JP2681883B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP2681883B2 JP2681883B2 JP63031407A JP3140788A JP2681883B2 JP 2681883 B2 JP2681883 B2 JP 2681883B2 JP 63031407 A JP63031407 A JP 63031407A JP 3140788 A JP3140788 A JP 3140788A JP 2681883 B2 JP2681883 B2 JP 2681883B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス幅変調インバータの制御装置に係り、
特に交流電動機を可変速度駆動するためにインバータの
出力周波数および出力電圧を制御するパルス幅変調（以
下PWMという）のインバータ装置に関するものである。
特に交流電動機を可変速度駆動するためにインバータの
出力周波数および出力電圧を制御するパルス幅変調（以
下PWMという）のインバータ装置に関するものである。
従来、この種の装置としては、第４図に示す回路図の
ものが使用されている。
ものが使用されている。
すなわち、第４図において、１は入力電源を可変周波
数，可変電圧に変換するインバータ装置の主回路部、２
は主回路部１の直流を３相の交流に変換するインバータ
回路、３は主回路部１により駆動される交流電動機、
４′はインバータの出力周波数指令（以下f0指令とい
う）を受けてそのときインバータ出力電圧の半サイクル
に含まれるパルス数を決定する三角波発生回路、５′は
インバータの出力電圧指令（以下V0指令という）と三角
波発生回路４′の三角波を受けてインバータ回路２の可
制御素子RP,RN,SP,SN,TP,TNのスイッチングパターンを
決定するPWM回路、６′はPWM回路５′の信号を受けてイ
ンバータ回路２の可制御素子RP,RN,SP,SN,TP,TNを駆動
する駆動回路である。
数，可変電圧に変換するインバータ装置の主回路部、２
は主回路部１の直流を３相の交流に変換するインバータ
回路、３は主回路部１により駆動される交流電動機、
４′はインバータの出力周波数指令（以下f0指令とい
う）を受けてそのときインバータ出力電圧の半サイクル
に含まれるパルス数を決定する三角波発生回路、５′は
インバータの出力電圧指令（以下V0指令という）と三角
波発生回路４′の三角波を受けてインバータ回路２の可
制御素子RP,RN,SP,SN,TP,TNのスイッチングパターンを
決定するPWM回路、６′はPWM回路５′の信号を受けてイ
ンバータ回路２の可制御素子RP,RN,SP,SN,TP,TNを駆動
する駆動回路である。
次に、かようなごとく構成された代表的なPWM回路
５′の動作を、第５図の正弦波PWMの動作波形図を参照
しながら説明する。なお、第５図においては３相交流の
うちの１相、Ｒ相のPWM動作について示されている。
５′の動作を、第５図の正弦波PWMの動作波形図を参照
しながら説明する。なお、第５図においては３相交流の
うちの１相、Ｒ相のPWM動作について示されている。
まず、PWM回路５′は、V0指令、f0指令および三角波
発生回路４′より、f0指令に対応した三角波信号を受
け、第５図（ａ）に示すように、V0指令である正弦波信
号ａと三角波信号ｂとを比較し、第５図（ｂ）のような
スイッチングパターンＣを決定する。その後第５図
（ｂ）は第４図に示すＲ相の可制御素子RP,RNのスイッ
チングパターンである。
発生回路４′より、f0指令に対応した三角波信号を受
け、第５図（ａ）に示すように、V0指令である正弦波信
号ａと三角波信号ｂとを比較し、第５図（ｂ）のような
スイッチングパターンＣを決定する。その後第５図
（ｂ）は第４図に示すＲ相の可制御素子RP,RNのスイッ
チングパターンである。
正弦波信号ａが三角波信号ｂより大きい区間では可制
御素子RPをオンし、小さい区間では可制御素子RNをオン
するようにする。他のＳ相,T相についても同一の三角波
信号ｂと位相が120゜あるいは240゜ずれた正弦波信号ａ
と比較して同様に求められる。
御素子RPをオンし、小さい区間では可制御素子RNをオン
するようにする。他のＳ相,T相についても同一の三角波
信号ｂと位相が120゜あるいは240゜ずれた正弦波信号ａ
と比較して同様に求められる。
この例の場合、目標とする出力周波数は正弦波信号ａ
の周波数を制御することにより得られ、また出力電圧は
正弦波信号ａの波高値を制御することにより得られる。
の周波数を制御することにより得られ、また出力電圧は
正弦波信号ａの波高値を制御することにより得られる。
このようなPWMインバータを交流電動機の駆動源とし
て使用するときは、一般的に、出力電圧を周波数にほぼ
比例して上昇させる制御、すなわち、電圧／周波数が一
定、（V/f）＝一定となるように制御するが、なかには
ある周波数までは（V/f）＝一定に制御し、それ以上の
周波数域では出力電圧が一定となるいわゆる定電力制御
（以下パワーコンという）を行う場合もある。
て使用するときは、一般的に、出力電圧を周波数にほぼ
比例して上昇させる制御、すなわち、電圧／周波数が一
定、（V/f）＝一定となるように制御するが、なかには
ある周波数までは（V/f）＝一定に制御し、それ以上の
周波数域では出力電圧が一定となるいわゆる定電力制御
（以下パワーコンという）を行う場合もある。
以上のような特性を有するPWMインバータでは、原理
的には変調周波数（第５図（ａ）の三角波信号ｂの周成
数）をできるだけ高くし、出力電圧の半サイクルに含ま
れるパルス数を多くし、高調波電流の大きさを制限する
方が望ましい。しかしながら、実際的にはPWM回路に使
用される可制御素子としてはスイッチング損失を増大さ
せるのにパルス数を多くすることは好ましくない。さら
に、可制御素子は理想的なスイッチング素子ではなく、
瞬時にオフ状態にくることができない。このため、直流
回路に直列に接続された可制御素子、例えばRPとRNが同
時にオン状態となる期間が生じて直流回路を短絡するこ
とになる。このため短絡防止を防ぐために、第５図
（ｃ）に示すように、短絡防止期間Tdだけ上，下素子と
もに駆動信号を与えない期間を設ける必要がある。
的には変調周波数（第５図（ａ）の三角波信号ｂの周成
数）をできるだけ高くし、出力電圧の半サイクルに含ま
れるパルス数を多くし、高調波電流の大きさを制限する
方が望ましい。しかしながら、実際的にはPWM回路に使
用される可制御素子としてはスイッチング損失を増大さ
せるのにパルス数を多くすることは好ましくない。さら
に、可制御素子は理想的なスイッチング素子ではなく、
瞬時にオフ状態にくることができない。このため、直流
回路に直列に接続された可制御素子、例えばRPとRNが同
時にオン状態となる期間が生じて直流回路を短絡するこ
とになる。このため短絡防止を防ぐために、第５図
（ｃ）に示すように、短絡防止期間Tdだけ上，下素子と
もに駆動信号を与えない期間を設ける必要がある。
ところで、短絡防止期間Tdの間は両方の可制御素子に
駆動信号が与えられていないので、インバータの出力電
圧は出力電流の極性により、インバータ回路２の還流ダ
イオードの働きで決定される。
駆動信号が与えられていないので、インバータの出力電
圧は出力電流の極性により、インバータ回路２の還流ダ
イオードの働きで決定される。
従って、出力電圧波形はスイッチングパターンＣにし
たがった理想的な正弦波とならず、歪をもつことにな
る。歪の度合は短絡防止期間Tdが大きいほど、パルス数
が同じでも出力周波数が高いほど大となる。
たがった理想的な正弦波とならず、歪をもつことにな
る。歪の度合は短絡防止期間Tdが大きいほど、パルス数
が同じでも出力周波数が高いほど大となる。
さらに、短絡防止期間Tdの影響は前述以外に出力電圧
を大きくするために、正弦波信号ａの波高値を三角波信
号ｂの波高値より大きくする。いわゆる過変調で、イン
バータ回路２を動作させたときに正弦波信号ａの瞬時値
が三角波信号ｂにほぼ等しくなる期間、三角波信号ｂの
頂点近傍では、スイッチングパターンＣのパルス幅が極
端に狭くなってついにはパルスがなくなる。この場合、
前述の短絡防止期間Tdが大きく影響し、パルスの消滅前
後で出力電圧の変動（跳躍）が大きくなる。この電圧の
跳躍が過大になると、負荷の交流電動機３に過大電流，
過大トルクを生じることがある。
を大きくするために、正弦波信号ａの波高値を三角波信
号ｂの波高値より大きくする。いわゆる過変調で、イン
バータ回路２を動作させたときに正弦波信号ａの瞬時値
が三角波信号ｂにほぼ等しくなる期間、三角波信号ｂの
頂点近傍では、スイッチングパターンＣのパルス幅が極
端に狭くなってついにはパルスがなくなる。この場合、
前述の短絡防止期間Tdが大きく影響し、パルスの消滅前
後で出力電圧の変動（跳躍）が大きくなる。この電圧の
跳躍が過大になると、負荷の交流電動機３に過大電流，
過大トルクを生じることがある。
そこで、このことを解決するために正弦波PWMのよう
に、パルスが無限に狭くなるような制御を行わずにスイ
ッチング周波数を小さくし、且つ高調波電流も低くする
ことができる。
に、パルスが無限に狭くなるような制御を行わずにスイ
ッチング周波数を小さくし、且つ高調波電流も低くする
ことができる。
例えば、銅損最小PWM制御パターン方式として、「電
気学会編、半導体電力変換回路」の第141頁に開示され
ているが、その一例を第６図に示す銅損最小PWM制御パ
ターン方式により形成される13パルス時のパルス波形の
説明図、並びに第７図に示す第６図により求められるパ
ルス波形図によって説明すると、第６図での縦軸はイン
バータ直流電圧で、単純化されたインバータ出力電圧の
基本波実効値を示し、横軸は電気角を示す。
気学会編、半導体電力変換回路」の第141頁に開示され
ているが、その一例を第６図に示す銅損最小PWM制御パ
ターン方式により形成される13パルス時のパルス波形の
説明図、並びに第７図に示す第６図により求められるパ
ルス波形図によって説明すると、第６図での縦軸はイン
バータ直流電圧で、単純化されたインバータ出力電圧の
基本波実効値を示し、横軸は電気角を示す。
例えば、実効値が0.4のときのパルス幅は、第６図よ
り求めて第７図に示すごとく、α１は０〜３゜、α２は
３〜８゜、α３は８〜15.5゜、α４は15.5〜32.5゜、α
５は32.5〜39゜、α６は39〜79゜のパルスで示され、出
力電圧の半サイクル中に含まれるパルス数が13パルスと
なる例である。
り求めて第７図に示すごとく、α１は０〜３゜、α２は
３〜８゜、α３は８〜15.5゜、α４は15.5〜32.5゜、α
５は32.5〜39゜、α６は39〜79゜のパルスで示され、出
力電圧の半サイクル中に含まれるパルス数が13パルスと
なる例である。
しかしながら、この13パルスモードだけで、出力周波
数を大きくすると、前述したように可制御素子のスイッ
チング損失を増大させるため、周波数の増大とともにパ
ルス数を少なくするのは正弦波変調の場合と同様にな
る。また、前述したように出力周波数の小さい領域で出
力電圧を大きくするパワーコン制御（以下PC制御とい
う）では第６図より明らかなように、出力電圧の増大と
ともにパルス幅が狭くなり、ついには消滅し、前述した
ような不具合が相変わらず存在することになる。
数を大きくすると、前述したように可制御素子のスイッ
チング損失を増大させるため、周波数の増大とともにパ
ルス数を少なくするのは正弦波変調の場合と同様にな
る。また、前述したように出力周波数の小さい領域で出
力電圧を大きくするパワーコン制御（以下PC制御とい
う）では第６図より明らかなように、出力電圧の増大と
ともにパルス幅が狭くなり、ついには消滅し、前述した
ような不具合が相変わらず存在することになる。
本発明は上述した点に鑑み創案されたもので、その目
的とするところは、出力電圧の半サイクルに含まれるパ
ルス数を段階的に切換える銅損最小PWM制御パターン方
式において、パルスの狭幅あるいはパルス消滅による出
力電圧の跳躍を防止するインバータ装置を提供するもの
である。
的とするところは、出力電圧の半サイクルに含まれるパ
ルス数を段階的に切換える銅損最小PWM制御パターン方
式において、パルスの狭幅あるいはパルス消滅による出
力電圧の跳躍を防止するインバータ装置を提供するもの
である。
つまり、インバータ出力電圧の半サイクルに含まれる
パルス数の切換を、インバータ出力電圧に応じて行うよ
うに構成したものである。
パルス数の切換を、インバータ出力電圧に応じて行うよ
うに構成したものである。
その作用は、第２図および第３図を参照して説明す
る。
る。
第２図は（V/f）＝一定の制御を行った場合と、PC制
御を行った場合のインバータ出力電圧特性図、第３図は
第６図に類したパルス数の切換を説明するための説明図
であり、第２図においては縦軸にインバータの出力電圧
Ｖ、横軸にインバータの出力周波数ｆを示す。
御を行った場合のインバータ出力電圧特性図、第３図は
第６図に類したパルス数の切換を説明するための説明図
であり、第２図においては縦軸にインバータの出力電圧
Ｖ、横軸にインバータの出力周波数ｆを示す。
第２図、第３図に示すごとく、インバータの出力周波
数に応じて切換えるのではなく、インバータの出力電圧
値に応じて切換えるようにしている。
数に応じて切換えるのではなく、インバータの出力電圧
値に応じて切換えるようにしている。
このように制御すれば、出力周波数が変化しても出力
電圧が同一であれば、電気角をスケールにしたとき、同
一パターンとなり、高調波含有率の変動を小さくするこ
とができ、且つパルス幅の極端な狭幅を防止できるため
出力電圧を跳躍がなく、交流電動機の過大電流、過大ト
ルクの発生を防止することができる。
電圧が同一であれば、電気角をスケールにしたとき、同
一パターンとなり、高調波含有率の変動を小さくするこ
とができ、且つパルス幅の極端な狭幅を防止できるため
出力電圧を跳躍がなく、交流電動機の過大電流、過大ト
ルクの発生を防止することができる。
以下、本発明のインバータ装置の一実施例を、図面に
基づいて詳述する。
基づいて詳述する。
第１図は本発明のインバータ装置の一実施例を示す回
路図で、図中、第４図と同符号のものは同じ構成，機能
を有する部分であり、第１図において、４はf0指令とPC
指令を受けてインバータのV0指令を発生する電圧制御指
令発生回路、５はf0指令とV0指令の両方を受けてパルス
数を決定し，且つパルス幅を演算しパルスパターンを決
定するパルス数決定パルス幅演算回路である。
路図で、図中、第４図と同符号のものは同じ構成，機能
を有する部分であり、第１図において、４はf0指令とPC
指令を受けてインバータのV0指令を発生する電圧制御指
令発生回路、５はf0指令とV0指令の両方を受けてパルス
数を決定し，且つパルス幅を演算しパルスパターンを決
定するパルス数決定パルス幅演算回路である。
すなわち、本発明のインバータ装置において、従来の
ものと異なる点は、パルス数の切換をインバータの出力
電圧に応じて行うよう構成されている。
ものと異なる点は、パルス数の切換をインバータの出力
電圧に応じて行うよう構成されている。
この手段は、以下に述べる動作と併せて、第２図，第
３図を参照しながら説明する。
３図を参照しながら説明する。
例えば、第２図に示すように、周波数fP（HZ）まで
は、（V/F）＝一定とし、fP（HZ）以上では出力電圧が
一定となるPC制御をする場合、電圧制御指令発生回路４
は出力周波数fP（HZ）で出力電圧が設定最大電圧Vmaxに
なるまで（V/F）が一定となるようにf0指令に応じた電
圧制御指令を発生し、この指令をパルス数決定パルス幅
演算回路５に伝達する。この回路５ではV0指令に応じて
出力電圧の半サイクル内に含まれるパルス数を決定する
とともに、出力電圧の基本波実効値が所定の大きさとな
るようにパルス幅をf0指令に応じた時間領域で演算し、
インバータ回路２の可制御素子RP,RN,SP,SN,TP,TNのオ
ンオフを指示するスイッチングパターンを発生する。
は、（V/F）＝一定とし、fP（HZ）以上では出力電圧が
一定となるPC制御をする場合、電圧制御指令発生回路４
は出力周波数fP（HZ）で出力電圧が設定最大電圧Vmaxに
なるまで（V/F）が一定となるようにf0指令に応じた電
圧制御指令を発生し、この指令をパルス数決定パルス幅
演算回路５に伝達する。この回路５ではV0指令に応じて
出力電圧の半サイクル内に含まれるパルス数を決定する
とともに、出力電圧の基本波実効値が所定の大きさとな
るようにパルス幅をf0指令に応じた時間領域で演算し、
インバータ回路２の可制御素子RP,RN,SP,SN,TP,TNのオ
ンオフを指示するスイッチングパターンを発生する。
そして、このスイッチングパターンを駆動回路６′が
受け、６ケのそれぞれの可制御素子RP,RN,SP,SN,TP,TN
をオンオフ駆動する。これらの素子の動作により、交流
電圧がインバータ回路２の出力に送出され、交流電動機
３は駆動される。
受け、６ケのそれぞれの可制御素子RP,RN,SP,SN,TP,TN
をオンオフ駆動する。これらの素子の動作により、交流
電圧がインバータ回路２の出力に送出され、交流電動機
３は駆動される。
第３図は、以上の動作によるインバータ装置の動作パ
ターンの一例が示されており、インバータの出力電圧に
応じてパルス数が13パルスから11,9,7,5パルスへと移行
し、各パルスモードの終了点におけるパルス幅は前述し
た第５図に示す短絡防止期間Tdに比し十分大きくするこ
とが可能となる。
ターンの一例が示されており、インバータの出力電圧に
応じてパルス数が13パルスから11,9,7,5パルスへと移行
し、各パルスモードの終了点におけるパルス幅は前述し
た第５図に示す短絡防止期間Tdに比し十分大きくするこ
とが可能となる。
以上説明したごとく本発明によれば、少ないパルス数
で高調波電流の小さくすることができるインバータ出力
電圧を交流電動機３に供給し、駆動することができ、且
つパルス数切換時の電圧跳躍がない運転を可能とし、イ
ンバータ出力周波数が高くなるほど効果が著しく不可欠
なものとなる。
で高調波電流の小さくすることができるインバータ出力
電圧を交流電動機３に供給し、駆動することができ、且
つパルス数切換時の電圧跳躍がない運転を可能とし、イ
ンバータ出力周波数が高くなるほど効果が著しく不可欠
なものとなる。
よって、本発明のインバータ装置は、実用上、有用性
の高いものである。
の高いものである。
第１図は本発明のものの一実施例を示す回路図、第２図
はその一例を示すインバータ出力電圧特性図、第３図は
本発明のもののパルス数の切換を説明するための説明
図、第４図は従来のものの一例を示す回路図、第５図は
その正弦波PWMの動作波形図、第６図は従来のもののパ
ルス波形の説明図、第７図は第６図により求められるパ
ルス波形図である。 １……主回路部、２……インバータ回路、３……交流電
動機、４′……三角波発生回路、４……電圧制御指令発
生回路、５′……PWM回路、５……パルス数決定パルス
幅演算回路、６′……駆動回路、RP,RN,SP,SN,TP,TN…
…可制御素子。
はその一例を示すインバータ出力電圧特性図、第３図は
本発明のもののパルス数の切換を説明するための説明
図、第４図は従来のものの一例を示す回路図、第５図は
その正弦波PWMの動作波形図、第６図は従来のもののパ
ルス波形の説明図、第７図は第６図により求められるパ
ルス波形図である。 １……主回路部、２……インバータ回路、３……交流電
動機、４′……三角波発生回路、４……電圧制御指令発
生回路、５′……PWM回路、５……パルス数決定パルス
幅演算回路、６′……駆動回路、RP,RN,SP,SN,TP,TN…
…可制御素子。
Claims (1)
- 【請求項１】直流を交流に変換するインバータと，この
インバータの出力電圧および出力周波数を制御するため
に銅損最小PWM制御パターン方式を用い，且つインバー
タの出力電圧の半サイクルに含まれるパルス数を順次切
換える手段を備えたパルス幅変調インバータにおいて、
前記パルス数の切換を、前記インバータの出力電圧に応
じて行うよう構成したことを特徴とするインバータ装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63031407A JP2681883B2 (ja) | 1988-02-12 | 1988-02-12 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63031407A JP2681883B2 (ja) | 1988-02-12 | 1988-02-12 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01206878A JPH01206878A (ja) | 1989-08-21 |
| JP2681883B2 true JP2681883B2 (ja) | 1997-11-26 |
Family
ID=12330406
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63031407A Expired - Lifetime JP2681883B2 (ja) | 1988-02-12 | 1988-02-12 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2681883B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4506889B2 (ja) | 2008-10-23 | 2010-07-21 | トヨタ自動車株式会社 | 交流電動機の制御装置および制御方法 |
-
1988
- 1988-02-12 JP JP63031407A patent/JP2681883B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電気学会編、「半導体電力変換回路」、電気学会、１９８７年３月、Ｐ．１４１−１４３ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01206878A (ja) | 1989-08-21 |
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