JPS6277895A - パルス幅変調形インバ−タ装置 - Google Patents
パルス幅変調形インバ−タ装置Info
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- JPS6277895A JPS6277895A JP60216362A JP21636285A JPS6277895A JP S6277895 A JPS6277895 A JP S6277895A JP 60216362 A JP60216362 A JP 60216362A JP 21636285 A JP21636285 A JP 21636285A JP S6277895 A JPS6277895 A JP S6277895A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、直流あるいは交流を可変周波数。
可変電圧の交流に変換するパルス幅変調形インバータ装
置に関するものである。
置に関するものである。
従来のこの種装置とし１第３図に示すものがあった。図
は従来のパルス幅変調形インバータ装置（以下Ｐ Ｗ
Ｍインバータ装置という）の構成を示すもので、図にお
いて、１０は入力交流電源を可変周波数可変電圧の交流
に変換するインバータ装置の主回路部、１１は前記主回
路部１０において、直流を３相の交流に変換する逆変換
器、２０は主回路部１０により駆動される誘導′電動機
、３０はインバータ出力周波数指令（以下ｆＯ指令とい
う）を受けて、予め定められた出力′電圧／出力周波数
比パターン（以下■／ｆパターンという）に則シインバ
ータ出力指令（以下■。指令という）を決定するＶ／ｆ
パターン設定器、４０はＶ。指令とｆｏ指令よシ逆変換
器１１の可制御素子のオン。
は従来のパルス幅変調形インバータ装置（以下Ｐ Ｗ
Ｍインバータ装置という）の構成を示すもので、図にお
いて、１０は入力交流電源を可変周波数可変電圧の交流
に変換するインバータ装置の主回路部、１１は前記主回
路部１０において、直流を３相の交流に変換する逆変換
器、２０は主回路部１０により駆動される誘導′電動機
、３０はインバータ出力周波数指令（以下ｆＯ指令とい
う）を受けて、予め定められた出力′電圧／出力周波数
比パターン（以下■／ｆパターンという）に則シインバ
ータ出力指令（以下■。指令という）を決定するＶ／ｆ
パターン設定器、４０はＶ。指令とｆｏ指令よシ逆変換
器１１の可制御素子のオン。
オフパターンを決定するパルス幅変調回路（以下ＰＷＭ
回路という）、５０は前記パルス幅変調回路４０の出力
信号を受けて逆変換器可制御素子を駆動する駆動回路で
ある。
回路という）、５０は前記パルス幅変調回路４０の出力
信号を受けて逆変換器可制御素子を駆動する駆動回路で
ある。
次に第３図と第４図を用い動作について説明する。第４
図は代表的パルス幅変調方式での３相の中の１相（Ｕ相
）のＰＷＭ動作について示している。まず、ｖ／ｆパタ
ーン３０設定器は入力よシｖｏ指令を受けるとＶ。指令
が決定され出力される。パルス幅変調回路４０は、ｆｏ
指令とＶ。指令を受けると、第４図の（ａｔに示すよう
にｆｏ指令ｖｏ指令に対応した基準電圧Ｖ。と、キャリ
ア波形ＶＴとを比較し、オンオフパターンを決定する。
図は代表的パルス幅変調方式での３相の中の１相（Ｕ相
）のＰＷＭ動作について示している。まず、ｖ／ｆパタ
ーン３０設定器は入力よシｖｏ指令を受けるとＶ。指令
が決定され出力される。パルス幅変調回路４０は、ｆｏ
指令とＶ。指令を受けると、第４図の（ａｔに示すよう
にｆｏ指令ｖｏ指令に対応した基準電圧Ｖ。と、キャリ
ア波形ＶＴとを比較し、オンオフパターンを決定する。
すなわち、Ｕ相の基準電圧がキャリアよυ犬なる区間は
オン″Ｈ”小なる区間はオフ″′Ｌ”としてＵ相の上側
可制御素子ＴｕｐのオンオフパターンＵｐ、を決定し、
その逆転信号をＵ相下側の可制御素子ＴＵＨのオンオフ
パターンＵＮＯとする。Ｕｐｏ。
オン″Ｈ”小なる区間はオフ″′Ｌ”としてＵ相の上側
可制御素子ＴｕｐのオンオフパターンＵｐ、を決定し、
その逆転信号をＵ相下側の可制御素子ＴＵＨのオンオフ
パターンＵＮＯとする。Ｕｐｏ。
ＵＮＯは第４図（ｂ）に示す。他のＶ相、Ｗ相について
も、前述のキャリアと、Ｕ相基準電圧波形ｖｏとはそれ
ぞれ１２０°、２４０°位相が遅れた基準電圧信号と比
較することによシ同様に求められる。
も、前述のキャリアと、Ｕ相基準電圧波形ｖｏとはそれ
ぞれ１２０°、２４０°位相が遅れた基準電圧信号と比
較することによシ同様に求められる。
Ｕ相のオンオフパターンは以上のように求められるが、
駆動回路５０に出力されるオンオフ信号Ｕｐ 、ＵＮ
（第４図（Ｃ１に示す）は、可制御素子のスイッチング
遅れになる。Ｕ相上下素子の短絡を防止するため短絡防
止期間Ｔｄだけ上、下素子を共にオンする期間を設けた
、いわゆる、短絡防止処理されたものとなる。Ｔｄは通
常駆動回路５０町制御素子の遅れ等を見込み、十分大き
く設定される。■相、Ｗ相信号についても同様である。
駆動回路５０に出力されるオンオフ信号Ｕｐ 、ＵＮ
（第４図（Ｃ１に示す）は、可制御素子のスイッチング
遅れになる。Ｕ相上下素子の短絡を防止するため短絡防
止期間Ｔｄだけ上、下素子を共にオンする期間を設けた
、いわゆる、短絡防止処理されたものとなる。Ｔｄは通
常駆動回路５０町制御素子の遅れ等を見込み、十分大き
く設定される。■相、Ｗ相信号についても同様である。
駆動回路５０はパルス幅変調回路４０からのオンオフ信
号（Ｕ、 、 ＵＮ等）を受けて可制御素子を駆動する
。その結果、周波数ｆｏ指令、インバータ出力指令Ｖ。
号（Ｕ、 、 ＵＮ等）を受けて可制御素子を駆動する
。その結果、周波数ｆｏ指令、インバータ出力指令Ｖ。
のインバータ運転状態となる。
簡単化のため、駆動回路５０及び、可制御素子の遅れを
無視すると短絡防止期間Ｔｄの間は、上下両方の可制御
素子が共にオフする無制御期間故に出力端子電位は出力
電流の極性により還流ダイオードの働きで決定される。
無視すると短絡防止期間Ｔｄの間は、上下両方の可制御
素子が共にオフする無制御期間故に出力端子電位は出力
電流の極性により還流ダイオードの働きで決定される。
すなわち、正の出力電流の場合は負の電位に、負の出力
電流の場合は正の電位となる。この様子を第５図（ａｌ
、 （ｂｌに示す。
電流の場合は正の電位となる。この様子を第５図（ａｌ
、 （ｂｌに示す。
第５図においてはＵ相に関し逆変換器１１０入力の仮想
中性点に対する電位として表わしている。
中性点に対する電位として表わしている。
従って、例えばＵ相の出力電圧波形はオンオフパターン
Ｕｐ□ ＋ ＵＮＯに従った理想的な正弦波とならず、
歪みを持つことになる。第４図（ｄｌ 、 ｔｅｌにこ
の様子を示す。（ｅｌは前述の短絡防止期間Ｔｄの影響
が出力電流極性に従って出る様子を示している。
Ｕｐ□ ＋ ＵＮＯに従った理想的な正弦波とならず、
歪みを持つことになる。第４図（ｄｌ 、 ｔｅｌにこ
の様子を示す。（ｅｌは前述の短絡防止期間Ｔｄの影響
が出力電流極性に従って出る様子を示している。
（ｄｌに示す出力電圧は、結局、ｐＷＭ信号ＵｐＯＪＵ
ＮＯから決定される理想的正弦波と、ｔｅｌに示すＴｄ
の影響分電圧の合成となる。この様子を式で表わすと次
式の様になる。
ＮＯから決定される理想的正弦波と、ｔｅｌに示すＴｄ
の影響分電圧の合成となる。この様子を式で表わすと次
式の様になる。
Ｖ’Ｔｄ”Ｂ １
ｖＵｖ＝ｖＩＩＡＣＯ３（ωｔ＋φ）−−（ｃｏｓωｔ
−Ｈｃｏｓ５ωｔＴに こで、ＶＵＶ ： Ｕ −”量線間電圧、Ｖ；インバー
タ直流部電圧、Ａ、Ｂ；電圧出力係数、φ；力率角、Ｔ
ｄ；短絡防止期間、Ｔｏ ；ＰＷＭのキャリア周期、で
ある。上式において、第１項は本来制御しようとじ友電
圧成分を、第２項は短絡防止期間Ｔｄの影響による直圧
成分を表わす。従って、 □短絡防止期間Ｔｄの影響
として、負荷が増加し力 □率がよくなると、第１項
、第２項の位相が近づく １ので、出力電圧は減少す
ることＫなる。この様子 □を第６図に示す。通常Ｔ
ｄ ＊ Ｔ（＋ Ｖ ＋ Ａ ＋ Ｂはあらかじめ与え
られるから電圧減少の度合は前もって計算可能である。
−Ｈｃｏｓ５ωｔＴに こで、ＶＵＶ ： Ｕ −”量線間電圧、Ｖ；インバー
タ直流部電圧、Ａ、Ｂ；電圧出力係数、φ；力率角、Ｔ
ｄ；短絡防止期間、Ｔｏ ；ＰＷＭのキャリア周期、で
ある。上式において、第１項は本来制御しようとじ友電
圧成分を、第２項は短絡防止期間Ｔｄの影響による直圧
成分を表わす。従って、 □短絡防止期間Ｔｄの影響
として、負荷が増加し力 □率がよくなると、第１項
、第２項の位相が近づく １ので、出力電圧は減少す
ることＫなる。この様子 □を第６図に示す。通常Ｔ
ｄ ＊ Ｔ（＋ Ｖ ＋ Ａ ＋ Ｂはあらかじめ与え
られるから電圧減少の度合は前もって計算可能である。
（参考文献、８５７年度、電３学会東海支部連合大会１
５１ ｒＰＷＭインバータの上下アーム短絡防止期間
の波形への影響につ ：いて」） この短絡防止期間Ｔｄの影響は、出力電圧の低 ；い
低周波数領域が特に顕著となる。
５１ ｒＰＷＭインバータの上下アーム短絡防止期間
の波形への影響につ ：いて」） この短絡防止期間Ｔｄの影響は、出力電圧の低 ；い
低周波数領域が特に顕著となる。
また、よく知られているように、出力電圧の低い低周波
数領域においては、１次インピーダンス １電圧降下
、特に、１１・Ｒ１による電圧降下の影響を無視できな
い。（第７図参照）。空隙出東を一定に保つべく ｖ
ｌ／ｆ１（Ｖｌ： １次電圧αインノ（−タ出力電圧、
ｆｌ：１次局波数＝インバータ出力周波数）を一定に制
御しても、励磁電圧Ｅ。はＶｌから略ｌｌＲ１だけ降下
するのが、電流が増加すればそれだけ空隙磁束は減少し
、トルクが出にくくなる。（ｉ１＋ Ｒ１については第
７図に示す）但し、第７図においてＲ１；１次抵抗、Ｒ
２；２次抵抗、１１；１次漏れインダクタンス、２２；
２次漏れインダクタンス、輸；励磁インダクタンス、Ｓ
；すべり、１１；１次電流、１２；２次電流、１０；励
磁電流、Ｅｏ；励磁電圧、ｖｌ；１次電圧、である。
数領域においては、１次インピーダンス １電圧降下
、特に、１１・Ｒ１による電圧降下の影響を無視できな
い。（第７図参照）。空隙出東を一定に保つべく ｖ
ｌ／ｆ１（Ｖｌ： １次電圧αインノ（−タ出力電圧、
ｆｌ：１次局波数＝インバータ出力周波数）を一定に制
御しても、励磁電圧Ｅ。はＶｌから略ｌｌＲ１だけ降下
するのが、電流が増加すればそれだけ空隙磁束は減少し
、トルクが出にくくなる。（ｉ１＋ Ｒ１については第
７図に示す）但し、第７図においてＲ１；１次抵抗、Ｒ
２；２次抵抗、１１；１次漏れインダクタンス、２２；
２次漏れインダクタンス、輸；励磁インダクタンス、Ｓ
；すべり、１１；１次電流、１２；２次電流、１０；励
磁電流、Ｅｏ；励磁電圧、ｖｌ；１次電圧、である。
従って、前述した短絡防止期間Ｔｄの影響も考慮する。
特に低周波数域において電流が増加し負荷力率が変化し
たときは短絡防止期間Ｔｄの影響で出力電圧が減少し、
更に１次インピーダンスの影響で励磁分電圧が減少する
から、一層空隙磁束は減少しトルクが出にくくなる。
たときは短絡防止期間Ｔｄの影響で出力電圧が減少し、
更に１次インピーダンスの影響で励磁分電圧が減少する
から、一層空隙磁束は減少しトルクが出にくくなる。
従来のパルス幅変調形インバータ装置は以上のように構
成されているので、特に出力電圧の低い低周波数領域に
おいては、１次インピーダンスによる電圧降下と、短絡
防止時間Ｔｄの影響による電圧降下の影響で、出力トル
クが著しく出にくくなるという問題点があった。そして
、このことを補うために、負荷時のトルク特性を満たす
べくあらかじめ電圧値を大きく設定した場合、無負荷時
に非常に過励磁となり、無負荷電流の増大、電動機の発
熱、振動、騒音増加等をまねき、上述の欠点をカバーす
るには限界がある等の問題点があった。
成されているので、特に出力電圧の低い低周波数領域に
おいては、１次インピーダンスによる電圧降下と、短絡
防止時間Ｔｄの影響による電圧降下の影響で、出力トル
クが著しく出にくくなるという問題点があった。そして
、このことを補うために、負荷時のトルク特性を満たす
べくあらかじめ電圧値を大きく設定した場合、無負荷時
に非常に過励磁となり、無負荷電流の増大、電動機の発
熱、振動、騒音増加等をまねき、上述の欠点をカバーす
るには限界がある等の問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
次もので、出力電圧の低い低周波数領域においても、負
荷電流が増大しても励磁電圧は降下することなく、空隙
磁束は一定に保たれ、出力トルク値も降下することなく
、モータのトルク特性を有効に発揮でき、かつ適正に駆
動するパルス幅変調形インバータ装置を得ることを目的
としている。
次もので、出力電圧の低い低周波数領域においても、負
荷電流が増大しても励磁電圧は降下することなく、空隙
磁束は一定に保たれ、出力トルク値も降下することなく
、モータのトルク特性を有効に発揮でき、かつ適正に駆
動するパルス幅変調形インバータ装置を得ることを目的
としている。
この発明に係るパルス幅変調形インバータ装置は、イン
バータ出力電流を検出する電流検出器を設け、検出′電
流とＰＷＭ回路内基準電圧とから力率角φを求め、１次
インピーダンス電圧降下分と短絡防止期間Ｔｄの影響に
よる電圧降下分を算出し、Ｖ／ｆパターン設定器から出
力される出力電圧指令に加算補正を施すようにしたもの
である。
バータ出力電流を検出する電流検出器を設け、検出′電
流とＰＷＭ回路内基準電圧とから力率角φを求め、１次
インピーダンス電圧降下分と短絡防止期間Ｔｄの影響に
よる電圧降下分を算出し、Ｖ／ｆパターン設定器から出
力される出力電圧指令に加算補正を施すようにしたもの
である。
この発明におけるパルス幅変調形インバータ装置は、負
荷の状態に応じてインバータ出力電圧が変化するように
し、常に空隙磁束を適正に保つようにする。
荷の状態に応じてインバータ出力電圧が変化するように
し、常に空隙磁束を適正に保つようにする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図中
、第３、図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、６０はインバータ出力電流を検出する
電流検出器、７０は前記電流検出器６０の出力を受けて
、あらかじめ設定しておいた誘導電動機１次インピーダ
ンス値から、１次インピーダンス降下分を算出する第１
の１圧補正回路、８０は電流検出器６０の出力とＰＷＭ
回路４０の基準電圧波形とから負荷力率角φを算出する
力率検出器、９０は力率検出器８０の出力を受けて短絡
防止期間Ｔｄの影響による降下分を算出する第２の電圧
補正回路である。ＰＷＭ回路４０のＶ。指令としてはｖ
／ｆパターン設定器３０の出力と、第１及び第２の電圧
補正回路７０．９０の出力である電圧補正回路Ｖ１．△
ｖ２との和が与えられる。ｖ／ｆパターン設定器３０は
、無負荷時適正な励磁となるように定められたものとす
る。
、第３、図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、６０はインバータ出力電流を検出する
電流検出器、７０は前記電流検出器６０の出力を受けて
、あらかじめ設定しておいた誘導電動機１次インピーダ
ンス値から、１次インピーダンス降下分を算出する第１
の１圧補正回路、８０は電流検出器６０の出力とＰＷＭ
回路４０の基準電圧波形とから負荷力率角φを算出する
力率検出器、９０は力率検出器８０の出力を受けて短絡
防止期間Ｔｄの影響による降下分を算出する第２の電圧
補正回路である。ＰＷＭ回路４０のＶ。指令としてはｖ
／ｆパターン設定器３０の出力と、第１及び第２の電圧
補正回路７０．９０の出力である電圧補正回路Ｖ１．△
ｖ２との和が与えられる。ｖ／ｆパターン設定器３０は
、無負荷時適正な励磁となるように定められたものとす
る。
次に動作について説明する。
今、ＰＷＭイシバータ装置はｆｏ指令を受けて、出力周
波数ｆｏ、出力電圧Ｖ。で誘導電動機を駆動していると
する。負荷は無負荷とし、電圧補正回路出力△Ｖｌ 、
△ｖ２は零であるとする。この状態から負荷電流が増加
したとする。すると電流検出器６０では負荷電流を検出
し、第１の電圧補正回路７０では次のように電圧補正値
△Ｖ１を計算する。
波数ｆｏ、出力電圧Ｖ。で誘導電動機を駆動していると
する。負荷は無負荷とし、電圧補正回路出力△Ｖｌ 、
△ｖ２は零であるとする。この状態から負荷電流が増加
したとする。すると電流検出器６０では負荷電流を検出
し、第１の電圧補正回路７０では次のように電圧補正値
△Ｖ１を計算する。
（後述の様にもつと詳細計算法もあるが、代表例として
示す。） △ｙ、＝＝に・Ｒ１・い１−ｉＩＴｌ） ・・・・・
・・・・・・・ （２）ただし、ｉｍ；励磁電流（無負
荷電流）Ｒ１：１次抵抗 Ｋ ；定数 又、力率検出器８０では電流検出器６０で検出され友負
荷電流波形とＰＷＭ回路４０よシ入力される基準電圧波
形の位相比較（但し、両者は同出力相であること）をす
ることにより力率角φが求まる。第２の電圧補正回路９
０には、例えば、第８図に示す様にあらかじめ変調条件
から力率角φに対する電圧補正値△ｖ２を計算し格納し
であるものとすると、力率検出器８０より力率角φを入
力することによシ短絡防止期間Ｔｄの影響による電圧降
下分補正値△ｖ２が求まる。その結果、ＰＷＭ回路４０
に入力されるＶ。指令は、ｖ／ｆパターン設定器３０か
ら出力される電圧指令と、第１．第２の電圧補正回路７
０．９０の電圧補正回路から出力される△Ｖｌ、Δｖ２
の和となる。故に電動機空隙磁束も負荷の増大の影響を
受けず適正値に保たれるから出力トルク値も確保される
。
示す。） △ｙ、＝＝に・Ｒ１・い１−ｉＩＴｌ） ・・・・・
・・・・・・・ （２）ただし、ｉｍ；励磁電流（無負
荷電流）Ｒ１：１次抵抗 Ｋ ；定数 又、力率検出器８０では電流検出器６０で検出され友負
荷電流波形とＰＷＭ回路４０よシ入力される基準電圧波
形の位相比較（但し、両者は同出力相であること）をす
ることにより力率角φが求まる。第２の電圧補正回路９
０には、例えば、第８図に示す様にあらかじめ変調条件
から力率角φに対する電圧補正値△ｖ２を計算し格納し
であるものとすると、力率検出器８０より力率角φを入
力することによシ短絡防止期間Ｔｄの影響による電圧降
下分補正値△ｖ２が求まる。その結果、ＰＷＭ回路４０
に入力されるＶ。指令は、ｖ／ｆパターン設定器３０か
ら出力される電圧指令と、第１．第２の電圧補正回路７
０．９０の電圧補正回路から出力される△Ｖｌ、Δｖ２
の和となる。故に電動機空隙磁束も負荷の増大の影響を
受けず適正値に保たれるから出力トルク値も確保される
。
次に重負荷の状態から軽負荷の状態に変化したときにつ
いて述べる。このときも、前述の負荷増大時と同様で、
電流検出器６０の検出値に基づいて、第１．第２の電圧
補正回路７０．７０により電圧補正値、・ΔＶｌ ｆｆ
ｙＶ２が求められる。それらの値はｖ／ｆパターン設定
器３０の出力と加算されてＰ ＷＭ回路４０に電圧指令
として入力される。
いて述べる。このときも、前述の負荷増大時と同様で、
電流検出器６０の検出値に基づいて、第１．第２の電圧
補正回路７０．７０により電圧補正値、・ΔＶｌ ｆｆ
ｙＶ２が求められる。それらの値はｖ／ｆパターン設定
器３０の出力と加算されてＰ ＷＭ回路４０に電圧指令
として入力される。
従って、負荷の状態如何に拘らず、電動機空隙磁束は常
に適正に保持され、出力トルク値も損うことのない運転
が可能となる。
に適正に保持され、出力トルク値も損うことのない運転
が可能となる。
なお上記実施例では１次インピーダンスによる電圧補正
値Δｖ１は１次抵抗分Ｒ１のみで求める方法について示
し友が、１次リアクタンス、あるいは力率角φを用いて
詳細に求めれば、一層精度よく効果を発渾できる。この
実施例の構成を第２図に示す。
値Δｖ１は１次抵抗分Ｒ１のみで求める方法について示
し友が、１次リアクタンス、あるいは力率角φを用いて
詳細に求めれば、一層精度よく効果を発渾できる。この
実施例の構成を第２図に示す。
又電流の検出器は少なくとも一相であればよい。
インバータ主回路構成は交流を任意の周波数と電圧の交
流に変換する例について示したが他の構成でもよい。
流に変換する例について示したが他の構成でもよい。
以上のように、この発明によれば、出力電流を検出し、
その検出結果とＰＷＭ基準電圧を比較することにより力
率を求め１次インピーダンス電圧降下分と、ＰＷＭにと
もなう短絡防止期間Ｔｄの影響による電圧降下分を補正
するようにしたので、特に出力電圧検出器を付加するこ
となく、安価な装置で、負荷電流が増大してもトルク特
性を損うことなく適正な状態で電動機駆動ができる効果
がある。
その検出結果とＰＷＭ基準電圧を比較することにより力
率を求め１次インピーダンス電圧降下分と、ＰＷＭにと
もなう短絡防止期間Ｔｄの影響による電圧降下分を補正
するようにしたので、特に出力電圧検出器を付加するこ
となく、安価な装置で、負荷電流が増大してもトルク特
性を損うことなく適正な状態で電動機駆動ができる効果
がある。
第１図はこの発明の一実施例によるＰＷＭインバータ装
置の構成図、第２図は本発明による他の実施例を示す構
成図、第３図は従来のＰＷＭインバータ装置の構成図、
第４図はＰＷＭ方式と短絡防止期間Ｔｄの影響を示す図
、第５図は短絡防止期間の出力電位を示す説明図、第６
図は力率角φと短絡防止期間Ｔｄによる出力電圧変化を
示す特性図、第７図は標準モータの等価回路図、第８図
は第２の電圧補正回路の具体的説明図である。 図において、１０はインバータ主回蕗部、１１は逆変換
器、２０は誘導電動機、３０はｖ７／ｆパターン設定器
、４０はＰＷＭ回路、５０は駆動回路、６０は電流検出
器、７０は第１の電圧補正回路、８０は力率検出器、９
０は第２の電圧補正回路である。 特許出願人 三菱電機株式会社 代理人 弁理士 １）澤 博 昭 （外２名） 第１ｒｉＢ ２０：詭＋ｔ′９ｔｊ桝こ 第４図 第 ５ 図 （ａ） （ｂ）第６ 図 力率角φ → 手続補正書（自発）
置の構成図、第２図は本発明による他の実施例を示す構
成図、第３図は従来のＰＷＭインバータ装置の構成図、
第４図はＰＷＭ方式と短絡防止期間Ｔｄの影響を示す図
、第５図は短絡防止期間の出力電位を示す説明図、第６
図は力率角φと短絡防止期間Ｔｄによる出力電圧変化を
示す特性図、第７図は標準モータの等価回路図、第８図
は第２の電圧補正回路の具体的説明図である。 図において、１０はインバータ主回蕗部、１１は逆変換
器、２０は誘導電動機、３０はｖ７／ｆパターン設定器
、４０はＰＷＭ回路、５０は駆動回路、６０は電流検出
器、７０は第１の電圧補正回路、８０は力率検出器、９
０は第２の電圧補正回路である。 特許出願人 三菱電機株式会社 代理人 弁理士 １）澤 博 昭 （外２名） 第１ｒｉＢ ２０：詭＋ｔ′９ｔｊ桝こ 第４図 第 ５ 図 （ａ） （ｂ）第６ 図 力率角φ → 手続補正書（自発）
Claims (2)
- （１）出力周波数指令及び出力電圧指令とに基いて逆変
換器可制御素子のオン、オフパターンを決定するパルス
幅変調回路を有し、該パルス幅変調回路に与える交流入
力電源あるいは直流入力電源を可変周波数、可変電圧の
交流に変換して誘導電動機を駆動するパルス幅変調形イ
ンバータ装置において、前記インバータ装置の出力電流
を検出する電流検出器と、前インバータ装置の負荷力率
を検出する力率検出器とを設け、前記電流検出器と力率
検出器の出力に応じて前記誘導電動機の１次インピーダ
ンス及び逆変換器の可制御素子上下短絡防止期間に起因
する電圧降下分を求め、前記出力電圧指令に加算補正制
御を施すようにしたことを特徴とするパルス幅変調形イ
ンバータ装置。 - （２）前記力率検出器はパルス幅変調基準電圧波形と電
流検出器出力波形とを比較する比較器からなることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載のパルス幅変調形イ
ンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60216362A JPS6277895A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | パルス幅変調形インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60216362A JPS6277895A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | パルス幅変調形インバ−タ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6277895A true JPS6277895A (ja) | 1987-04-10 |
Family
ID=16687376
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60216362A Pending JPS6277895A (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | パルス幅変調形インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6277895A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2286734B (en) * | 1994-01-28 | 1997-12-10 | Mitsubishi Electric Corp | Inverter control method and apparatus |
| CN103762929A (zh) * | 2013-10-30 | 2014-04-30 | 上海绿仁节能环保工程有限公司 | 负载跟踪节电控制系统 |
-
1985
- 1985-09-30 JP JP60216362A patent/JPS6277895A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2286734B (en) * | 1994-01-28 | 1997-12-10 | Mitsubishi Electric Corp | Inverter control method and apparatus |
| CN103762929A (zh) * | 2013-10-30 | 2014-04-30 | 上海绿仁节能环保工程有限公司 | 负载跟踪节电控制系统 |
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