JP2783623B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP2783623B2 JP2783623B2 JP1313291A JP31329189A JP2783623B2 JP 2783623 B2 JP2783623 B2 JP 2783623B2 JP 1313291 A JP1313291 A JP 1313291A JP 31329189 A JP31329189 A JP 31329189A JP 2783623 B2 JP2783623 B2 JP 2783623B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、PWM制御によりインバータ主回路のスイッ
チング素子のオンオフ制御を行なうインバータ装置に関
する。
チング素子のオンオフ制御を行なうインバータ装置に関
する。
（従来の技術） パルス幅変調（PWM）制御形インバータ装置の基本構
成例を第４図に示す。これは、交流電源１の出力を整流
回路２及び平滑用コンデンサ３により直流出力に変換
し、さらにインバータ主回路４により所定周波数の交流
出力に変換して出力するものである。インバータ主回路
４は、例えば６個のトランジスタ5a乃至5fを三相出力に
対応させて２個ずつ対にしてブリッジ接続することによ
り構成されたもので、これらのトランジスタ5a乃至5fは
信号発生回路６から与えられるパルス幅変調信号（以下
PWM信号と称す）によりオンオフのスイッチング制御が
行なわれる。この場合、信号発生回路６は、インバータ
主回路４の出力周波数及び出力電圧を指示する周波数指
令ｆ＊及び電圧指令Ｖ＊が与えられると、これらから決
定されている正弦波の制御信号と予め設定されているキ
ャリア周波数の三角波信号とを大小比較して各トランジ
スタ5a乃至5fに対応させてオンオフを行なわせるPWM信
号を生成する。これにより、各トランジスタ5a乃至5fは
駆動回路７を介してオンオフ制御され、上記制御信号に
対応する三相の交流電流を出力し、負荷としての電動機
８を回転させる。
成例を第４図に示す。これは、交流電源１の出力を整流
回路２及び平滑用コンデンサ３により直流出力に変換
し、さらにインバータ主回路４により所定周波数の交流
出力に変換して出力するものである。インバータ主回路
４は、例えば６個のトランジスタ5a乃至5fを三相出力に
対応させて２個ずつ対にしてブリッジ接続することによ
り構成されたもので、これらのトランジスタ5a乃至5fは
信号発生回路６から与えられるパルス幅変調信号（以下
PWM信号と称す）によりオンオフのスイッチング制御が
行なわれる。この場合、信号発生回路６は、インバータ
主回路４の出力周波数及び出力電圧を指示する周波数指
令ｆ＊及び電圧指令Ｖ＊が与えられると、これらから決
定されている正弦波の制御信号と予め設定されているキ
ャリア周波数の三角波信号とを大小比較して各トランジ
スタ5a乃至5fに対応させてオンオフを行なわせるPWM信
号を生成する。これにより、各トランジスタ5a乃至5fは
駆動回路７を介してオンオフ制御され、上記制御信号に
対応する三相の交流電流を出力し、負荷としての電動機
８を回転させる。
（発明が解決しようとする課題） ところで、上述のようなPWM制御を行うインバータ装
置においては、PWM信号のキャリア周波数を出来るだけ
高くするのが望ましい。その理由は、キャリア周波数が
低くなる程、出力電流は制御信号の正弦波形からかけは
なれた波形となり、電動機８を駆動する場合に振動等に
よる騒音が発生してしまう不具合があるからである。
置においては、PWM信号のキャリア周波数を出来るだけ
高くするのが望ましい。その理由は、キャリア周波数が
低くなる程、出力電流は制御信号の正弦波形からかけは
なれた波形となり、電動機８を駆動する場合に振動等に
よる騒音が発生してしまう不具合があるからである。
しかしながら、上記の不具合を解消すべく、PWM信号
のキャリア周波数を高めてトランジスタを高速でスイッ
チング動作させる場合には次のような別の不具合が生ず
る。つまり、一般にトランジスタはスイッチング動作を
行う際に熱損失が発生し、特にスイッチング周期が短い
と素子自体の温度が上昇して破壊に至る虞があるからで
ある。このような現象を第５図を用いて説明する。トラ
ンジスタの電流電圧特性（IC−VCE特性）をベース電流
（例えば図示のIB0乃至IB6）をパラメータとして示す第
５図（ａ）において、トランジスタにベース電流が与え
られると、動作点ｐは遮断領域Ｉから負荷線ｌに沿って
活性領域IIを経て飽和領域IIIの動作点ｑに移る。この
とき、遮断領域Ｉにおいては等価抵抗が略無限大であ
り、また飽和領域IIIにおいては等価抵抗が略ゼロとみ
なせる。従って、スイッチング時には遮断領域Ｉ及び飽
和領域IIIでは損失が略ゼロとなるが、活性領域IIにお
いてはベース電流に応じて等価抵抗が変化することによ
り損失が生ずる。一方、第５図（ｂ）に示すトランジス
タのコレクタ電流ICのスイッチング時の波形において、
その立ち上がり時間tON及び立ち下がり時間tOFFは、ト
ランジスタ自体の特性により決まるもので、スイッチン
グ周波数に無関係に一定である。従って、前述したPWM
信号のキャリア周波数を高く設定しておくことは、活性
領域IIを通過する回数つまり通過時間が増えて熱損失が
増加することにより、それだけトランジスタの温度上昇
が急になるのである。そして、トランジスタは温度が上
昇すると、第５図（ａ）に示す特性が変化して、動作点
が降伏領域IVに入ってしまう場合があり、最悪の場合に
は破壊に至ってしまう虞がある。
のキャリア周波数を高めてトランジスタを高速でスイッ
チング動作させる場合には次のような別の不具合が生ず
る。つまり、一般にトランジスタはスイッチング動作を
行う際に熱損失が発生し、特にスイッチング周期が短い
と素子自体の温度が上昇して破壊に至る虞があるからで
ある。このような現象を第５図を用いて説明する。トラ
ンジスタの電流電圧特性（IC−VCE特性）をベース電流
（例えば図示のIB0乃至IB6）をパラメータとして示す第
５図（ａ）において、トランジスタにベース電流が与え
られると、動作点ｐは遮断領域Ｉから負荷線ｌに沿って
活性領域IIを経て飽和領域IIIの動作点ｑに移る。この
とき、遮断領域Ｉにおいては等価抵抗が略無限大であ
り、また飽和領域IIIにおいては等価抵抗が略ゼロとみ
なせる。従って、スイッチング時には遮断領域Ｉ及び飽
和領域IIIでは損失が略ゼロとなるが、活性領域IIにお
いてはベース電流に応じて等価抵抗が変化することによ
り損失が生ずる。一方、第５図（ｂ）に示すトランジス
タのコレクタ電流ICのスイッチング時の波形において、
その立ち上がり時間tON及び立ち下がり時間tOFFは、ト
ランジスタ自体の特性により決まるもので、スイッチン
グ周波数に無関係に一定である。従って、前述したPWM
信号のキャリア周波数を高く設定しておくことは、活性
領域IIを通過する回数つまり通過時間が増えて熱損失が
増加することにより、それだけトランジスタの温度上昇
が急になるのである。そして、トランジスタは温度が上
昇すると、第５図（ａ）に示す特性が変化して、動作点
が降伏領域IVに入ってしまう場合があり、最悪の場合に
は破壊に至ってしまう虞がある。
上述のような不具合を解決するために、従来では例え
ばトランジスタの温度上昇を抑制するために冷却装置の
冷却効率を上げたり、予めキャリア周波数を低く設定し
たPWM信号を使用する等の方法がある。しかし、これで
は冷却装置が大形化，複雑化したり、或は設計時にトラ
ンジスタの特性を考慮して予め大容量のトランジスタを
使用する必要も生ずるため、総じて高価になってしまう
不具合がある。
ばトランジスタの温度上昇を抑制するために冷却装置の
冷却効率を上げたり、予めキャリア周波数を低く設定し
たPWM信号を使用する等の方法がある。しかし、これで
は冷却装置が大形化，複雑化したり、或は設計時にトラ
ンジスタの特性を考慮して予め大容量のトランジスタを
使用する必要も生ずるため、総じて高価になってしまう
不具合がある。
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目
的は、キャリア周波数が高いPWM信号を使用する場合で
も、冷却装置を大形化或は複雑化させることなく、また
設計段階においてもスイッチング素子の特性に対して過
度な安全度を見積る必要がなくなり、総じて小形化及び
低廉化が図れるインバータ装置を提供するにある。
的は、キャリア周波数が高いPWM信号を使用する場合で
も、冷却装置を大形化或は複雑化させることなく、また
設計段階においてもスイッチング素子の特性に対して過
度な安全度を見積る必要がなくなり、総じて小形化及び
低廉化が図れるインバータ装置を提供するにある。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、インバータ主回路のスイッチング素子を任
意のキャリア周波数を有するパルス幅変調信号によりス
イッチングさせるインバータ装置を対象とし、前記スイ
ッチング素子の温度を検出する温度検出手段、及びこの
温度検出手段による検出温度と基準温度とを比較する比
較手段、並びにこの比較手段からの出力信号を基に前記
パルス幅変調信号のキャリア周波数を補正する補正手段
を設けて構成したところに特徴を有する。
意のキャリア周波数を有するパルス幅変調信号によりス
イッチングさせるインバータ装置を対象とし、前記スイ
ッチング素子の温度を検出する温度検出手段、及びこの
温度検出手段による検出温度と基準温度とを比較する比
較手段、並びにこの比較手段からの出力信号を基に前記
パルス幅変調信号のキャリア周波数を補正する補正手段
を設けて構成したところに特徴を有する。
（作用） 本発明のインバータ装置によれば、温度検出手段によ
りスイッチング素子の温度が検出され、その検出温度と
所定の基準温度とを比較し、その比較結果に応じて補正
手段により信号発生回路で生成されるパルス幅変調信号
のキャリア周波数を補正する。これにより、スイッチン
グ素子のオンオフの回数が減少しその熱損失は低減され
る。従って、スイッチング素子の温度上昇が自動的に抑
制されるようになり、結果的にその温度上昇を最大限ま
で許容した状態でパルス幅変調信号のキャリア周波数を
高めることができる。
りスイッチング素子の温度が検出され、その検出温度と
所定の基準温度とを比較し、その比較結果に応じて補正
手段により信号発生回路で生成されるパルス幅変調信号
のキャリア周波数を補正する。これにより、スイッチン
グ素子のオンオフの回数が減少しその熱損失は低減され
る。従って、スイッチング素子の温度上昇が自動的に抑
制されるようになり、結果的にその温度上昇を最大限ま
で許容した状態でパルス幅変調信号のキャリア周波数を
高めることができる。
（実施例） 以下、本発明を三角波−正弦波比較方式によりPWM信
号を発生させるインバータ装置に適用した場合の一実施
例について第１図乃至第３図を参照しながら説明する。
号を発生させるインバータ装置に適用した場合の一実施
例について第１図乃至第３図を参照しながら説明する。
全体構成を示す第１図において、直流電源回路11は、
ダイオードをブリッジ接続してなる整流回路12及び平滑
用コンデンサ13より構成され、三相の交流電源14の出力
を整流及び平滑化して直流出力に交換し、直流電源線15
a及び15b間に与える。インバータ主回路16は、スイッチ
ング素子たるパワートランジスタ17a乃至17fがブリッジ
接続されており、その入力側は直流電源線15a及び15bに
接続され、出力側は負荷としての電動機18に接続されて
いる。この場合、インバータ主回路16はトランジスタ17
a及び17b,トランジスタ17c及び17d,トランジスタ17e及
び17fの夫々の対が直列にして直流電源線15a及び15b間
に接続され、三相に対応して交流電流を出力する。そし
て、これらのトランジスタ17a乃至17fは、信号発生回路
19により駆動回路20を介してベースにPWM信号が与えら
れる。信号発生回路19は、インバータ主回路16が出力す
べき周波数及び電圧に対応した周波数指令ｆ＊及び電圧
指令Ｖ＊が図示しない指令回路から与えられ、これらの
指令値ｆ＊,V＊に応じた周波数，振幅の制御信号ａを決
定する。そして、この制御信号ａと後述するキャリア周
波数の三角波信号ｂとを比較してPWM信号をトランジス
タ17a乃至17fに対応して出力するものである（第３図
（ａ）及び（ｂ）参照）。
ダイオードをブリッジ接続してなる整流回路12及び平滑
用コンデンサ13より構成され、三相の交流電源14の出力
を整流及び平滑化して直流出力に交換し、直流電源線15
a及び15b間に与える。インバータ主回路16は、スイッチ
ング素子たるパワートランジスタ17a乃至17fがブリッジ
接続されており、その入力側は直流電源線15a及び15bに
接続され、出力側は負荷としての電動機18に接続されて
いる。この場合、インバータ主回路16はトランジスタ17
a及び17b,トランジスタ17c及び17d,トランジスタ17e及
び17fの夫々の対が直列にして直流電源線15a及び15b間
に接続され、三相に対応して交流電流を出力する。そし
て、これらのトランジスタ17a乃至17fは、信号発生回路
19により駆動回路20を介してベースにPWM信号が与えら
れる。信号発生回路19は、インバータ主回路16が出力す
べき周波数及び電圧に対応した周波数指令ｆ＊及び電圧
指令Ｖ＊が図示しない指令回路から与えられ、これらの
指令値ｆ＊,V＊に応じた周波数，振幅の制御信号ａを決
定する。そして、この制御信号ａと後述するキャリア周
波数の三角波信号ｂとを比較してPWM信号をトランジス
タ17a乃至17fに対応して出力するものである（第３図
（ａ）及び（ｂ）参照）。
さて、温度検出手段たる温度検出回路21は、パワート
ランジスタ17a乃至17fの温度を図示しない温度検出素子
により検出して電圧値として検出信号を出力する。比較
手段たる温度比較回路22は、温度検出回路21からの検出
信号を基準温度T1及びT2（T1＜T2）と比較し、基準温度
T2よりも大きいときには周波数低下指令SDを出力し、基
準温度T1よりも低いときには周波数復帰指令SUを出力す
る。この場合、基準温度T2はパワートランジスタ17a乃
至17fの使用状態における上限温度に対応する値とさ
れ、基準温度T1は動作上冷却された状態としての温度を
示す値となるように設定されている。補正手段たる周波
数制御回路23は、信号発生回路19に三角波信号ｂを出力
するもので、そのキャリア周波数は初期値としてF0に設
定されているが、温度比較回路22から周波数低下指令SD
が与えられると、これに応じて一定の値ΔＦだけ低下さ
せてその値をF1に補正して出力する。この場合、周波数
制御回路23は、周波数低下指令SDが与えられる度に三角
波信号ｂのキャリア周波数をΔＦだけ低下させてゆく
が、周波数復帰指令SUが与えられたときには、再び初期
化として設定されたキャリア周波数F0の三角波信号ｂを
出力する。
ランジスタ17a乃至17fの温度を図示しない温度検出素子
により検出して電圧値として検出信号を出力する。比較
手段たる温度比較回路22は、温度検出回路21からの検出
信号を基準温度T1及びT2（T1＜T2）と比較し、基準温度
T2よりも大きいときには周波数低下指令SDを出力し、基
準温度T1よりも低いときには周波数復帰指令SUを出力す
る。この場合、基準温度T2はパワートランジスタ17a乃
至17fの使用状態における上限温度に対応する値とさ
れ、基準温度T1は動作上冷却された状態としての温度を
示す値となるように設定されている。補正手段たる周波
数制御回路23は、信号発生回路19に三角波信号ｂを出力
するもので、そのキャリア周波数は初期値としてF0に設
定されているが、温度比較回路22から周波数低下指令SD
が与えられると、これに応じて一定の値ΔＦだけ低下さ
せてその値をF1に補正して出力する。この場合、周波数
制御回路23は、周波数低下指令SDが与えられる度に三角
波信号ｂのキャリア周波数をΔＦだけ低下させてゆく
が、周波数復帰指令SUが与えられたときには、再び初期
化として設定されたキャリア周波数F0の三角波信号ｂを
出力する。
次に、本実施例の作用について第２図及び第３図をも
参照して説明する。
参照して説明する。
まず、信号発生回路19は、インバータ主回路16が出力
すべき周波数，電圧に対応した周波数指令ｆ＊及び電圧
指令Ｖ＊が与えられると、これに応じた周波数，振幅と
なる正弦波の制御信号ａを決定する（第３図（ａ）参
照）。そして、この制御信号ａと所定のキャリア周波数
F0の三角波信号ｂとを比較することにより第３図（ｂ）
の（イ）及び（ロ）に示すごとくPWM信号がトランジス
タ17a及び17bに対応して生成される（他のトランジスタ
17c乃至17fについては図示せず）。この場合、各PWM信
号は三相に対応して夫々の位相は120゜ずつずれてい
る。そして、インバータ主回路16の各トランジスタ17a
乃至17fは、PWM信号が与えられるとこれに応じてオンオ
フを繰り返してスイッチング動作し、これにより上記し
た制御信号ａに応じた正弦波の交流電流が出力され、こ
の結果、インバータ主回路19は周波数指令ｆ＊及び電圧
指令Ｖ＊に応じた三相の交流電流を出力するのである。
すべき周波数，電圧に対応した周波数指令ｆ＊及び電圧
指令Ｖ＊が与えられると、これに応じた周波数，振幅と
なる正弦波の制御信号ａを決定する（第３図（ａ）参
照）。そして、この制御信号ａと所定のキャリア周波数
F0の三角波信号ｂとを比較することにより第３図（ｂ）
の（イ）及び（ロ）に示すごとくPWM信号がトランジス
タ17a及び17bに対応して生成される（他のトランジスタ
17c乃至17fについては図示せず）。この場合、各PWM信
号は三相に対応して夫々の位相は120゜ずつずれてい
る。そして、インバータ主回路16の各トランジスタ17a
乃至17fは、PWM信号が与えられるとこれに応じてオンオ
フを繰り返してスイッチング動作し、これにより上記し
た制御信号ａに応じた正弦波の交流電流が出力され、こ
の結果、インバータ主回路19は周波数指令ｆ＊及び電圧
指令Ｖ＊に応じた三相の交流電流を出力するのである。
次に、上述のように所定のキャリア周波数F0で生成さ
れたPWM信号で動作しているときに、パワートランジス
タ17a乃至17fの温度が上昇して基準温度T2を越えると、
温度検出回路21はこれを検知し、温度比較回路22から周
波数低下指令SDが出力される。これにより、周波数制御
回路23は信号発生回路19に対してキャリア周波数F0をΔ
Ｆだけ低下させたキャリア周波数F1の三角波信号を出力
する。信号発生回路19はこれに応じてキャリア周波数F1
のPWM信号を出力するようになり、インバータ主回路16
の各トランジスタ17a乃至17fは、前述の場合に比べてス
イッチング回数の少ない状態でオンオフの制御が行なわ
れ、この結果、スイッチングによる熱損失は低減され
る。
れたPWM信号で動作しているときに、パワートランジス
タ17a乃至17fの温度が上昇して基準温度T2を越えると、
温度検出回路21はこれを検知し、温度比較回路22から周
波数低下指令SDが出力される。これにより、周波数制御
回路23は信号発生回路19に対してキャリア周波数F0をΔ
Ｆだけ低下させたキャリア周波数F1の三角波信号を出力
する。信号発生回路19はこれに応じてキャリア周波数F1
のPWM信号を出力するようになり、インバータ主回路16
の各トランジスタ17a乃至17fは、前述の場合に比べてス
イッチング回数の少ない状態でオンオフの制御が行なわ
れ、この結果、スイッチングによる熱損失は低減され
る。
この後、例えば、第２図に示すように検出温度が低下
せず所定時間ｔを経過してもなお検出温度が基準温度T2
よりも大きいときには、温度比較回路22は再びキャリア
周波数F1をΔＦだけ低下させ、キャリア周波数F2とす
る。これにより、上述同様にスイッチングによる熱損失
はさらに低減され、トランジスタ17a乃至17fの温度は低
下して行く。
せず所定時間ｔを経過してもなお検出温度が基準温度T2
よりも大きいときには、温度比較回路22は再びキャリア
周波数F1をΔＦだけ低下させ、キャリア周波数F2とす
る。これにより、上述同様にスイッチングによる熱損失
はさらに低減され、トランジスタ17a乃至17fの温度は低
下して行く。
そして、検出温度が低下して基準温度T2を経て基準温
度T1に達すると、温度比較回路22は周波数復帰指令SUを
出力する。これにより、周波数制御回路23は、信号発生
回路19に対してキャリア周波数F2をもとの所定のキャリ
ア周波数F0に復帰させる。信号発生回路19はこれに応じ
て再びキャリア周波数F0のPWM信号を出力するようにな
り、インバータ主回路16の各トランジスタ17a乃至17fは
脈動の少ない交流電流を出力する。
度T1に達すると、温度比較回路22は周波数復帰指令SUを
出力する。これにより、周波数制御回路23は、信号発生
回路19に対してキャリア周波数F2をもとの所定のキャリ
ア周波数F0に復帰させる。信号発生回路19はこれに応じ
て再びキャリア周波数F0のPWM信号を出力するようにな
り、インバータ主回路16の各トランジスタ17a乃至17fは
脈動の少ない交流電流を出力する。
以下、上述と同様にして、温度検出回路21の検出温度
に基づいて温度比較回路22及び周波数制御回路23により
キャリア周波数が変更されることにより、トランジスタ
17a乃至17fは常にその温度が過大とならないように制御
される。
に基づいて温度比較回路22及び周波数制御回路23により
キャリア周波数が変更されることにより、トランジスタ
17a乃至17fは常にその温度が過大とならないように制御
される。
このような本実施例によれば、温度検出回路21により
インバータ主回路16のトランジスタ17a乃至17fの温度を
検出し、その検出温度が基準温度T2を超えたときには温
度比較回路22及び周波数制御回路23によりPWM信号のキ
ャリア周波数F0をΔＦだけ低下させるようにし、検出温
度が基準温度T1よりも低下したときにキャリア周波数F0
に復帰させるようにした。これにより、トランジスタ17
a乃至17fのスイッチング回路を一時的に低減させてその
熱損失量を減らし、もってトランジスタ17a乃至17fの温
度上昇を抑制でき、検出温度が低下したら再び所定のキ
ャリア周波数F0のPWM信号を出力させることを自動的に
行わせることができる。この結果、従来と異なり、冷却
装置を簡単なものとして小形化が図れると共に、不必要
に安全度を設けた設計を行う必要がなく、トランジスタ
の性能を十分に生かして高いキャリア周波数のPWM信号
を使用することができる。
インバータ主回路16のトランジスタ17a乃至17fの温度を
検出し、その検出温度が基準温度T2を超えたときには温
度比較回路22及び周波数制御回路23によりPWM信号のキ
ャリア周波数F0をΔＦだけ低下させるようにし、検出温
度が基準温度T1よりも低下したときにキャリア周波数F0
に復帰させるようにした。これにより、トランジスタ17
a乃至17fのスイッチング回路を一時的に低減させてその
熱損失量を減らし、もってトランジスタ17a乃至17fの温
度上昇を抑制でき、検出温度が低下したら再び所定のキ
ャリア周波数F0のPWM信号を出力させることを自動的に
行わせることができる。この結果、従来と異なり、冷却
装置を簡単なものとして小形化が図れると共に、不必要
に安全度を設けた設計を行う必要がなく、トランジスタ
の性能を十分に生かして高いキャリア周波数のPWM信号
を使用することができる。
尚、上記実施例においてはPWM制御の方式を三角波信
号と正弦波の制御信号とを比較してPWM信号を発生させ
るインバータ装置に適用する場合について述べたが、こ
れに限らず、PWM信号に対応したデータをROM等の記憶手
段から読出してPWM信号を生成する方式のインバータ装
置に適用しても良く、この場合には、PWM信号のキャリ
ア信号を複数の周波数に対応させたデータを予め記憶さ
せておき、温度比較回路22からの指令に応じてPWM信号
のキャリア周波数を補正するようにすれば良い等、本発
明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形可能である。
号と正弦波の制御信号とを比較してPWM信号を発生させ
るインバータ装置に適用する場合について述べたが、こ
れに限らず、PWM信号に対応したデータをROM等の記憶手
段から読出してPWM信号を生成する方式のインバータ装
置に適用しても良く、この場合には、PWM信号のキャリ
ア信号を複数の周波数に対応させたデータを予め記憶さ
せておき、温度比較回路22からの指令に応じてPWM信号
のキャリア周波数を補正するようにすれば良い等、本発
明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形可能である。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明のインバータ装置によれ
ば、パルス変調信号のキャリア周波数をスイッチング素
子の温度に応じて補正できるので、スイッチング素子の
スイッチング回数を一時的に低下させ、その温度上昇を
抑制することができ、従来と異なり、スイッチング素子
の冷却装置を大形化させることなく簡単な冷却装置で良
くなると共に、過度な設計余裕を設ける必要がなくな
り、スイッチング素子の特性を十分に生かせ、総じて小
形化及び低廉化が図れるという優れた効果を奏する。
ば、パルス変調信号のキャリア周波数をスイッチング素
子の温度に応じて補正できるので、スイッチング素子の
スイッチング回数を一時的に低下させ、その温度上昇を
抑制することができ、従来と異なり、スイッチング素子
の冷却装置を大形化させることなく簡単な冷却装置で良
くなると共に、過度な設計余裕を設ける必要がなくな
り、スイッチング素子の特性を十分に生かせ、総じて小
形化及び低廉化が図れるという優れた効果を奏する。
第１図及び第２図は本発明の一実施例を示し、第１図は
電気的構成図、第２図は作用説明図、第３図はPWM信号
の波形を示す図であり、第４図及び第５図は従来例を示
すもので、第４図は第１図相当図、第５図は従来の不具
合を説明するための図である。 図面中、11は直流電源回路、14は交流電源、16はインバ
ータ主回路、17a乃至17fはパワートランジスタ（スイッ
チング素子）、18は電動機（負荷）、19は信号発生回
路、21は温度検出回路（温度検出手段）、22は温度比較
回路（比較手段）、23は周波数制御回路（補正手段）で
ある。
電気的構成図、第２図は作用説明図、第３図はPWM信号
の波形を示す図であり、第４図及び第５図は従来例を示
すもので、第４図は第１図相当図、第５図は従来の不具
合を説明するための図である。 図面中、11は直流電源回路、14は交流電源、16はインバ
ータ主回路、17a乃至17fはパワートランジスタ（スイッ
チング素子）、18は電動機（負荷）、19は信号発生回
路、21は温度検出回路（温度検出手段）、22は温度比較
回路（比較手段）、23は周波数制御回路（補正手段）で
ある。
Claims (1)
- 【請求項１】インバータ主回路のスイッチング素子を任
意の初期キャリア周波数を有するパルス幅変調信号によ
りスイッチングさせるものにおいて、 前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段
と、 前記スイッチング素子の使用状態における上限温度に対
応する第１の基準温度と前記検出温度とを所定時間毎に
比較し、前記検出温度が前記第１の基準温度を越えてい
るときは周波数低下指令を出力し、前記検出温度が前記
スイチング素子の動作上冷却された状態に対応する第２
の基準温度を下回ったときには周波数復帰指令を出力す
る温度比較手段と、 前記周波数低下指令を入力したときに、前記キャリア周
波数を所定の値だけ減少した値を補正されたキャリア周
波数とし、前記周波数復帰指令を入力したときは前記補
正されたキャリア周波数を前記初期キャリア周波数とす
る補正手段とを有するインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1313291A JP2783623B2 (ja) | 1989-12-04 | 1989-12-04 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1313291A JP2783623B2 (ja) | 1989-12-04 | 1989-12-04 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03178565A JPH03178565A (ja) | 1991-08-02 |
| JP2783623B2 true JP2783623B2 (ja) | 1998-08-06 |
Family
ID=18039453
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1313291A Expired - Lifetime JP2783623B2 (ja) | 1989-12-04 | 1989-12-04 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2783623B2 (ja) |
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-
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- 1989-12-04 JP JP1313291A patent/JP2783623B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03178565A (ja) | 1991-08-02 |
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