JPH0744834B2 - パルス幅制御方式電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス幅制御方式電力変換装置に係り、交流電
源から直接異なった周波数の出力が得られ、４象限運転
も容易なことから、誘導電動機等のACドライブに適用し
て効果大であり、他に大容量の誘導加熱，誘導攪拌への
応用にも適しているパルス幅制御方式電力変換装置に関
するものである。

〔従来技術とその問題点〕

第４図は本発明の理解を容易にするため示したサイクロ
コンバータの主回路図であり、e_U，e_V，e_Wは三相交流電
源、L₁，C₁，L₂，C₂はフイルタ、S_AU〜S_CWはスイッチン
グ素子、IMは負荷となる誘導電動機である。

ここに、サイクロコンバータは交流電源から直接異なっ
た周波数の交流を得るものであり、入出力とも三相の例
で示してあるが、単相，その他の多相であってもよい。

従来、第４図主回路例においては、スイッチング素子S
_AU，S_AV，S_AW，S_BU，S_BV，S_BW，S_CU，S_CV，S_CWに双方向
性スイッチング素子が、具体的には逆並列接続された自
己消弧形サイリスタなどが用いられ、入出力周波数に比
べて高周波のチョッピングを行い、出力電圧・力率など
を調整することが行われている。

しかし、その出力電圧は入力電圧の（1/2）までが限界
であり、高い出力が得られなかった。このことは、文献
IEEE,TRANSACTION ON POWER ELECTRONICS,APRIL,1988,
「RESENT PROGESS IN THE DEVELOPMENT OF SOLD STATE
AC MOTOR DRIVES」等にも見られる。

〔問題点の解決手段および作用〕

本発明は上述したような点に鑑みなされたもので、特に
ほぼ入力電圧に等しい出力電圧が得られ、かつ入力力率
なども制御可能な電力変換装置を提供するものである。

以下、本発明を図面に基づいて詳細説明する。

まず、本発明に係る電力変換装置を第４図により説明す
る。

第４図において、スイッチング素子S_AU〜S_CWの適切なス
イッチングにより、例えば商用周波数（50,60Hz等）の
三相電源から異なった周波数（例えば０〜120Hz）の電
力を誘導電動機IMに供給することができ、かつスイッチ
ング素子S_AU〜S_CWを高周波（例えば１〜20KHz）のパル
ス幅制御することにより、出力電圧を調整し入出力電流
波形を正弦波に近いものとすることができるため、電動
機損失の少ない可変電圧・可変周波数（VVVF）駆動を実
現することができる。

また、出力電流を電源のどの相から得るかを、スイッチ
ング素子S_AU〜S_CWにより選択することにより電源側力率
を調整することができる。

例えば、遅れ力率の誘導電動機IMを負荷とした場合でも
電源側力率を１とすることができ、かつ電流波形は正弦
波に近いために高調波も少なく、電源側に与える攪乱の
少ない電力変換装置とすることができる。

この種の電力変換装置は、負荷の各相の電流を電源の任
意の相から得ることができ、かつスイッチング素子がパ
ルス幅制御されるため、PWMサイクロコンバータと呼ば
れる。

PWMサイクロコンバータはつぎのような特長を有する。

（１）通常使用されている（コンバータ）−（インバー
タ）方式の電力変換装置のような直流リンク回路の平滑
リアクトル，平滑コンデンサなどのエネルギー蓄積要素
を必要としないため、小形で大容量の装置を製作し易
い。

（２）（コンバータ）−（インバータ）方式に比べて直
列に入るスイッチング素子数が少ないため、素子損失が
少なく効率を上げることができる。

（３）主回路構成より明らかな如く４象限運転がスイッ
チング素子の点弧操作のみで容易に実現できる。

係る第４図の主回路構成装置につき、つぎにそのスイッ
チング素子の点弧方法について説明する。すなわち、前
述の如く本点弧方式によれば、出力電圧としてほぼ入力
電圧に等しいものを得ることができる。

第１図は本発明を説明するため示したスイッチング素子
の動作状態を表す説明図であり、誘導電動機IMのA,B,C
各相の電圧指令υ_A ^*，υ_B ^*，υ_C ^*と各相のスイッチング
素子S_A，S_B，S_Cのスイッチング方法の関係を示したもの
である。ここに、スイッチング素子S_Aは第４図に示した
スイッチング素子S_AU，S_AV，S_AWの総称であり、他のス
イッチング素子S_B，S_Cも同様である。

まず、電圧指令υ_A ^*，υ_B ^*，υ_C ^*のうち一番低い相はス
イッチング素子により、電源電圧の一番低い相に接続さ
れる。

区間Ｉを例にとると、電圧指令υ_A ^*，υ_B ^*に比べて電圧
指令υ_C ^*が最低ゆえ、スイッチング素子S_Cは誘導電動機
IMのＣ相を電源の最低電位e_MINをもつ相に接続する。こ
こで、 e_MIN＝MIN［e_U，e_V，e_W］ である。仮に、（e_V≦e_W）でかつ（e_V≦e_U）であれば、
（e_MIN＝e_V）ゆえ、誘導電動機IMのＣ相は電源のＶ相に
接続される。

すなわち、スイッチング素子S_CVが閉路され、スイッチ
ング素子S_CU，S_CWは閉路される。

一方、電圧指令が最低でない他の相は電源の最大電圧e
_MAXと最低電位e_MIN間でパルス幅制御（PWM制御）され
る。ここで、 e_MAX＝MAX［e_U，e_V，e_W］ である。

このように、電圧指令の一番低い相を電源電圧の一番低
い相に接続し、他の相をe_MAXとe_MIN間でPWM制御するこ
とにより、ある瞬時における出力線間電圧を（e_MAX−e
_MIN）にすることができるため、出力電圧としてはほぼ
電源電圧に等しい値にまで高めることが可能となる。

さらに前述の例に従い区間Ｉについて述べると、スイッ
チング素子S_Aは出力線間電圧指令υ_AC ^*により、スイッ
チング素子S_Bは出力線間電圧指令υ_BC ^*により、それぞ
れ電源のe_MAX，e_MIN間でPWM制御される。

他の区間II,IIIについても各相が入れ換わるのみで同様
の動作を行う。

つぎに、PWM制御の方法を第２図により説明する。すな
わち、第２図は第１図の区間Ｉを展開したものであり、
その区間Ｉの極く一部を拡大表示したものと考えてよ
い。

ここに、第２図（イ）は三相交流電源e_U，e_V，e_Wの相電
圧を、第２図（ロ）は（e_MAX−e_MIN）により振幅変調さ
れたキャリア三角波と出力線間電圧指令υ_BC ^*を示し、
スイッチング素子S_A，S_Bは三角波とυ_BC ^*の交点に従っ
てPWM制御されるものとなる。

また、第２図（ハ）は閉路されるスイッチング素子を示
したものであり、スイッチング素子S_Cについて言えば、
時刻T₂まではＶ相素子すなわちスイッチング素子S
_CVが、時刻T₂以降はＷ相素子のスイッチング素子S_CWが
閉路されることを示している。スイッチング素子S_Bにつ
いて見ると、時刻T₁と時刻T₂間では、（e_MAX＝e_U），
（e_MIN＝e_V）であるから、スイッチング素子S_BU，S_BVに
より、第２図（ロ）の三角波とυ_BC ^*との交点に従ってP
WM制御される。当然ながら、スイッチング素子S_BWはこ
の間開路を保つ。

第２図（ニ）は電源の中性点に対するB,C相の出力電圧
υ_B，υ_Cを示したものである。ここに、時刻T₁〜時刻T₂
間に着目すると、出力電圧υ_Cはスイッチング素子S_CVが
閉路されているため、 υ_C＝e_V（＝e_MIN） であり、出力電圧υ_Bはスイッチング素子S_BUが閉路され
ている間 υ_B＝e_U（＝e_MAX） スイッチング素子S_BVが閉路されている間 υ_B＝e_V（＝e_MIN） となり、図示の如くPWM制御された矩形波となる。

第２図（ホ）は出力線間電圧υ_BC（＝υ_B−υ_C）波形を
示したものである。

かくの如き点弧方式より明らかなように、出力線間電圧
υ_BCは出力線間電圧指令υ_BC ^*に従ってe_MAX，e_MIN間でP
WM制御されるため、出力線間電圧指令υ_BC ^*により出力
電圧および電圧波形の制御が可能である。

出力電圧値としても、出力線間電圧υ_BCのピーク値が
（e_MAX−e_MIN）までとれるとすると、入力電圧と等しい
ところまで上げることが可能である。

なお、（L₁C₁），（L₂C₂）は入出力電流中のキャリア周
波数成分を除去し、より正弦波に近づけるため設けられ
る。

つぎにまた、第２図は出力電圧をυ_BC ^*により電圧制御
したものであるが、さらに出力電流制御に適用した例を
第３図に示す。

第３図（イ）は第２図（イ）と同様のe_U，e_V，e_Wを示し
たものであり、第３図（ロ）はＢ相の出力電流指令_B ^*
と電流実測値_Ｂを示したものである。

第３図（ハ）はＢ相の出力電圧υ_Bを示したものであ
り、ここでe_MAX，e_MINの選び方は前述の通りである。

すなわち、出力電流指令_B ^*が電流実測値_Ｂより大き
い区間では（υ_B＝e_MAX）に、小さい区間では（υ_B＝e
_MIN）となるようスイッチングを行う。ここに、図は一
定時間毎に上述の判別を行い、電流実測値_Ｂの制御を
行った例を示したものであり、一定クロックに従った一
種の電流瞬時値制御である。

かようにして、第２図において出力線間電圧υ_BCが
e_MAX，e_MIN間でPWM制御されており、電源の最高電位の
相が主として負荷に電流を供給する。従って、電源側力
率は負荷力率によって一義的に定まってしまい、誘導電
動機IMのような遅れ力率の負荷では電源側も遅れ力率と
なる。しかし、電源相をe_MAX，e_MIN以外の相とすること
により、出力最高電圧の低下は招くものの、電源側力率
を任意に制御することができる。

例えば、第２図の（T₂〜T₃）間ではスイッチング素子S_B
が（e_U＝e_MAX）と（e_W＝e_MIN）間でPWM制御され、Ｂ相
に遅れ電流を供給しているところを、e_Vとe_W間の制御に
より以前と同位相の電流を供給するようにすることによ
り、電源電圧位相が遅れて同位相とすることが可能であ
る。そして、e_Uとe_Vの割り合いをPWM制御することによ
り、電源電圧の移相量を調整することができるのは勿論
である。

〔発明の効果〕

以上詳述した如く本発明によれば、PWMサイクロコンバ
ータの以前の特色を失うことなく出力最高電圧を上昇さ
せ、出力電流の制御も容易に行うことが可能な電力変換
装置を実現し得る格別な制御方法を提供することがで
き、産業上の効果は極めて大である。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第３図は本発明を説明するため示した、スイッ
チング素子の動作状態を表した説明図，第２図は第１図
を展開した各部波形図および第３図は電流制御の適用例
の波形図である。第４図は本発明の理解を容易にするた
め示したサイクロコンバータの主回路図である。 υ_A ^*，υ_B ^*，υ_C ^*……電圧指令、S_A，S_B，S_C，S_AU〜S_CW
……スイッチング素子、υ_AB ^*，υ_AC ^*，υ_BC ^*……出力
線間電圧指令、υ_B，υ_C……出力電圧、υ_BC……出力線
間電圧、_B ^*……出力電流指令、_Ｂ……電流実測値。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源より任意の周波数の多相交流出力
   を得るパルス幅制御方式電力変換装置において、交流電
   源の各相と多相交流出力の各相間を全て自己消弧形半導
   体による双方向性スイッチング素子により接続したスイ
   ッチ群を設け、出力電圧指令が最も低い電圧の相に関係
   するスイッチ群を電源電圧の最も低電位の相に接続する
   とともに、出力の他の相のスイッチ群は電源の最高位電
   位相および最低位電位相のいずれかに接続するように
   し、この両者への選択接続するオンオフ比を変えること
   により出力電圧を調整することを特徴としたパルス幅制
   御方式電力変換装置。
2. 【請求項２】出力電流が指令値より小なる場合その相の
   スイッチ群を電源の最高電位相に接続し、指令値より大
   なる場合は最低電位相に接続することにより出力電流を
   調整すること特徴とした請求項第（１）項記載のパルス
   幅制御方式電力変換装置。
3. 【請求項３】電源の最高位あるいは最低位相以外の電源
   相へ選択接続することにより、電源側あるいは出力側の
   力率調整を行うことを特徴とした請求項第（１）項およ
   び第（２）項記載のパルス幅制御方式電力変換装置。
4. 【請求項４】電源側入力電流検出手段を設けるととも
   に、電源電流を制御することを特徴とした請求項第
   （２）項記載のパルス幅制御方式電力変換装置。