JPH04251597A - 電流形インバ−タの制御装置 - Google Patents
電流形インバ−タの制御装置Info
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- JPH04251597A JPH04251597A JP2416571A JP41657190A JPH04251597A JP H04251597 A JPH04251597 A JP H04251597A JP 2416571 A JP2416571 A JP 2416571A JP 41657190 A JP41657190 A JP 41657190A JP H04251597 A JPH04251597 A JP H04251597A
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- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 abstract description 7
- 230000001629 suppression Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 2
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電流形インバータの制
御装置に係り、特にトルクリプルを低減した電流形イン
バータの制御装置に関する。
御装置に係り、特にトルクリプルを低減した電流形イン
バータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電流形インバータ装置は、日立評
論ＶｏＬ６８，Ｎｏ．６（１９８６）において論じられ
ている。この装置のＰＷＭパルス発生方式は、キャリア
周期をＴとすると、このキャリア内で点弧する各Ｕ、Ｖ
、Ｗ相の点弧幅Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを、例えば点弧位相θ
が０≦θ＜６０°の場合、Ｔｕ＝Ｔ×ｓｉｎθ，Ｔｗ＝
Ｔ×ｓｉｎ（θー２４０°），Ｔｖ＝ＴーＴｕーＴｗで
求めることにより、正弦波ＰＷＭ出力を得る方式である
。
論ＶｏＬ６８，Ｎｏ．６（１９８６）において論じられ
ている。この装置のＰＷＭパルス発生方式は、キャリア
周期をＴとすると、このキャリア内で点弧する各Ｕ、Ｖ
、Ｗ相の点弧幅Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを、例えば点弧位相θ
が０≦θ＜６０°の場合、Ｔｕ＝Ｔ×ｓｉｎθ，Ｔｗ＝
Ｔ×ｓｉｎ（θー２４０°），Ｔｖ＝ＴーＴｕーＴｗで
求めることにより、正弦波ＰＷＭ出力を得る方式である
。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術において
、ＰＷＭパルス幅指令値は、主回路制御素子のターンオ
フ遅れによる誤差を考慮していないので、出力電流の位
相によっては主回路制御素子のターンオン指令と実際の
ターンオン期間が一致しない場合がある。上記ターンオ
フ遅れによる出力電流の誤差は、全体的には数％程度で
あるが、局所的に見ればＰＷＭパルス幅が狭い領域にお
いて誤差が大きい。この誤差はインバータの出力電流に
歪みを与え、これにより駆動される誘導電動機にトルク
リプルが発生する。この傾向は狭いＰＷＭパルス幅が連
続して長時間出力される低周波数域で顕著となる。
、ＰＷＭパルス幅指令値は、主回路制御素子のターンオ
フ遅れによる誤差を考慮していないので、出力電流の位
相によっては主回路制御素子のターンオン指令と実際の
ターンオン期間が一致しない場合がある。上記ターンオ
フ遅れによる出力電流の誤差は、全体的には数％程度で
あるが、局所的に見ればＰＷＭパルス幅が狭い領域にお
いて誤差が大きい。この誤差はインバータの出力電流に
歪みを与え、これにより駆動される誘導電動機にトルク
リプルが発生する。この傾向は狭いＰＷＭパルス幅が連
続して長時間出力される低周波数域で顕著となる。
【０００４】本発明の目的とするところは、上記主回路
制御素子のターンオフ遅れによる誤差を相対的に小さく
して、上記誘導電動機のトルクリプルの低減を図ること
にある。
制御素子のターンオフ遅れによる誤差を相対的に小さく
して、上記誘導電動機のトルクリプルの低減を図ること
にある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
、主回路制御素子に自己消弧素子を用いた電流形インバ
ータにおいて、インバータの出力周波数が定格より低い
領域では、該出力周波数の低下に応じて、チョッピング
周波数を低く設定して運転するようにした。
、主回路制御素子に自己消弧素子を用いた電流形インバ
ータにおいて、インバータの出力周波数が定格より低い
領域では、該出力周波数の低下に応じて、チョッピング
周波数を低く設定して運転するようにした。
【０００６】
【作用】チョッピング周波数とインバータの出力電圧リ
プルとは密接な関係があり、むやみにチョッピング周波
数を下げることはできない。リプル電圧はチョッピング
周波数にほぼ反比例して増大する。すなわち、リプル電
圧分をΔＶとし、チョッピング周波数をｆＣＨとすると
、（１）式〔数式は図面ページを参照のこと。以下も同
様である。〕が成り立つ。ただし負荷電流一定とする。
プルとは密接な関係があり、むやみにチョッピング周波
数を下げることはできない。リプル電圧はチョッピング
周波数にほぼ反比例して増大する。すなわち、リプル電
圧分をΔＶとし、チョッピング周波数をｆＣＨとすると
、（１）式〔数式は図面ページを参照のこと。以下も同
様である。〕が成り立つ。ただし負荷電流一定とする。
【０００７】また、これが成立するのは、チョッピング
周波数が、インバータ出力に接続されているフィルタコ
ンデンサとモータインダクタンスとの共振周波数よりも
高い場合であり、少なくとも以下の議論においては常に
本条件が成立する範囲のｆＣＨを考えるものとする。こ
こで今電圧の許容値をＶｍａｘとし、モータの定格電圧
をＶＭとすれば、Ｖｍａｘは（２）式を満足する必要が
ある。
周波数が、インバータ出力に接続されているフィルタコ
ンデンサとモータインダクタンスとの共振周波数よりも
高い場合であり、少なくとも以下の議論においては常に
本条件が成立する範囲のｆＣＨを考えるものとする。こ
こで今電圧の許容値をＶｍａｘとし、モータの定格電圧
をＶＭとすれば、Ｖｍａｘは（２）式を満足する必要が
ある。
【０００８】（２）式を変形して（３）式を得る。定格
のチョッピング周波数ｆＣＨＯの時のリプル電圧をΔＶ
０とすると、（２）式と（３）式より（４）式を得る。
のチョッピング周波数ｆＣＨＯの時のリプル電圧をΔＶ
０とすると、（２）式と（３）式より（４）式を得る。
【０００９】（４）式より、モータ電圧ＶＭが低い場合
、チョッピング周波数ｆＣＨは定格チョッピング周波数
ｆＣＨＯに対して低く設定できる。逆に、インバータ出
力周波数が低い領域においてチョッピング周波数を下げ
る場合、この時のモータ電圧に対して（４）式を満足す
るチョッピング周波数以上であることが必要である。
、チョッピング周波数ｆＣＨは定格チョッピング周波数
ｆＣＨＯに対して低く設定できる。逆に、インバータ出
力周波数が低い領域においてチョッピング周波数を下げ
る場合、この時のモータ電圧に対して（４）式を満足す
るチョッピング周波数以上であることが必要である。
【００１０】チョッピング周波数を下げることは、パル
ス発生周期を長くすることであり、従って主回路制御素
子のターンオフ遅れによる誤差が相対的に小さくなるの
で、これに起因する電動機のトルクリプルを小さくする
ことができる。
ス発生周期を長くすることであり、従って主回路制御素
子のターンオフ遅れによる誤差が相対的に小さくなるの
で、これに起因する電動機のトルクリプルを小さくする
ことができる。
【００１１】電流形インバータの出力電流Ｉ０は、直流
電流をＩＤＣ、チョッピング周期をＴｏとすると（５）
式で表せる。（５）式においてＴｏｆｆ／Ｔｏはターン
オフ遅れによる誤差項であり、チョッピング周期Ｔｏを
長くするということは前記誤差項を小さくすることにほ
かならない。
電流をＩＤＣ、チョッピング周期をＴｏとすると（５）
式で表せる。（５）式においてＴｏｆｆ／Ｔｏはターン
オフ遅れによる誤差項であり、チョッピング周期Ｔｏを
長くするということは前記誤差項を小さくすることにほ
かならない。
【００１２】このように、インバータの出力周波数の低
い領域において、この出力周波数の低下に応じてチョッ
ピング周波数の設定を下げることによって、主回路制御
素子のターンオフ時間Ｔｏｆｆによる誤差を小さくでき
、これにより駆動される電動機のトルクリプルを小さく
できる。
い領域において、この出力周波数の低下に応じてチョッ
ピング周波数の設定を下げることによって、主回路制御
素子のターンオフ時間Ｔｏｆｆによる誤差を小さくでき
、これにより駆動される電動機のトルクリプルを小さく
できる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明による実施例を第１図により説
明する。まず、本実施例の構成を説明する。第１図にお
いて、１は交流電源を直流に変換するコンバータ、２は
コンバータの出力電流リプルを平滑する直流リアクトル
、３は直流を交流に変換するインバータ、４はコンバー
タ１の入力電流を平滑するフィルタコンデンサ、５はイ
ンバータの出力電流を平滑するフィルタコンデンサ、６
は直流電流を検出する電流検出器、７は誘導電動機、８
は誘導電動機の回転をパルスに変換するロータリエンコ
ーダ、９はコンバータに与えるパルス信号を発生するＰ
ＷＭ制御回路、１０はコンバータの出力電流を制御する
自動電流調整（ＡＣＲ）回路、１１はインバータに与え
るパルス信号を発生するＰＷＭ制御回路、１２はベクト
ル制御回路から出力される周波数指令ω＊によりインバ
ータ側ＰＷＭ制御回路１１のチョッピング周波数を切替
る切替回路、１３はトルク指令τ＊から、電流指令Ｉ＊
、周波数指令ω＊、位相指令θ＊を発生するベクトル制
御回路、１４は速度制御を行う自動速度調節（ＡＳＲ）
回路である。以上のべた１〜１４で本実施例の回路は構
成されている。
明する。まず、本実施例の構成を説明する。第１図にお
いて、１は交流電源を直流に変換するコンバータ、２は
コンバータの出力電流リプルを平滑する直流リアクトル
、３は直流を交流に変換するインバータ、４はコンバー
タ１の入力電流を平滑するフィルタコンデンサ、５はイ
ンバータの出力電流を平滑するフィルタコンデンサ、６
は直流電流を検出する電流検出器、７は誘導電動機、８
は誘導電動機の回転をパルスに変換するロータリエンコ
ーダ、９はコンバータに与えるパルス信号を発生するＰ
ＷＭ制御回路、１０はコンバータの出力電流を制御する
自動電流調整（ＡＣＲ）回路、１１はインバータに与え
るパルス信号を発生するＰＷＭ制御回路、１２はベクト
ル制御回路から出力される周波数指令ω＊によりインバ
ータ側ＰＷＭ制御回路１１のチョッピング周波数を切替
る切替回路、１３はトルク指令τ＊から、電流指令Ｉ＊
、周波数指令ω＊、位相指令θ＊を発生するベクトル制
御回路、１４は速度制御を行う自動速度調節（ＡＳＲ）
回路である。以上のべた１〜１４で本実施例の回路は構
成されている。
【００１４】次に動作について説明する。本発明の理解
を容易にするため、第２図を用いて電流形インバータの
出力電流と直流電流及びＰＷＭパルス列の関係について
説明する。本図においてＩＤＣは直流電流ＩＯＰは出力
電流のピーク値、Ｔｏはチョッピング周期、Ｔｗは電流
の位相がωｔ＋θのＰＷＭパルス幅を示している。電流
形インバータでは、直流電流ＩＤＣは一定であり、前記
ＰＷＭパルス幅Ｔｗを正弦波状に変化させて正弦波状の
出力電流を得る。すなわち、位相ωｔ＋θのパルス幅指
令値Ｔｗ＊を（６）式で求め、これを出力している。こ
のパルス状電流を第１図のフィルタコンデンサ５により
なまして正弦波状の電流を得る。
を容易にするため、第２図を用いて電流形インバータの
出力電流と直流電流及びＰＷＭパルス列の関係について
説明する。本図においてＩＤＣは直流電流ＩＯＰは出力
電流のピーク値、Ｔｏはチョッピング周期、Ｔｗは電流
の位相がωｔ＋θのＰＷＭパルス幅を示している。電流
形インバータでは、直流電流ＩＤＣは一定であり、前記
ＰＷＭパルス幅Ｔｗを正弦波状に変化させて正弦波状の
出力電流を得る。すなわち、位相ωｔ＋θのパルス幅指
令値Ｔｗ＊を（６）式で求め、これを出力している。こ
のパルス状電流を第１図のフィルタコンデンサ５により
なまして正弦波状の電流を得る。
【００１５】ところが実際には、第３図で示す如く、主
回路制御素子のターンオフ遅れＴｏｆｆが存在するため
、出力パルス幅Ｔｗは、パルス幅指令値Ｔｗ＊とＴｏｆ
ｆとの和となる。（ただし、主回路条件によってはＴｗ
がＴｗ＊とＴｏｆｆの和とならない場合もある。詳細は
後述する。）従って実際のパルス幅Ｔｗは（７）式とな
る。この時の誤差δは、（８）式であり、（７）式、（
８）式を用いて変形すると、（９）式となる。
回路制御素子のターンオフ遅れＴｏｆｆが存在するため
、出力パルス幅Ｔｗは、パルス幅指令値Ｔｗ＊とＴｏｆ
ｆとの和となる。（ただし、主回路条件によってはＴｗ
がＴｗ＊とＴｏｆｆの和とならない場合もある。詳細は
後述する。）従って実際のパルス幅Ｔｗは（７）式とな
る。この時の誤差δは、（８）式であり、（７）式、（
８）式を用いて変形すると、（９）式となる。
【００１６】（９）式より誤差δはチョッピング周期Ｔ
ｏに反比例することが分かる。従ってチョッピング周期
Ｔｏを長くすれば素子のターンオフ遅れＴｏｆｆによる
誤差を小さくすることができる。これが本発明の基本原
理である。ここで、ターンオフ遅れＴｏｆｆが常にＴｗ
＊に加算されるように働く場合の外に、実際には、各相
の電圧位相によってはＴｏｆｆ分だけパルス幅が短かく
なる場合もあり得る。
ｏに反比例することが分かる。従ってチョッピング周期
Ｔｏを長くすれば素子のターンオフ遅れＴｏｆｆによる
誤差を小さくすることができる。これが本発明の基本原
理である。ここで、ターンオフ遅れＴｏｆｆが常にＴｗ
＊に加算されるように働く場合の外に、実際には、各相
の電圧位相によってはＴｏｆｆ分だけパルス幅が短かく
なる場合もあり得る。
【００１７】第４図は、主回路制御装置素子がトランジ
スタの場合で、各相の電圧がＶｕ相＞Ｖｗ相＞Ｖｖ相の
関係にある時の各相のベース信号、ベース電流、コレク
タ電流を示す。ｕ相のコレクタ電流はベース信号に対し
てＴｏｆｆだけ長く、ｖ相のコレクタ電流はＴｏｆｆだ
け短い。さらにｗ相はそのどちらでもなく、コレクタ電
流はベース信号と一致している。
スタの場合で、各相の電圧がＶｕ相＞Ｖｗ相＞Ｖｖ相の
関係にある時の各相のベース信号、ベース電流、コレク
タ電流を示す。ｕ相のコレクタ電流はベース信号に対し
てＴｏｆｆだけ長く、ｖ相のコレクタ電流はＴｏｆｆだ
け短い。さらにｗ相はそのどちらでもなく、コレクタ電
流はベース信号と一致している。
【００１８】（９）式は、誤差δを絶対値とすると、こ
のようなターンオフ時間Ｔｏｆｆがパルス幅を短くする
場合にも適用できる。
のようなターンオフ時間Ｔｏｆｆがパルス幅を短くする
場合にも適用できる。
【００１９】従って、ターンオフ時間Ｔｏｆｆの誤差を
小さくする方法として、チョッピング周期Ｔｏを長くす
る方法は、パルス幅がＴｏｆｆ分だけ長くなる場合にも
短かくなる場合にも、どちらにも誤差を小さくすること
ができる。
小さくする方法として、チョッピング周期Ｔｏを長くす
る方法は、パルス幅がＴｏｆｆ分だけ長くなる場合にも
短かくなる場合にも、どちらにも誤差を小さくすること
ができる。
【００２０】チョッピング周期Ｔｏを長く、すなわちチ
ョッピング周波数ｆＣＨを下げることは、前述した通り
有効であるが、チョッピング周波数ｆＣＨとインバータ
出力電圧リプルとの間には密接な関係があり、むやみに
ωＣＨを下げるとリプル電圧が増大し許容値を越えてし
まう。 これを第５図で示す。図中（ａ）は、チョッピング周期
Ｔ１をＴ２に変えた場合を示す。モータのインダクタン
スはフィルタコンデンサ５に対して十分大きな値を持っ
ているため、チョッピング周期を長くすると、オフ時の
充電電圧はそのまま直線的に増大する。チョッピング周
期Ｔ１時のリプル電圧をΔＶ１，Ｔ２時をΔＶ２とする
と、（１０）式となる。
ョッピング周波数ｆＣＨを下げることは、前述した通り
有効であるが、チョッピング周波数ｆＣＨとインバータ
出力電圧リプルとの間には密接な関係があり、むやみに
ωＣＨを下げるとリプル電圧が増大し許容値を越えてし
まう。 これを第５図で示す。図中（ａ）は、チョッピング周期
Ｔ１をＴ２に変えた場合を示す。モータのインダクタン
スはフィルタコンデンサ５に対して十分大きな値を持っ
ているため、チョッピング周期を長くすると、オフ時の
充電電圧はそのまま直線的に増大する。チョッピング周
期Ｔ１時のリプル電圧をΔＶ１，Ｔ２時をΔＶ２とする
と、（１０）式となる。
【００２１】これより（１）式が導き出せる。また、図
（ｂ）はチョッピング周期を変えた時のインバータ出力
周波数に対するピーク電圧を示す。ここでＶＭＰ直線は
、リプル電圧零とした時の出力周波数に対するモータ電
圧のピーク値を示す。通常のチョッピング周期Ｔ１の場
合のピーク電圧は、ＶＭＰ直線にΔＶ１を加算したＶＩ
Ｐ直線となるので、定格出力周波数ｆＮ時においても回
路電圧の許容値を満足する。しかし、チョッピング周期
Ｔ２の場合はリプル電圧がΔＶ２と増大し、ピーク電圧
はＶ２ｐ直線となる。従ってこの時は定格出力周波数よ
り低い周波数ｆＯＶで許容値を越えてしまう。
（ｂ）はチョッピング周期を変えた時のインバータ出力
周波数に対するピーク電圧を示す。ここでＶＭＰ直線は
、リプル電圧零とした時の出力周波数に対するモータ電
圧のピーク値を示す。通常のチョッピング周期Ｔ１の場
合のピーク電圧は、ＶＭＰ直線にΔＶ１を加算したＶＩ
Ｐ直線となるので、定格出力周波数ｆＮ時においても回
路電圧の許容値を満足する。しかし、チョッピング周期
Ｔ２の場合はリプル電圧がΔＶ２と増大し、ピーク電圧
はＶ２ｐ直線となる。従ってこの時は定格出力周波数よ
り低い周波数ｆＯＶで許容値を越えてしまう。
【００２２】それ故、チョツピング周波数ｆＣＨはイン
バータ出力周波数に対して前述の（２）〜（４）式を満
足するように切替る必要がある。第６図はこれを示した
ものである。図中ｆ１〜ｆＮはチョッピング周波数を切
替る時のインバータ出力周波数である。チョッピング周
波数ｆＣＨ１〜ｆＣＨＮはｆ１〜ｆＮに対応する（図中
（ａ））。チョッピング周波数ｆＣＨ１〜ｆＣＨＮの時
のリプル電圧はそれぞれΔＶ１〜ΔＶＮである（図中（
ｂ））。出力周波数ｏ〜ｆ１まではｆＣＨ１でチョッピ
ングし、同様にｆ１〜ｆ２まではｆＣＨ２，ｆ２〜ｆＮ
まではｆＣＨＮでチョッピングすれば許容値を越えるこ
とはない（図中（ｃ））。逆に、同図（ｃ）から理解出
来るように、インバータ出力周波数の低下に応じて、チ
ョッピング周波数を切替えることにより低く設定するこ
とができる。
バータ出力周波数に対して前述の（２）〜（４）式を満
足するように切替る必要がある。第６図はこれを示した
ものである。図中ｆ１〜ｆＮはチョッピング周波数を切
替る時のインバータ出力周波数である。チョッピング周
波数ｆＣＨ１〜ｆＣＨＮはｆ１〜ｆＮに対応する（図中
（ａ））。チョッピング周波数ｆＣＨ１〜ｆＣＨＮの時
のリプル電圧はそれぞれΔＶ１〜ΔＶＮである（図中（
ｂ））。出力周波数ｏ〜ｆ１まではｆＣＨ１でチョッピ
ングし、同様にｆ１〜ｆ２まではｆＣＨ２，ｆ２〜ｆＮ
まではｆＣＨＮでチョッピングすれば許容値を越えるこ
とはない（図中（ｃ））。逆に、同図（ｃ）から理解出
来るように、インバータ出力周波数の低下に応じて、チ
ョッピング周波数を切替えることにより低く設定するこ
とができる。
【００２３】実際には、まず、同図（ｃ）より許容リプ
ル電圧とその時の周波数を何点か設定し、つぎに、同図
（ｂ）より許容電圧に対するチョッピング周波数を求め
、最終的に、各出力周波数に対応するチョッピング周波
数を求める。これが図（ａ）となる。
ル電圧とその時の周波数を何点か設定し、つぎに、同図
（ｂ）より許容電圧に対するチョッピング周波数を求め
、最終的に、各出力周波数に対応するチョッピング周波
数を求める。これが図（ａ）となる。
【００２４】本発明の実施例第１図のチョッピング周波
数の切替回路１２は、第６図（ａ）の機能を発揮し、ベ
クトル制御回路１３からの一次角速度指令ω＊の値によ
ってチョッピング周波数ｆＣＨを選択する。ＰＷＭ制御
回路１１では、チョッピング周波数ｆＣＨから求まるチ
ョッピング周期Ｔｏ＝１／（２πｆＣＨ）と（６）式と
からパルス幅指令値Ｔｗ＊を計算し、インバータ３に出
力する。
数の切替回路１２は、第６図（ａ）の機能を発揮し、ベ
クトル制御回路１３からの一次角速度指令ω＊の値によ
ってチョッピング周波数ｆＣＨを選択する。ＰＷＭ制御
回路１１では、チョッピング周波数ｆＣＨから求まるチ
ョッピング周期Ｔｏ＝１／（２πｆＣＨ）と（６）式と
からパルス幅指令値Ｔｗ＊を計算し、インバータ３に出
力する。
【００２５】ここで、チョッピング切替回路１２は、実
施例では３段切替としたが、実際にはさらに多段とする
ことも可能であり、インバータ出力周波数に対し比例的
に切替えることもできる。
施例では３段切替としたが、実際にはさらに多段とする
ことも可能であり、インバータ出力周波数に対し比例的
に切替えることもできる。
【００２６】
【発明の効果】以上、本発明によれば、インバータの出
力周波数の低い領域において、この出力周波数の低下に
応じてチョッピング周波数を低く設定することができる
ので、主回路制御素子のターンオフ時間Ｔｏｆｆによる
誤差を小さくでき、これにより駆動される電動機のトル
クリプルを小さくできる。
力周波数の低い領域において、この出力周波数の低下に
応じてチョッピング周波数を低く設定することができる
ので、主回路制御素子のターンオフ時間Ｔｏｆｆによる
誤差を小さくでき、これにより駆動される電動機のトル
クリプルを小さくできる。
【図１】本発明の一実施例の主回路構成図。
【図２】電流形インバータのパルスパターンと出力電流
との関係を示す図。
との関係を示す図。
【図３】主回路制御素子のターンオフ時間によるＰＷＭ
パルス幅の誤差を示した図。
パルス幅の誤差を示した図。
【図４】ｕ，ｖ，ｗ相の各波形を示した図。
【図５】チョッピング周波数の変化によるリプル電圧の
変化を示す図。
変化を示す図。
【図６】チョッピング周波数の切替を説明する図。
【図７】数式（１）〜（４）を表す図。
【図８】数式（５）〜（１０）を表す図。
１ コンバータ
２ 直流リアクトル
３ インバータ
４，５ フィルタコンデンサ
７ 誘導電動機
９，１１ ＰＷＭ制御回路
１２ チョッピング周波数切替回路
１３ ベクトル制御回路
Claims (3)
- 【請求項１】主回路制御素子に自己消弧素子を用いた電
流形インバータにおいて、インバータの出力周波数が低
い領域では、該出力周波数の低下に応じてチョッピング
周波数を低く設定して運転することを特徴とする電流形
インバータの制御装置。 - 【請求項２】上記チョッピング周波数の設定は、インバ
ータの出力周波数により決まるチョッピング周波数の下
限値を下まわらない範囲において、ステップ状に低下せ
しむることを特徴とする請求項第１項に記載の電流形イ
ンバータの制御装置。 - 【請求項３】上記チョッピング周波数の設定は、インバ
ータの出力周波数により決まるチョッピング周波数の下
限値を下まわらない範囲において、連続的に低下せしむ
ることを特徴とする請求項第１項に記載の電流形インバ
ータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2416571A JPH04251597A (ja) | 1990-12-29 | 1990-12-29 | 電流形インバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2416571A JPH04251597A (ja) | 1990-12-29 | 1990-12-29 | 電流形インバ−タの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04251597A true JPH04251597A (ja) | 1992-09-07 |
Family
ID=18524788
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2416571A Pending JPH04251597A (ja) | 1990-12-29 | 1990-12-29 | 電流形インバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04251597A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011135646A (ja) * | 2009-12-22 | 2011-07-07 | Yaskawa Electric Corp | 電力変換装置 |
| WO2019021127A1 (en) | 2017-07-25 | 2019-01-31 | Quepal Limited | TORQUE REDUCTION REDUCTION DEVICE |
-
1990
- 1990-12-29 JP JP2416571A patent/JPH04251597A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011135646A (ja) * | 2009-12-22 | 2011-07-07 | Yaskawa Electric Corp | 電力変換装置 |
| WO2019021127A1 (en) | 2017-07-25 | 2019-01-31 | Quepal Limited | TORQUE REDUCTION REDUCTION DEVICE |
| GB2567128A (en) * | 2017-07-25 | 2019-04-10 | Quepal Ltd | A torque ripple reduction device |
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