JPS6043758B2 - 電流比較形交流電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、誘導電動機などの交流電動機の回転速度制
御に用いられる交流電源装置、特に電流比フ較形インバ
ータ方式の交流電源装置に関する。

例えば、誘導電動機などの交流電動機は、構造が簡単
で寿命が永く、しかも保守が容易で比較的ローコストで
あるという利点があるため、小容量から大容量のものに
まで広く使用されているが、従来はその回転速度を効率
よく制御する方式がなかつたため用途が限られ、かつ、
速度制御を行なえば使用上好ましい用途においても、上
記した利点を行なわないで使用されたりしていた。しか
して、近年に到り、種々の半導体素子が提供されるよう
になり、商用電源の周波？とは無関係に任意の周波数の
出力を簡単に得ることができる静止形インバータからな
る交流電源装置が現われ、誘導電動機などの交流電動機
（以下、単にモータという）に供給する電源の周波数を
変えることにより極めて効率的な回転速度制御が容易に
得られるようになつてきた。

そして、この種の交流電源装置としては、従来から、以
下に説明するようなパルス幅変調（ＰＷＭ）方式のイン
バータを用いた電流比較形交流電源装置が知られている
。

第１図は上記従来装置の主回路の一例で、１は順変換部
（交流・直流変換部）、２はインバータ部（逆変換部）
、３は駆動制御対象となるモータ、４は電流検出部、１
０〜１５は整流用ダイオード、１６は平滑コンデンサ、
２０〜２５はトランジスタ、ゲート・ターンオフ・サイ
リスタなどからなる主スイッチング素子、２６〜３１は
フライホィールダイオードである。

順変換部１はダイオード１０〜１６からなる３相全波整
流回路で構成され、平滑コンデンサ１６の端子間に平滑
化されて脈動分の少ない直流電圧を発生する。

インバータ部２はブリッジ状に接続された主スーイツチ
ング素子２０〜２５とダイオード２６〜３１からなり、
ＰＷＭ方式のインバータを構成している。

そして、これらの主スイッチング素子２０〜２５のそれ
ぞれは所定のタイミングでオン◆オフ制御され、これに
より順変換部１から平滑コン．デンサ１６を介して供給
されている直流電圧をスイッチングしてモータ３に３４
１ＰＷＭ交流電流を供給し、モータ３を駆動する。電流
検出器４はモータ３の各相に流れる電流を検出し、電流
検出信号を発生する。

次に、これらインバータ部２を構成する主スイッチング
素子２０〜２５のオン・オフ制御を行なう制御回路を第
２図によつて説明する。

この第２図は１相分の制御回路についてだけ示したもの
で、５は加算回路（比較回路）、６はしきい値回路（ヒ
ステリシス・コンパレータ）、７，８は駆動回路、９は
電流・電圧変換器である。加算回路５の加算入力にはイ
ンバータ部１（第１図）の出力電流の瞬時値量（正弦波
）を指令する電流指令信号Ａが供給され、減算入力には
後述する信号Ｂが供給されるので、これらの差の信号Ｃ
が加算回路５の出力に得られる。

しきい値回路６は加算回路５からの信号Ｃが所ｋ定値以
上に達したときスイッチング信号Ｓを出力し、所定値以
下になつたときスイッチング信号百を出力する回路で、
かつ入力信号Ｃに対して所定のヒステリシス幅δを与え
て動作するようになつている。

駆動回路７，８はそれぞれ入力された信号Ｓ，百を増幅
して主スイッチング素子２０，２１に供給し、これらの
素子２０，２１を信号Ｓ，′ｓに応じてオンオフさせる
働きをする。

電流・電圧変換器９は電流検出器４からの電流検出信号
１を電圧に変換し、電圧信号Ｂを発生して加算回路５の
減算入力紅供給する働きをする。

なお、Ｉはモータ３に流れる電流を表わしたもので、従
つて、電圧信号Ｂはモータ３の電流１を電圧で表わした
ものとなつている。次に、これら第１図及び第２図に示
した従来装置の動作を第３図イ〜ハによつて説明する。

第３図イは電流指令信号Ａと電圧信号Ｂの波形を示した
もので、同図口はスイッチング信号Ｓを、そして同図ハ
はスイッチング信号百をそれぞれ表わしたものであり、
加算回路５で電流指令信号Ａと電圧信号Ｂの比較が行な
われ、それらの差の信号Ｃがしきい値回路６に入力され
る結果、モータ３の電流１の瞬時値を表わす電圧信号Ｂ
が電流指令信号Ａより所定値（δ／２）以下になるとス
イッチング信号Ｓが現われると共にスイッチング信号百
は消滅し、ついで信号Ｂが信号Ａより所定値（δ／２）
以上に達すると信号Ｓは消滅して信号百が現われること
になるので、これらのスイッチング信号Ｓ，百は第３図
口，ハのようになる。そこで、いま、主スイッチング素
子２０がオンしていたとすると、これによりモータ３の
電流１が増加する方向に制御されるので、電圧信号Ｂは
増加してゆき、やがて電流指令信号Ａよりδ／２以上に
達すると主スイッチング素子２０はオフし、反対に主ス
イッチング素子２１がオンする。

この結果、今度はモータ３の電流■が減少する方向に制
御されるので電圧信号Ｂは減少し、やがて電流指令信号
Ａよりδ／２以下にまで低下すると主スイッチング素子
２０がオンし、同時に主スイッチング素子２１はオフに
なるので、モータ３の電流１は再び増加する方向に制御
される。これにより、モータ３に流れる電流１は電流指
令信号Ａに対応して電圧信号Ｂで示した波形のように制
御されることになり、電流指令信号Ａとして所定の瞬時
値を有する任意の波形、例えば正弦波を供給することに
より、それに対応した正弦波の電流１をモータ３に供給
することができ、電流指令信号Ａに応じて任意の周波数
の交流をモータ３に供給することができる。

そして、以上は１相分についての説明で、実際には主ス
イッチング素子２０，２１だけではなくて２２〜２５に
対しても同様な制御が行なわれるので、それぞれの制御
回路に３相交流と同じ位相関係にある電流指令信号を供
給すればモータ３には３相の交流電流が供給されること
になり、電流指令信号の周波数を変えることによりモー
タ３の回転速度を任意に制御することができる。

ところで、上記した従来の装置においては、電流指令信
号Ａに対する電圧信号Ｂの偏差幅、即ち、出力電流１の
偏差幅はしきい値回路６によつて与えられるヒステリシ
ス幅δによつて決定されている。

そして、第３図イから明らかなように、上記した偏差幅
が小さい程、出力電流１の波形が良好になるため、この
ヒステリシス幅δは極力小さくするのが望ましい。

しかしながら、他方、主スイッチング素子２０〜２５の
スイッチング周波数もこのヒステリシス幅δで決められ
、第３図イ〜ハから明らかなように、ヒステリシス幅δ
を小さくすると信号Ｓ，′Ｓのパルス幅が狭くなつてス
イッチング周波数が高くなつてしまう。

しかして、主スイッチング素子２０〜２５のスイッチン
グ周波数には上限があり、従つて、主スイッチング素子
２０〜２５のスイッチング周波数による制限を超えてま
でヒステリシス幅δを狭くすることはできない。

そこで、上記した従来装置では、使用される主スイッチ
ング素子２０〜２５の許容スイッチング周波数を考慮の
上、実用上最も望ましい結果が得られるようにしきい値
回路６のヒステリシス幅δを定めていた。

ところが、この種の装置では、主スイッチング素子２０
〜２５のスイッチング周波数はインバータの出力周波数
、即ちモータ３の回転速度によつても第４図に示すよう
に変化する。

つまり、インバータの出力電圧１はインバータの出力電
圧とモータ３の誘導起電力との差に応じて立ち上るので
、モータ３の誘導起電力が小さい低速回転時程、時間に
対する変化率が大きくなつてスイッチング周波数が高く
なつてくるのである。これをさらに詳述すると、モータ
３のｕ相上アームの主スイッチング素子Ｑ１（第１図の
２０）がオンしているときの等価回路は第５図のように
なる。

図において、Ｅｄはインバータ部２の直流側入力電圧、
つまり順変換部１の出力電圧、Ｅａはモータ３の誘導起
電力、Ｒ，Ｌはモータ３の等価抵抗と等価インダクタン
ス、Ｄ１はｕ相下アームのフライホィールダイオードで
あり、電流１は図示の方向を正とする。そうすると、 となり、これからの電流１の時間に対する変化１（ｔ）
はとなる。

そこで、上記（２）式により表わされる出力電流１の時
間ｔに対する変化状態を図にすると第６図のようになる
。

図において曲線１と２は（２）式におけ一るΔＥ／Ｒが
それぞれΔＥ１／ＲとΔＥ２／Ｒのときの特性を表わし
たものである。この第６図から明らかなように、出力電
流１が所定値１０に達するまでの時間Ｔは、曲線１では
Ｔ１となり、曲線２ではＴ２となつており、時間Ｔ１ノ
とＴ２との差はΔＴにもなつている。

つまり、ΔＥが大きくなる程、時間Ｔが短かくなり、出
力電流１の立ち上り方が急激になることが判る。一方、
このΔＥは（１）式から明らかなように、インバータ部
２の直流側入力電圧Ｅｄとモータ３の誘導起電力Ｅａの
差の電圧であり、このうち電圧Ｅｄは一定であるが、電
圧Ｅａは第７図に示すようにモータ３の回転速度にほぼ
比例して変化しており、従つて、電圧ΔＥはモータ３の
回転速度が低い程、大きな値となつている。この結果、
出力電流１が所定値１０に達するまでの時間Ｔはモータ
３の回転速度が低いとき程、短くなり、出力電流１の立
ち上りが急峻になつてスイッチング周波数は高くなるの
である。

従つて、上記した従来の装置では、モータ３の定格回転
速度の近傍で良好な制御特性が得られるようにしきい値
回路６のヒステリシス幅δを定めると、モータ３が低速
回転速度領域に制御されたときに主スイッチング素子２
０〜２５がそれらに許容されているスイッチング周波数
の上限を超えてスイッチングされ、動作が不安定になつ
たり、主スイッチング素子が破壊されたりする虞れを生
じたりするという欠点があり、これを防止するためには
ヒステリシス幅を広めに設定し、不充分な動作状態を受
け入れなければならないという欠点があつた。

そこで、これら上記従来装置の欠点を除くため、モータ
の回転速度に応じて上記したヒステリシス幅を変化させ
、例えば第８図に示すように低回転速度領域でも主スイ
ッチング素子のスイッチング周波数が上昇しないように
する方法が提案されている。

第８図において、特性ａはモータの回転速度に応じてヒ
ステリシス幅を連続的に変化させ、スイッチング周波数
が一定となるように制御した場合で、特性ｂはモータの
回転速度に応じてヒステリシス幅を２段階に切換えるよ
うに制御した場合を示している。しかしがら、この従来
の方法では、いずれの場合もモータの回転速度が低い領
域で上記したヒステリシス幅が広くなるので、以下に述
べるような欠点を生じていた。

（１）低速度領域では出力電流のリップル成分が増加し
て出力電流波形が大きく歪み、モータのトルクリツプル
の増加や振動、騒音の増加が著しい。

（２）出力電流のリップルのため、正規のベクトル演算
が困難になつて制御が複雑になり易い。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、モー
タの回転速度を充分に低速領域にまで制御してもトルク
リツプルの増加や、振動、騒音の増加を伴なうことなく
主スイッチング素子のスイッチング周波数の上昇を防止
することができる電流比較形交流電源装置を提供するに
ある。この目的を達成するため、本発明は、モータの誘
電起電力に応じて主スイッチング素子に供給されるイン
バータ入力側直流電圧を制御するようにした点を特徴と
する。

以下、本発明による電流比較形交流電源装置の実施例を
図面について説明する。第９図は本発明における主回路
の一実施例で、４０は順変換部、４２〜４７はサイリス
タであり、その他は第１図の従来例と同じである。

順変換部４０の各サイリスタ４２〜４７は後述する移相
器からのゲート信号により位相制御され、平滑コンデン
サ１６の端子間に直流電源電圧Ｅｄを発生し、この直流
電源電圧Ｅｄは上記したゲート信号により所定の範囲に
わたつて変化させることができるようになつている。次
に第１０図は本発明の一実施例の全体構成を示すブロッ
ク図、５０はベクトル制御装置、５２は速度検出器、６
０は電圧検出器、６２はパターン発生器、６４は加算回
路、６６は誤差増幅器、６８は移相器であり、その他の
第９図と同じである。

ベクトル制御装置５０は速度検出器５２から入力される
モータ３の回転速度を表わす信号ｖを図示してない速度
指令信号とを比較し、それらの差に応じた周波数の電流
指令信号Ａを発生し、電流検出器４て検出した出力電流
１を表わす電圧信号Ｂと比較して第３図に示した制御を
行なう働きをする。

なお、これは第１図と第２図では特に説明しなかつたが
、従技術でも同じである。電圧検出器６０は順変換部４
０の出力電圧、即ちインバータ部２の直流側入力となる
電圧Ｅｄを検出し、検出信号Ｃを加算回路６４の減算入
力に供給する。

パターン発生器６２は速度信号ｖを入力とし、それに応
じて第１１図〜第１３図に示すうちのいずれかの特性に
したがつた電圧指令信号Ｄを発生し、それを加算回路６
４の加算入力に供給する。

加算回路６４はこれら両方の信号ＤとＣの加算結果であ
る誤差信号（Ｄ−Ｃ）＝Δ■を発生し、それを誤差増幅
器６６で所定のレベルに増幅した信号Δ■″を移相器６
８に入力する。移相器６８は信号ΔＶ″に応じて順変換
部４０のサイリスタ４２〜４７（第９図）のゲートを位
相制御し、順変換部４０の直流出力電圧Ｅｄを変化させ
、それが電圧指令信号Ｄで与えられている電圧に収斂す
るように動作する。

従つて、これら電圧検出器６０は、加算回路６牡増幅器
６６、それに移相器６８は全体として順変換部４０に対
する自動電圧制御系を構成している。

次に、この実施例の動作について説明する。

まず、パターン発生器６２が第１１図のような特性を与
えるようにセットされていたとする。なお、この第１１
図の特性は図に破線で示した実際のスイッチング周波数
の回転速度に対する特性（第４図に示したもの）の逆数
として定めたものである。そうすると、モータ３の回転
速度が制御されて変化するにつれてインバータ部２に対
する直流側入力電圧Ｅｄも変化し、モータ３の回転速度
が低下すると電圧Ｅｄもそれにつれて低下されるように
なる。

つまり、モータ３の誘導起電力Ｅａの増減に応じて電圧
Ｅｄも増減することになる。従つて、この実施例によれ
ば、上述の（１）式及び（２）式における電圧ΔＥはモ
ータ３の回転速度と無関係にほぼ一定に保たれ、第６図
に示した出力電流１が所定値Ｌまで立ち上るまでの時間
も例えばＴ２で示すように常に一定になるから、ベクト
ル制御装置５０の中に設けられているしきい値回路６（
第２図参照）のヒステリシス幅δを変化させずに一定に
保つたままでも主スイッチング素子２０〜２５のスイッ
チング周波数はモータ３の回転速度と無関係に常にほぼ
一定に保たれることになり、モータ３のトルクリツプル
が低速度領域で増加したり、振動や騒音が増加したりす
るのが防止される。加えて、この実施例においては、主
スイッチング素子のスイッチング周波数がほぼ一定に保
たれるから、モータから発生される騒音の周波数もほぼ
一定に保たれるため、騒音感を減らすことができる。次
に、パターン発生器６２の特性を第１２図又は第１３図
のように定めた場合でも、モータ３の回転速度が低速度
領域に制御されたときには、第１１図の場合と同様にイ
ンバータ部２の直流側入力電圧Ｅｄが低下されるので、
上記したヒステリシス幅δを一定にしたままでもモータ
３の低速度領域で主スイッチング素子２０〜２５のスイ
ッチング周波数が上昇するのを防止することができる。

なお、これら第１２図及び第１３図の実施例は、第１１
図の実施例を簡略化したもので、第１２図の実施例では
、特性Ａとして回転速度ｖに対する電圧指示信号Ｄの変
化を直線状としたものが、そして、特性Ｂとして折線状
としたものがそれぞれに採用されており、さらに第１３
図の実施例では電圧指令信号Ｄを回転速度ｖに応じて２
段階にステップ状に変化させるようにしたものであり、
これらの実施例によればパターン発生器６２の構成を簡
略化することができ、ローコスト化が容易になる。

次に第１４図は本発明の他の実施例で、図において、７
０はスイッチング周波数設定器、７２は周波数・電圧変
換器、７４は比較例の加算回路、７６は誤差増幅器であ
り、その他は第１０図の実施例と同じである。

スイッチング周波数設定器７０はポテンショメータなど
からなり、主スイッチング素子２０〜２５のスイッチン
グ周波数ｆの所定の周波数に制御するための基準となる
信号ちを発生する。

周波数・電圧変換器７２はベクトル制御装置５０からイ
ンバータ部２に供給されるゲート信号を入力し、主スイ
ッチング素子２０〜２５のスイツｌチング周波数ｆに対
応した電圧信号ｆ、を発生する。

加算回路７４は信号Ｆ。

とＦ９との差信号Δｆを作り、それを増幅器７６で増幅
して信号Ｄとして加算回路６４に供給する。； 従つて
、この実施例によれば、主スイッチング素子２０〜２５
のスイッチング周波数ｆが設定値ちと等しくなるように
インバータ部２の直流側入力電圧Ｅｄが制御されること
になり、第１０図の実施例と同様にヒステリシス幅δを
変えなくてもフスイツチング周波数を一定に保つことが
でき、従来技術の欠点を除くことができる。

なお、この第１４図の実施例において設定値ＦＯを動作
条件に応じて種々のパターンに従つて制御してやるよう
にしてもよい。また、以上の説明では、いずれの実施例
においても順変換部４０としてサイリスタによる位相制
御形のものを使用していたが、これに代てチョッパー形
のものを用いてもよい。

さらに、整流回路の構成としても、第９図に示すような
サイリスタ４２〜４７の代りにゲート・ターンオフサイ
リスタを用いてもよく、、ブリッジ構成としても純ブリ
ッジに限らず混合ブリッジでもよい。

入力側も単相、多相を問わないのはいうまでもない。イ
ンバータ部２についても、上述したベクトル制御方式に
限らず、任意の形式のものでよいのはいうまでもない。

ところで、近年は、ディジタル的な制御が広く採用され
ている。

従つて、本発明の実施例も上記したアナログ的な構成に
限らずマイクロコンピュータなどによるディジタル制御
形のものとしてもよいことは明らかである。以上説明し
たように、本発明によれば、出力電流制御系の動作に設
定すべきヒステリシス幅を変，えることなく、主スイッ
チング素子のスイッチング周波数の制御が可能になるの
で、従来技術の欠点を除き、モータのトルクリツプルや
振動の増加を伴なうことなく主スイッチング素子の特性
を充分に活かして効率良くモータの制御を行なうこと二
ができ、しかもモータの騒音による影響を少くすること
が可能な電流比較形交流電源装置を提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流比較形交流電源装置の従来例における主回
路の一例を示す回路図、第２図は同じく従来例における
制御回路の一例を示す回路図、第３図イ〜ハは動作説明
用の波形図、第４図はモータの回転速度と主スイッチン
グ素子のスイツチン゛グ周波数の関係を示す説明図、第
５図は動作説明用の等価回路図、第６図、第７図及び第
８図は動作説明用の特性図、第９図は本発明による電流
比較形交流電源装置の主回路の一実施例を示す回路図、
第１０図は本発明の一実施例の全体構成を示すブロック
図、第１１図、第１２図及び第１３図はパターン発生器
によつて与えられる特性のそれぞれ異なつた実施例を示
す特性図、第１４図は本発明の他の実施例を示すブロッ
ク図である。 ２・・・・・・インバータ部、３・・・・・・交流電動
機（モータ）、４・・・・・・電流検出器、４０・・・
・・順変換部、５０・・・・・ベクトル制御装置、５２
・・・・・・回転速度検出器、６０・・・・・・電圧検
出器、６２・・・・・パターン発生器、６４，７４・・
・・・・加算回路（比較回路）、６６，７６・・・・・
・誤差増幅器、６８・・・・・・位相器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源から可変電圧直流出力を得る順変換部と、
   主スイッチング素子のスイッチングにより上記順変換部
   の直流出力から交流出力を得るインバータと、該インバ
   ータの出力電流に対応した電流検出信号を発生する電流
   検出器と、上記インバータに対する電流指令信号と上記
   電流検出信号との比較を行なう比較器と、該比較器の出
   力に得られた差信号に基づき所定のヒステリシス幅をも
   つて上記主スイッチング素子のスイッチング制御を行な
   う制御回路とを備え、上記インバータの出力で交流電動
   機を駆動制御するようにした電流比較形交流電源装置に
   おいて、インバータの直流側入力電圧を制御して主スイ
   ッチング素子に供給されている直流電圧を制御する直流
   電圧制御回路と、上記交流電動機の誘導起電力に対応し
   た起電力検出信号を発生する起電力検出回路とを設け、
   上記交流電動機の誘導起電力に応じて上起インバータの
   直流側入力電圧を変化させることにより上記主スイッチ
   ング素子のスイッチング周波数を制御するように構成し
   たことを特徴とする電流比較形交流電源装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、上記直流電圧制御
   回路が、上記インバータの直流側入力電圧を検出する電
   圧検出手段と、該検出手段の検出信号と上記起電力検出
   に基づく制御信号との比較を行なう比較器と、該比較器
   の出力に応じて上記インバータに対する順変換部の直流
   側出力電圧を制御する手段とで構成されたことを特徴と
   する電流比較形交流電源装置。 ３ 特許請求の範囲第１項又は第２項において、上記起
   電力検出回路が、上記交流電動機の回転速度検出器で構
   成されていることを特徴とする電流比較形交流電源装置
   。 ４ 特許請求の範囲第１項又は第２項において、上記起
   電力検出回路が、上記主スイッチング素子のスイッチン
   グ周波数を検出する手段で構成されていることを特徴と
   する電流比較形交流電源装置。