JPH01270771A - Ｐｗｍインバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明はＰＷＭインバータの制御装置に関するものであ
る。

Ｂ１発明の概要 本発明は電圧指令信号を各相毎に増幅し、その増幅信号
と搬送波信号を比較制御するＰＷＭインバータの制御装
置において、 インバータの出力電圧を直接検出する第１アンプと、そ
のアンプ出力から基本波信号のみをとり出す基本波成分
検出回路を設けることにより、電圧検出波形に対して極
めて忠実に検出を行うことができ、また出力に含まれる
同相分を確実に除去ケることかでき、電圧指令信号と全
く同じ出力電圧波形を保つことができるよ・うにしノこ
ものである。

Ｃ１従来の技術 誘導電動機（以下「Ｉ　Ｍ　ｊと省略する）を可変速駆
動しようとする場合には、ＰＷＭインバータか多く用い
られている。かかるインバータにおいて、速度帰還ルー
プなしにＩＭを駆動しようとするときには、軽負荷時の
特定周期数領域で電流のハンチングが生じ易くなり、制
御不能になる可能性があること、大きなトルクリップル
を生じ易いこと等の点で大きな問題がある。特に、低速
駆動ではトルクリップルの影響が大きくなり、有効可変
速範囲は大きくみても２０対ｌの回転数範囲以下になり
、振動を嫌う用途（エレベータ駆動装置）に全く適用で
きない程の振動を生ずる。この原因としては、インバー
タの出力部分を構成するパワースイッチング素子（第２
図のＴＵ−ＴＷ、ＴＸ〜’ｒ　Ｚ　）の０Ｎ１０ＦＦ動
作の遅れがあり、この遅れがあるため各スイッチング素
子のＯＮ→ＯＦＦ→ＯＮのスイッチング指令に遅れを持
たせる必要がある。（トランジスタの動作遅れにより正
負極電源短絡を防ぐ必要があるからである。）このため
、かかるインバータではデッドタイムを持たせているが
、目標の出力電圧と実際の出力電圧との間に差が生じ、
これが波形歪になる。またパワースイッチング素子自身
や制御要素等の動作遅れによるバラツキがあるので、理
論制御値と実際の出力値との間に差が生じて第３図の点
線で示すような波形歪が生じる。

Ｄ０発明が解決しようとする課題 上記の制御装置では、エレベータ駆動装置等のように振
動を嫌う装置に使用することができなくなる。

そこで、本発明は第１アンプと基本波成分検出回路を備
えることにより、電圧検出が波形に対して極めて忠実に
検出を行うことができ、また出力に含まれる同相分を確
実に除き、電圧指令信号と同じ出力電圧波形を得ること
ができるＰＷＭインバータの制御装置を提供することを
目的としている。

８９課題を解決するための手段 上記問題点を解決するための手段として本発明は、電圧
指令信号を各相毎にＰ−１制御増幅器で増幅し、この増
幅した出力信号と搬送波信号とをコンパレータで比較制
御してトランジスタインバータをドライブするようにし
たＰＷＭインバータにおいて、前記インバータの出力電
圧を直接検出する第１のアンプと、該第１のアンプの出
力信号から基本波成分以外の成分を取り除いて基本波信
号を得る基本波成分検出回路を設け、該基本波成分検出
回路の出力信号を前記Ｐ−Ｉ制御器に入力し、該Ｐ−Ｉ
制御器で前記電圧指令信号と基本波信号とを比較増幅し
て、前記コンパレータに入力したことを特徴とする。

２３作用 本制御装置では、基本波成分検出回路の出力信号をＰ−
１制御増幅器に入力し、該Ｐ−Ｉ制御増幅器で電圧指令
信号と基本波信号どを比較増幅してコンパレータに入力
し、該コンパレータで比較制御してトランジスタインバ
ータをドライブする。

Ｇ、実施例 次に、本発明の一実施例を第１図に基づいて説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す回路図で、この図にお
いてインバータ制御回路は符号１〜１４よす成り、トラ
ンジスタインバータの主回路は上述した第２図のパワー
トランジスタＴＵ〜ＴＷ、ＴＸ−ＴＺ等より成っている
。第１図において、符号１は比例アンプ１ａ〜ｌｃ（必
要に応じてフィルタを設ける）から成る第１のアンプで
、比例アンプｌａ〜１ｃはオペアンプ等から成り、その
入力側はインバータ出力線Ｌｌ−Ｗより検出して、後段
で必要とする電圧に置換する。（Ｕ＋ω）。

（Ｖ＋ω）、（Ｗ＋ω）は比例アンプｌａ〜ｌｅへ入力
する信号である。

尚、Ｕ−Ｗは基本波の検出電圧、ωは基本波成分に重畳
される同相のＡＣ電源成分である。２は基本波成分検出
回路で、この検出回路２は突き合わせ部３、第２のアン
プ４、突き合わせ部５及び第３のアンプ６から成る。突
き合わせ部３は比例アンプｌａ、ｌｂおよび１ｃを接続
し、これらのアンプ出力を加算する。第２のアンプ４の
入力側は突き合わせ部３に接続され、出力側に、（ｔＪ
＋Ｗ）＋　（Ｖ＋ω）＋（Ｗ＋ω）＝３ωを得る。この
第２のアンプの利得をｌ／３に設定するとアンプ出力は
３ω／３−ωになる。５は比較器５ａ〜５ｃから成る突
き合わせ部で、突き合わせ部は第２のアンプ４の出力側
と共通ライン１００を介して接続されると共に、比例ア
ンプ１ａ＝ｌｃの出力側が各々接続され、比例アンプ１
ａ〜１ｃの出力と第２のアンプ４の出力とを比較する。

６は第３のアンプで、この第３のアンプ６はアンプ６ａ
〜６ｃよりなり、入力側が比較器５ａ〜５ｃに接続され
、比較出力、（Ｕ＋ω）−ω−Ｕ、（Ｖ＋ω）−ω＝■
、（Ｗ＋ω）−ω＝Ｗを得る。すなわち、基本波成分以
外の成分ωを取り除いた基本波の電圧信号を得る。

また、符号７は正弦波電圧指令信号で、この指令信号は
通常はライン電圧指令である。８は突き合わせ部で、こ
の突き合わせ部８には比較器８ａ〜８ｃが設けられてお
り、比較器８ａ〜８ｃはアンプ６ａ〜６ｃとＵ−Ｗ相電
圧信号の各線が接続され、アンプ出力とＵ−Ｗ相指令を
比較する。９はＰ−Ｉ（比例積分）アンプで、Ｐ−１ア
ンプ９はアンプ９ａ〜９ｃより成り、この入力側が比較
器８ａ〜８ｃに接続され、Ｕ−Ｗ電圧指令信号の各瞬時
値とアンプ６ａ〜６ｃの出力が比較増幅される。１０は
搬送波発生回路で、搬送波発生回路１０は共通ライン１
０１を介して比較器１１ａ〜ｌｉｅの入力側に接続され
、搬送波信号を比較器１１ａ〜ｌｌｃに入力する。１１
は突き合わせ部で、この突き合わせ部１１は比較器１１
ａ〜ｌｌｃより成り、搬送波信号とアンプ出力より比較
出力を得る。１２はコンパレータ部で、コンパレータ部
１２はコンパレータ１２ａ〜１２ｃから成り、コンパレ
ータ１２ａ〜１２ｃの入力側が比較器１１ａ＝ｌｌｃに
接続され、コンパレータ出力を得る。１３は反転回路で
、この反転回路１３はノット回路１３ａ＝１３ｃより成
り、ノット回路１３ａ〜１３ｃの入力側はコンパレータ
１２ａ〜１２ｃに接続され、出力側が絶縁伝達器１４に
接続される。この絶縁伝達器１４はトランス１４ａ＝１
４ｆから成り、コンパレータ１２ａ＝１２ｃとトランス
１４ａ、Ｌ４ｃ、１４ｅの各入力側が接続されると共に
、ノット回路１３ａ＝１３ｃの出力側がトランス１４ｂ
、１４ｄ、１４ｆの入力側に接続される。トランス１４
ａ＝１４ｆの出力側はトランジスタインバータのパワー
トランジスタＴＵ〜ＴＺのベース電極に接続されパワー
トランジスタＴＵ、ＴＶ、ＴＷは前記コンパレータの出
力信号によりオンし、またパワートランジスタＴＸ、Ｔ
Ｙ。

ＴＺはノット回路１３ａ〜１３ｃの出力信号によりオン
する。

次に、本実施例の作用について説明する。

本作用を説明するにあたって、比例アンプｌａ〜ｌｃは
第２図に示すトランジスタインバータ出力側の交流出力
線Ｕ−Ｗに接続する。インバータの直流電源は商用の３
相電源を整流して用いている。その際−船釣には３相の
１線は接地して用いる。また制御回路部のＯ１ｉ位（比
例アンプｌλ〜１ｃの入力端の一方は０電位に接続）は
、電源に対してフローティングの場合もあるが、一般に
は図示省略の測定器等を介してアースに接続されている
。

第１のアンプ１がいわゆるフローティング状態の場合に
第１のアンプ１の比例アンプ１ａ＝ｌｃには、インバー
タ出力側より検出電圧Ｕ−Ｗのみが入力する。このとき
、第２のアンプ４の出力はＯになる。これはインバータ
出力線の３相がスター結線されているため、検出電圧Ｕ
−Ｗの和がＱ＋ｖ＋ｗ＝Ｏになるためである。従って、
第３のアンプ６の出力はＵ−Ｗ基本波のみとなる。この
ようにしてＰ−Ｉアンプ９以降では、Ｕ−Ｗ相電圧指令
波形と各々同一波形になるように制御が行われる。

また、第１のアンプｌのＯ電位が測定器等を介して接地
され、また３相電源の１線が接地されている場合には、
第１のアンプ１の比例アンプ１ａ〜１ｃのＵ−Ｗ入力は
基本波成分Ｕ−Ｗに直流側のＡＣ電源成分ωが重畳され
た複雑な波形となり、そのままＵ−Ｗ相指令と突き合わ
せた場合には出力電圧も歪むことになる。第１のアンプ
において比例アンプｌａ〜ｌｃの各出力には同相のＡＣ
電源成分が重畳しており、第２のアンプ４の出力はる。

また、第２のアンプ４のゲインは１／３に設定されてい
るので、第２のアンプ４のアンプ出力は３ω／３＝ωに
なる。また、第３のアンプ６において、アンプ６ａ〜６
ｃの入力は、（Ｕ＋ω）−ω、（Ｖ＋ω）−ω、（Ｗ＋
ω）−ωになる。

従って、本インバータでは第１〜第３のアンプ１．４を
設けることにより、基本波以外の要素を完全に取り除き
、突き合わせ部８で基本波成分Ｕ〜ＷによってＵ−Ｗ相
の電圧指令信号との比較を行い、ＰＩアンプ９を介して
Ｕ−Ｗの電圧指令値と全く同一の出力電圧波形でトラン
ジスタインバータのパワートランジスタＴＵ−ＴＺを制
御する。

また、一般に高性能を要するインバータの周波数は０乃
至定格周波散逸の連続制御を必要とするが本インバータ
では電圧検出値を直接第１のアンプｌに入力しているの
で、絶縁トランス方式等を用いた場合のように周波数限
界がなくなり基本波成分を極めて忠実に検出することが
できる。また、本インバータでは第２のアンプを設ける
ことにより、出力に含まれる同相のＡＣ電源成分を確実
に除去することができる。また、搬送波方式によって制
御するＵ−Ｗの電圧指令は一般にライン電圧であるが、
これに対し、第１のアンプｌの検出も０電位をスター結
線の中性点となるライン電圧であり、制御目標出力（Ｐ
−Ｉアンプの出力）とインバータ出力電圧のフィードバ
ック値とは完全に同相検出値であるため制御安定度が極
めて高くなり、また、調整要素を設けた場合において各
相出力を各々独立して調整することができるため、制御
が極めて容易になる。また、本インバータではＰ−Ｉア
ンプによって電圧指令信号に常に追従制御しているので
、パワートランジスタの出力電圧波形が完全な正弦波に
なり、各要素の遅れやバラツキ等に影響されない正確な
出力電圧を得ることができる。従って、本インバータに
よれば数百対ｌの回転数範囲においてオープンループで
ありながら極めてトルクリップルの小さなモータの回転
制御を行うことができる。

Ｈ０発明の効果 上記のように本発明によれば、制御安定度が極めて高く
なり、各相出力を各々独立して調整することができるの
で、制御が極めて容易になる。また、Ｐ−１アンプによ
って指令波形に常に追従制御しているので、パワートラ
ンジスタの出力波形を完全な正弦波にすることができ、
各要素の遅延やバラツキ等によって影響されない正確な
出力電圧を得ることができる。このために本インバータ
によれば、数百対１の回転数範囲においてオープンルー
プでありながら極めてトルクリップルの小さなモータの
回転制御をすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は一般
的なＰＷＭインバータの主回路の例を示す回路図、第３
図は目標波形と実際の出力波形との差異を示す図である
。 １・・・第１のアンプ、ｌａ〜１ｃ・・・Ｕ乃至Ｗのア
ンプ、４・・・第２のアンプ、６・・・第３のアンプ、
７・・・正弦波指令信号、９・・・ＰＩ（比例積分）ア
ンプ、１０・・・搬送波発生回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電圧指令信号を各相毎にＰ−Ｉ制御増幅器で増幅し、こ
   の増幅した出力信号と搬送波信号とをコンパレータで比
   較制御してトランジスタインバータをドライブするよう
   にしたＰＷＭインバータにおいて、前記インバータの出
   力電圧を検出する第１のアンプと、該第１のアンプの出
   力信号から基本波成分以外の成分を取り除いて基本波信
   号を得る基本波成分検出回路を設け、該基本波成分検出
   回路の出力信号を前記Ｐ−Ｉ制御増幅器に入力し、該Ｐ
   −Ｉ制御増幅器で前記電圧指令信号と基本波信号とを比
   較増幅して、前記コンパレータに入力したことを特徴と
   するＰＷＭインバータの制御装置。