圧に変換する。整
流回路１の直流出力電圧は平滑コンデンサ２で平滑され
た後にＰＷＭインバータ３に印加される。インバータ３
はグレーツ結線されたゲートターンオフサイリスタやト
ランジスタなどの自己消弧素子８−ｐ、 Ｓす、・・・
・・・５ＩＦＮと各自己消弧素子に逆並列接続された帰
還ダイオードＤｗｐ ＨＤｖｐ・・・・・・ＤｖＮとか
ら構成される。インバータ３の各相Ｕ、Ｖ、Ｗの交流出
力端に誘導電動機４が接続されている。誘導電動機４に
は速度検出器５が機械的に直結されている。誘導電動機
４のＵ相と■相の１次電流ｒ、、ｉ、（インバータ３の
出力電流）は電流検出器”８Ｕ、８Ｖによって検出され
る。電流検出器８Ｕ、８Ｖの検出電流ｉ、、ｉ。
はそれぞれ比較器１０Ｕ、ＩＯＶに図示の極性で加えら
れると共に、雨検出電流ｉｕ、ｔ、は加算器９に図示の
極性で加えられる。加算器９からはＷ相の検出電流ｉ、
が得られる。速度指令回路１４から与えられる速度指令
信号Ｎｐと速度検出器５の速度検出信号Ｎｔは比較器１
５で図示の極性で比較され、速度偏差ΔＮが速度偏差増
幅器１６で増幅される。速度偏差増幅器１６の出力信号
はトルク指令信号τＰで、電流指令回路６と加算器１７
に加えられる。Ｖ−Ｆ変換器１８は速度検出信号Ｎｔと
トルク指令信号τＰの和に比例した周波数信号ｆｘｆ、
出力する。周波数信号ｆ１によってインバータ３の出力
周波数（電動機４の１次周波数）を決定する。電流指令
回路６はトルク指令信号τ−の大きさに比例した振幅で
、周波数が周波数信号ｆ１に比例した１２０°位相差の
電流指令信号（正弦波信号） ｉ−、ｉ、＋１を出力す
る。
れると共に、雨検出電流ｉｕ、ｔ、は加算器９に図示の
極性で加えられる。加算器９からはＷ相の検出電流ｉ、
が得られる。速度指令回路１４から与えられる速度指令
信号Ｎｐと速度検出器５の速度検出信号Ｎｔは比較器１
５で図示の極性で比較され、速度偏差ΔＮが速度偏差増
幅器１６で増幅される。速度偏差増幅器１６の出力信号
はトルク指令信号τＰで、電流指令回路６と加算器１７
に加えられる。Ｖ−Ｆ変換器１８は速度検出信号Ｎｔと
トルク指令信号τＰの和に比例した周波数信号ｆｘｆ、
出力する。周波数信号ｆ１によってインバータ３の出力
周波数（電動機４の１次周波数）を決定する。電流指令
回路６はトルク指令信号τ−の大きさに比例した振幅で
、周波数が周波数信号ｆ１に比例した１２０°位相差の
電流指令信号（正弦波信号） ｉ−、ｉ、＋１を出力す
る。
電流指令信号ｉ−，ｉ−はそれぞれヒステリシス特性を
持つ比較器１０Ｕ、１０■に加えられる。
持つ比較器１０Ｕ、１０■に加えられる。
また、両電流指令信号ｉ 、Ｉ、 ｉ、＋１１は加算器
７において加算される。加′暉巻７はＷ相の電流指令信
号ｉ−會出出力比較器１０Ｗに加える。信号発生器１２
は三角波の交流信号を発生しヒステリシス幅調整回路１
３に与える。比較器１０Ｕ、ＩＯＶ。
７において加算される。加′暉巻７はＷ相の電流指令信
号ｉ−會出出力比較器１０Ｗに加える。信号発生器１２
は三角波の交流信号を発生しヒステリシス幅調整回路１
３に与える。比較器１０Ｕ、ＩＯＶ。
１０Ｗは電流指令信号ｉ−，１，ｓ、ｉ−と検出電流ｉ
ｕ、 １１１１ ｉｖ’ｅ比較し、インバータ３の自己
消弧素子Ｓａｐ Ｉ Ｓｖｐ・・・・・・８．Ｎ ｋオ
ン、オフするためのパルス幅変調パルスを発生する。比
較器１０Ｕ。
ｕ、 １１１１ ｉｖ’ｅ比較し、インバータ３の自己
消弧素子Ｓａｐ Ｉ Ｓｖｐ・・・・・・８．Ｎ ｋオ
ン、オフするためのパルス幅変調パルスを発生する。比
較器１０Ｕ。
１０Ｖ、ＬＯＷのヒステリシス幅はヒステリシス幅調整
回路１３によって調整される。ゲート回路１１Ｕ、１１
Ｖ、１１Ｗは比較器１０Ｕ、ＩＯＶ。
回路１３によって調整される。ゲート回路１１Ｕ、１１
Ｖ、１１Ｗは比較器１０Ｕ、ＩＯＶ。
１０Ｗの出力するパルス幅変調パルス（ＰＷＭパルス）
に応じて自己消弧素子Ｓ＋＋ｐ ｌ ＳｖＰ ｇ・・・
・・・ＳＷＮにゲート信号を与える。
に応じて自己消弧素子Ｓ＋＋ｐ ｌ ＳｖＰ ｇ・・・
・・・ＳＷＮにゲート信号を与える。
第２図に比較器１０Ｕをヒステリシス幅調整回路１３の
具体的な詳細構成を示す。
具体的な詳細構成を示す。
第２図において、電流指令信号ｉ−と電流検出信号１１
は抵抗２２．２３を介した後に比較増幅器２１の反転入
力端子−に入力される。比較増幅器２１の非反転入力端
子＋にはその出力を抵抗２４と２５で分圧した分圧値が
入力される。抵抗２４と２５の抵抗値で比較器１０Ｕの
ヒステリシス幅±ΔＩを与える。ダイオード２６．２７
は比較増幅器２１の出力電圧を制限するもので、その制
限値は抵抗２８．２９で調節できる。以上の部品２１〜
２９で比較器１０Ｕを構成する。制限値指令回路３０は
比較増幅器２１の制限値の基準値１、全指令する。制限
基準値１．は加算器３１゜３２において信号発生器１２
の交流信号Ａとそれぞれ図示の極性で加算された後に増
幅器３３゜３４で増幅される。増幅器３３．３４の出力
は抵抗２８．２９の一端に印加される。
は抵抗２２．２３を介した後に比較増幅器２１の反転入
力端子−に入力される。比較増幅器２１の非反転入力端
子＋にはその出力を抵抗２４と２５で分圧した分圧値が
入力される。抵抗２４と２５の抵抗値で比較器１０Ｕの
ヒステリシス幅±ΔＩを与える。ダイオード２６．２７
は比較増幅器２１の出力電圧を制限するもので、その制
限値は抵抗２８．２９で調節できる。以上の部品２１〜
２９で比較器１０Ｕを構成する。制限値指令回路３０は
比較増幅器２１の制限値の基準値１、全指令する。制限
基準値１．は加算器３１゜３２において信号発生器１２
の交流信号Ａとそれぞれ図示の極性で加算された後に増
幅器３３゜３４で増幅される。増幅器３３．３４の出力
は抵抗２８．２９の一端に印加される。
次に、その動作を説明する。
ＰＷＭインバータ３の動作は良く知られており簡単に説
明する。インバータ３の出力電流が図示矢印方向に流れ
ているときを正極性とすると、自己消弧素子Ｓｕｐ ｌ
８ｖｐ Ｉ Ｓａｐがオンすると正極性で増加し、自
己消弧素子Ｓａｎｇ ８ｖＮ１ ＳｗＮがオンすると負
極性で増加する。唸た蔦電流Ｉ・・ １マｔ１１は正極
性のときダイオードＤｓ Ｎ ＨＤｖ Ｎ 、 Ｄｗ
Ｎを介して流れて減少し、負極性のときダイオードＤ、
ｐ、Ｄす、Ｄ、Ｆを介して流されて減少する。
明する。インバータ３の出力電流が図示矢印方向に流れ
ているときを正極性とすると、自己消弧素子Ｓｕｐ ｌ
８ｖｐ Ｉ Ｓａｐがオンすると正極性で増加し、自
己消弧素子Ｓａｎｇ ８ｖＮ１ ＳｗＮがオンすると負
極性で増加する。唸た蔦電流Ｉ・・ １マｔ１１は正極
性のときダイオードＤｓ Ｎ ＨＤｖ Ｎ 、 Ｄｗ
Ｎを介して流れて減少し、負極性のときダイオードＤ、
ｐ、Ｄす、Ｄ、Ｆを介して流されて減少する。
自己消弧素子８ｕＰ１８ｖｐ＋・・・・・・ＳｗＮのオ
ン、オフは比較器１０Ｕ、ＩＯＶ、ＬＯＷのＰＷＭパル
スにより行われる。比較器１０Ｕ、ＩＯＶ、ＩＯＷは次
のよう゛にしてＰＷＭパルスを出力する。その動作を第
３図を参照して説明する。
ン、オフは比較器１０Ｕ、ＩＯＶ、ＬＯＷのＰＷＭパル
スにより行われる。比較器１０Ｕ、ＩＯＶ、ＩＯＷは次
のよう゛にしてＰＷＭパルスを出力する。その動作を第
３図を参照して説明する。
まず、信号発生器１２の交流信号Ａｆ、加えない期間Ｔ
１の動作を説明する。
１の動作を説明する。
比較増幅器２１はその出力信号管抵抗２４．２５で分圧
した信号を非反転入力端子子に帰還される。
した信号を非反転入力端子子に帰還される。
このため、比較増幅器２１はヒステリシス特性を持つよ
うになる。ヒステリシス幅は非反転入力端子子への帰還
信号の大きさによって調節できる。
うになる。ヒステリシス幅は非反転入力端子子への帰還
信号の大きさによって調節できる。
帰還信号の大きさは比較増幅器２１の出力電圧振幅によ
って可変できる。ダイオード２６．２７お（９） よび抵抗２８．２９は周知のリミッタ回路を構成し、増
幅器３３．３４の出力電圧の大きさに応じてリミット値
を変化させることができる。具体的には、比較増幅器２
１から増幅器３４の出力電圧（正極性で抵抗２９の分圧
値）以上の負極性信号が出力されるとダイオード２７が
オンする。これにより、比較増幅器２１の出力電圧（負
極性）は絶対値が減少し、増幅器３４の出力電圧に応じ
た値にリミットされる。同様に、比較増幅器２１の正極
性出力電圧はダイオード２６によって増幅器３３の出力
電圧に応じた値にリミットされる。
って可変できる。ダイオード２６．２７お（９） よび抵抗２８．２９は周知のリミッタ回路を構成し、増
幅器３３．３４の出力電圧の大きさに応じてリミット値
を変化させることができる。具体的には、比較増幅器２
１から増幅器３４の出力電圧（正極性で抵抗２９の分圧
値）以上の負極性信号が出力されるとダイオード２７が
オンする。これにより、比較増幅器２１の出力電圧（負
極性）は絶対値が減少し、増幅器３４の出力電圧に応じ
た値にリミットされる。同様に、比較増幅器２１の正極
性出力電圧はダイオード２６によって増幅器３３の出力
電圧に応じた値にリミットされる。
信号発生器１２の交流信号Ａをヒステリシス幅調整回路
１３に加てい々いとき、増幅器３３．３４の出力電圧は
基準値Ｉ、に比例した一定値となる）。
１３に加てい々いとき、増幅器３３．３４の出力電圧は
基準値Ｉ、に比例した一定値となる）。
したがって比較増幅器２１のヒステリシス幅±ΔＩは第
３図のＴ１期間のように一定値となる。
３図のＴ１期間のように一定値となる。
さて、比較器１０Ｕは電流指令信号Ｉ−と電流検出信号
１１の電流偏差Δ１１とヒステリシス幅−ΔＩの関係が
１Δ１１〉１Δ１１になると第３図（Ｃ）に示す如＜
ＰＷＭパルスを′１”レベルにす（１０） る。ゲート回路１１ ＵＦ！、ＰＷＭパルスが″１″レ
ベルになると自己消弧素子８ｗｐにゲート信号を与える
。Ｔ１期間において雪、流１１が正極性で流れている。
１１の電流偏差Δ１１とヒステリシス幅−ΔＩの関係が
１Δ１１〉１Δ１１になると第３図（Ｃ）に示す如＜
ＰＷＭパルスを′１”レベルにす（１０） る。ゲート回路１１ ＵＦ！、ＰＷＭパルスが″１″レ
ベルになると自己消弧素子８ｗｐにゲート信号を与える
。Ｔ１期間において雪、流１１が正極性で流れている。
自己消弧素子８＋＋ｐはゲート信号を与えられるとオン
するので、Ｕ相電流ｉ、は図示のように増加する。やが
て、電流検出信号１ｕが指令信号１．＊よりヒステリシ
ス幅＋３１以上に大きくなると、比較器１０ＵはＰＷＭ
パルスを第３図（ψに示す如く”０”レベルにする。Ｐ
ＷＭパルスが″０″レベルになるど自己消弧素子８ ｓ
Ｆをオフした後に自己消弧素子Ｓ１にゲート信号が与
えられる。Ｔ１期間において電流ｉｗは正極性で流れて
いるので、この場合には電流量、がダイオードＤ、Ｎを
介して流れ減少する。以後、電流ｉ１が指令値−＊ニジ
ヒステリシス幅−Δ工だけ小さくなると、比較器１０Ｕ
のＰＷＭパルスが再度″１”レベルになり前述の動作を
繰返す。Ｕ相電流ｔ１が負極性に流れている場合には第
３図（ｄ）に示すＰＷＭパルスによって自己消弧素子Ｓ
ｗ ＮとダイオードＤＩＩＰがオンする。このように
してインバータ（１１） ３のＵ相電流ｉ、は電流指令信号ｌ、＊に追従するよう
に制御される。
するので、Ｕ相電流ｉ、は図示のように増加する。やが
て、電流検出信号１ｕが指令信号１．＊よりヒステリシ
ス幅＋３１以上に大きくなると、比較器１０ＵはＰＷＭ
パルスを第３図（ψに示す如く”０”レベルにする。Ｐ
ＷＭパルスが″０″レベルになるど自己消弧素子８ ｓ
Ｆをオフした後に自己消弧素子Ｓ１にゲート信号が与
えられる。Ｔ１期間において電流ｉｗは正極性で流れて
いるので、この場合には電流量、がダイオードＤ、Ｎを
介して流れ減少する。以後、電流ｉ１が指令値−＊ニジ
ヒステリシス幅−Δ工だけ小さくなると、比較器１０Ｕ
のＰＷＭパルスが再度″１”レベルになり前述の動作を
繰返す。Ｕ相電流ｔ１が負極性に流れている場合には第
３図（ｄ）に示すＰＷＭパルスによって自己消弧素子Ｓ
ｗ ＮとダイオードＤＩＩＰがオンする。このように
してインバータ（１１） ３のＵ相電流ｉ、は電流指令信号ｌ、＊に追従するよう
に制御される。
に対し１２０度の位相差がおるのみで動作はＵ相と同様
に行われる。また、Ｗ相については図示を省略したが同
様に制御される。
に行われる。また、Ｗ相については図示を省略したが同
様に制御される。
瞬時値制御方式は以上のようにして制御を行うのである
が、インバータ３の出力電流の瞬時値を検出し電流指令
信号との過不足によってスイッチングする瞬時値制御で
あシ応答性良く電流制御を行える。
が、インバータ３の出力電流の瞬時値を検出し電流指令
信号との過不足によってスイッチングする瞬時値制御で
あシ応答性良く電流制御を行える。
ところで、各相電流ｉ１＋１ｉｖ、ｉ、はそれぞが電流
指令信号ｉ 、Ｚ １ｗｌ１１． ｉ−に対し前述した
所定偏差（ヒステリシス幅±Δ工）内に独立に制御され
る。そのため、比較器１０Ｕ、ＩＯＶ。
指令信号ｉ 、Ｚ １ｗｌ１１． ｉ−に対し前述した
所定偏差（ヒステリシス幅±Δ工）内に独立に制御され
る。そのため、比較器１０Ｕ、ＩＯＶ。
１０ＷのＰＷＭパルスの極性は各相間で無関係に変化す
る。インバータ３の相電圧はＰＷＭ信号に同期して変化
する。第３図（ｄ）のＵ相電圧と同図（ｅ）の■相電圧
の関係に着目すると、インバータ３の（１２） Ｕ−Ｖ相間電圧は第３図（ｆ）に示すようになる。第３
図（ｆ）に示すように、線間電圧にはＰＷＭ信号周波数
の高調波成分が多く含まれており、電動機に高調波電流
が多く流れ、電動機の高調波損失並びに磁気音が増加す
ることになる。
る。インバータ３の相電圧はＰＷＭ信号に同期して変化
する。第３図（ｄ）のＵ相電圧と同図（ｅ）の■相電圧
の関係に着目すると、インバータ３の（１２） Ｕ−Ｖ相間電圧は第３図（ｆ）に示すようになる。第３
図（ｆ）に示すように、線間電圧にはＰＷＭ信号周波数
の高調波成分が多く含まれており、電動機に高調波電流
が多く流れ、電動機の高調波損失並びに磁気音が増加す
ることになる。
本発明はこの点を改善するため信号発生器１２とヒステ
リシス幅変調回路１３を設け、比較器１０ＬＴ、 １０
Ｖ、 １０Ｗのヒステリシス幅を変えるようにしたもの
である。
リシス幅変調回路１３を設け、比較器１０ＬＴ、 １０
Ｖ、 １０Ｗのヒステリシス幅を変えるようにしたもの
である。
第３図のＴ鵞期間は信号発生器１２の交流信号（三角波
信号）Ａをヒステリシス幅詞整回路１３に加えたときの
動作波形である。
信号）Ａをヒステリシス幅詞整回路１３に加えたときの
動作波形である。
信号発生器１２の第３図（Ｃ）に示す如き三角波信号Ａ
を加算器３１．３２に加えると増幅器３３゜３４の出力
電圧も三角波信号Ａに同期して変動する。三角波信号Ａ
の周波数は５０〜５００Ｈ２程度である。比較増幅器２
１の出力信号は増幅器３３．３４の出力電圧によって９
２ツトされるので、ヒステリシス幅±Δ■は三角波信号
に応じ変化する。三角波信号Ｎによシ、第３図（ａ）
、 （ｂ）に示（１３） すようにヒステリシス幅±Δ工を変化させると、比較器
１０Ｕ、ＩＯＶのＰＷＭパルスは同図（ｄ）。
を加算器３１．３２に加えると増幅器３３゜３４の出力
電圧も三角波信号Ａに同期して変動する。三角波信号Ａ
の周波数は５０〜５００Ｈ２程度である。比較増幅器２
１の出力信号は増幅器３３．３４の出力電圧によって９
２ツトされるので、ヒステリシス幅±Δ■は三角波信号
に応じ変化する。三角波信号Ｎによシ、第３図（ａ）
、 （ｂ）に示（１３） すようにヒステリシス幅±Δ工を変化させると、比較器
１０Ｕ、ＩＯＶのＰＷＭパルスは同図（ｄ）。
（ｅ）のＴ２期間のようになる。このとき、Ｕ相とＶ相
のＵ−Ｖ相間電圧は第３図（０に示すようになり、高調
波分がヒステリシス幅を変化させない場合より減少する
。さらにこの結果電動機電流の高調波分が減少する。
のＵ−Ｖ相間電圧は第３図（０に示すようになり、高調
波分がヒステリシス幅を変化させない場合より減少する
。さらにこの結果電動機電流の高調波分が減少する。
以上のようにしてＰＷＭインバータを瞬時値制御するの
であるが、各相間の電位差が大きくなる期間を少なくで
きるので、高調波およびそれによシ生じる磁気音（騒音
）を低減することができる。
であるが、各相間の電位差が大きくなる期間を少なくで
きるので、高調波およびそれによシ生じる磁気音（騒音
）を低減することができる。
第４，５図に本発明による実験結果を示す。
第４図は回転速度に対する騒音の特性を示すもので、２
００Ｈ２の交流信号（三角波信号）を印加した特性図で
ある。
００Ｈ２の交流信号（三角波信号）を印加した特性図で
ある。
第４図の特性ａは暗騒音で、特性すは交流信号を印加し
ないときの特性である。本発明によシ交流信号を印加す
ると特性Ｃとなる。この特性から明らかなようにヒステ
リシス幅を変えると全体的に騒音レベルが低下し、特に
低速回転時に騒音しく１４） ペルを著しく低減できることが分る。
ないときの特性である。本発明によシ交流信号を印加す
ると特性Ｃとなる。この特性から明らかなようにヒステ
リシス幅を変えると全体的に騒音レベルが低下し、特に
低速回転時に騒音しく１４） ペルを著しく低減できることが分る。
第５図は回転車度が零のときに交流信号の周波数ｆを５
０，２００，５００）（ｚと変化さ亡たときの特性図で
ある。第５図から、交流信号レベルを大きくすると騒音
レベルが小さくなり、また、交流信号レベルが同じであ
れば周波数が低い程効果が大きくなることが分る。
０，２００，５００）（ｚと変化さ亡たときの特性図で
ある。第５図から、交流信号レベルを大きくすると騒音
レベルが小さくなり、また、交流信号レベルが同じであ
れば周波数が低い程効果が大きくなることが分る。
以上述べたように、本発明によれば、ＰＷＭ制御に基づ
く高調波及びそれにより生じる電動機の磁気音を低減す
ることができる。
く高調波及びそれにより生じる電動機の磁気音を低減す
ることができる。
なお、交流信号は三角波のものに限らず、他の波形の、
例えば方形波あるいは正弦波の交流信号であっても同等
の効果が得られる。
例えば方形波あるいは正弦波の交流信号であっても同等
の効果が得られる。
また、上述の実施例はアナログ構成のものを示したが、
マイクロプロセッサなどを用いてディジタル制御を行う
場合にも本発明を採用できるのは勿論である。
マイクロプロセッサなどを用いてディジタル制御を行う
場合にも本発明を採用できるのは勿論である。
第１図は、本発明の一実施例を示す構成図、第（１５）
２図は第１図の一部詳細回路図、第３図は本発明の詳細
な説明するための波形図、第４．５図は本発明の詳細な
説明するだめの実験結果を示す特性図である。 ３・・・ＰＷＭインバータ、４・・・電動機、８・・・
電流検出器、１０・・・比較器、１２・・・信号発生器
、１３・・・（１６） 槽２日 自 で や リ Ｎノ Ｎノ 、ノ ＾ へ へ 七 〇、ｌ ＋ ゝ′ −ノ Ｎノ 兎５図 け１ノｚ＞ｕｌｖｉ （Ｔ、ｕ ）
な説明するための波形図、第４．５図は本発明の詳細な
説明するだめの実験結果を示す特性図である。 ３・・・ＰＷＭインバータ、４・・・電動機、８・・・
電流検出器、１０・・・比較器、１２・・・信号発生器
、１３・・・（１６） 槽２日 自 で や リ Ｎノ Ｎノ 、ノ ＾ へ へ 七 〇、ｌ ＋ ゝ′ −ノ Ｎノ 兎５図 け１ノｚ＞ｕｌｖｉ （Ｔ、ｕ ）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、交流電動機を駆動するＰＷＭインバータと、前記交
ｔ＆電動機に供給する電流指令信号と電流検出信号を比
較し、電流偏差の大きさと極性の関係に基づき変調した
パルス幅変調パルスを出方するヒステリシス特性を有す
る比較手段と、変流信号を発生する交流信号発生手段と
、前記交流信号に基づき前記比較手段のヒステリシス幅
を変化させるヒステリシス幅調整手段とを具備したＰＷ
Ｍインバータの制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記交流信号発生
手段は三角波の交流信号を発生するものであることを％
徴とするＰＷＭインバータの制御装置。 ３、特許請求の範囲ｊ１４１項において、前記交流信号
発生手段は方形波の交流信号を発生するものであること
を％徴とするＰＷＭインバータの制御装置。 ４、特許請求の範囲第１項において、前記交流信号発生
手段は正弦波の交流信号を発生するものであることを特
徴とするＰＷＭインバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58127933A JPS6022490A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58127933A JPS6022490A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6022490A true JPS6022490A (ja) | 1985-02-04 |
Family
ID=14972221
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58127933A Pending JPS6022490A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6022490A (ja) |
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4929882A (en) * | 1987-06-23 | 1990-05-29 | National Semiconductor Corporation | Apparatus for converting DC to DC having non-feed back variable hysteretic current-mode control for maintaining approximately constant frequency |
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| JP6676830B1 (ja) * | 2018-11-21 | 2020-04-08 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
-
1983
- 1983-07-15 JP JP58127933A patent/JPS6022490A/ja active Pending
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