JP6957383B2

JP6957383B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP6957383B2
Application number: JP2018028862A
Authority: JP
Inventors: 江鳴毛利
Original assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2018-02-21
Filing date: 2018-02-21
Publication date: 2021-11-02
Anticipated expiration: 2038-02-21
Also published as: JP2019146374A

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、回生エネルギーを消費する電力変換装置に関する。

回転機器を駆動する場合、回転機器運動エネルギーを回生制動抵抗で熱に消費して制動するシステムは少なくない。近年国際的にも高効率モータの採用が進んでおり、力行時省エネに効果がある一方で、回生時インバータに回生するエネルギー（電力）が大きくなる。

特許文献１には、交流電動機の一次巻線の中性点とインバータのＮ極との間に設けられインバータの直流側電圧が基準値以上になった場合にオンする回生制御スイッチを設け、回生運転になったと判定したときは、回生制御スイッチをオンさせるとともに、インバータの上アームの各スイッチング素子をオンさせ、交流電動機の一次巻線の中性点とインバータとの間に回生電流としての零相電流を流し、回生電力を、この零相電流と一次巻線の抵抗とにより消費することが開示されている。その構成により、回生抵抗を無くして、装置の小型化を可能にし、発熱をあまり考慮する必要が無いとしている。

特開２００９−２２０６０号公報

特許文献１では、回生制御スイッチを、一次巻線の中性点とインバータのＮ極との間に設けている。従って、回生制御スイッチは、主回路に設けることになるため、大電流用のスイッチが必要となり、そのようなスイッチを設けるのにはコストがかかるとともに、大型化する。

本発明の目的は、低コストで、小型化が可能であり、回生エネルギーを、逆変換器の半導体スイッチング素子で消費させる電力変換装置を提供することにある。

本発明の好ましい一例は、交流電源からの電圧を整流する順変換器と、前記整流された電圧を平滑にする平滑コンデンサと、半導体スイッチング素子で構成された逆変換器と、前記半導体スイッチング素子を駆動するドライブ回路と、前記逆変換器の温度を検知する温度検出器と、前記ドライブ回路を制御する制御部とを有し、前記制御部は、前記温度検出器からの温度に基づいて、前記半導体スイッチング素子で回生エネルギーの消費をさせるように制御をすることを特徴とする電力変換装置。

本発明によれば、低コストで、小型化が可能であり、回生エネルギーを、逆変換器の半導体スイッチング素子で消費する電力変換装置を得ることができる。

実施例におけるインバータ装置の説明図。制御回路が実行するフローチャートを示す図。スイッチング素子のゲート抵抗調整に関する説明図。

以下の、図面を用いて、実施例を詳細に説明する。

実施例１について、図１、図２、図３を用いて説明する。図１に示すように、実施例１の電力変換装置（インバータ装置）は、交流電圧を直流電圧に変換する順変換器５１と、直流母線と接続し、直流電圧を平滑する電解コンデンサ５２と、直流電圧を任意の周波数の交流電圧に変換する逆変換器５３を有する。その構成により、可変電圧で可変周波数の交流電力を、交流モータ５４へ出力する。

交流モータ減速時の運動エネルギーが、直流母線と接続した電解コンデンサ５２に充電され、直流電圧が上昇し、過電圧が発生しやすくなる。この過電圧を回避するため直流側に、抵抗器とブレーキトランジスタを直列接続した抵抗放電回路５５が設けられる。

逆変換器５３に用いられるパワー半導体であるスイッチング素子は、プロセッサーや、記憶装置などを含むマイコンが搭載された制御回路（制御部とも言う）１によって制御される。この制御回路１は、電力変換装置全体の制御を司る働きをする。具体的には、デジタル操作パネル２から入力される各種の制御データに応じて必要な制御処理が行えるように構成されている。ドライブ回路３は、逆変換器５３のスイッチング素子の駆動をする。

順変換器５１および逆変換器５３内のパワー半導体モジュール内部には、温度検出器１１が設けられる。温度検出器１１は、半導体チップの近傍に、配置される。パワー半導体モジュールが発生する損失は、インバータの周囲温度やインバータの冷却能力により制約される。

パワー半導体モジュールが、発生する損失は、過大となる場合がある。その場合には、損失による発熱で、温度検出器１１で検出される温度が、予め設定された温度以上になる。そして、電力変換装置は停止され、パワー半導体の温度は、デジタル操作パネル２等に、表示することができる。この損失の制限値は、インバータ容量の数パーセントとするのが一般的である。

順変換器５１と逆変換器５３の間には、直流母線間の電圧を検出する電圧検出回路４が配置される。電圧検出回路４が、検出した直流電圧検出信号が、制御回路１に入力され、ドライブ回路３を通して逆変換器５３のスイッチング素子のゲート動作を制御する。電圧検出回路４が検出した直流電圧が、予め設定された電圧以上になると、制御回路１は、インバータが回生状態であると判断する。

実施例１での半導体スイッチング素子は、MOSFET（Metal Oxide Semiconductor - Field Effect Transistor）、IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の電圧駆動型のスイッチング素子である。電流検出器５により検出したモータ電流値I_m、制御回路１が制御に用いるPWMのキャリア周波数f_c、電圧検出回路４が検出した直流電圧値など、必要な情報を用いて、逆変換器５３のIGBTの損失P_T、及びフライホイールダイオードの損失P_Dを計算する。

また、温度検出器１１の温度検出値T_ｃにより、IGBTのジャンクション温度T_Tjと、フライホイールダイオードのジャンクション温度T_Djは、例えば、式（１）、および、式（２）を用いて推測できる。フライホイールダイオードは、逆変換器５３に、複数個配置され、半導体スイッチング素子に逆並列に接続したダイオードである。

R_T(j-c)は、IGBTジャンクションとケース間の熱抵抗を表す。R_D(j-ｃ)は、フライホイールダイオードジャンクションとケース間の熱抵抗を表す。

なお、通常、サーミスタの一次温度時定数は、モジュールの温度上昇時定数より、大きく、自己発熱が存在するため、補正が必要である。IGBTのジャンクション温度上昇とフライホイールダイオードのジャンクション温度上昇は、許容範囲内であることは、IGBTの連続動作のためには必要条件である。

IGBTのジャンクション温度の許容値T_Tjmax、およびフライホイールダイオードのジャンクション温度の許容値T_Djmaxと、前述したIGBTのジャンクション温度T_Tjと、フライホイールダイオードのジャンクション温度T_Dといった推測温度値と、IGBTジャンクションとケース間の熱抵抗R_T(j-c)、フライホイールダイオードジャンクションとケース間の熱抵抗R_D(j-ｃ)により、IGBTの増加可能な損失ΔＰＴ、フライホイールダイオードの増加可能な損失ΔＰＤは、それぞれ、式（３）と、式（４）で計算できる。

IGBT定常損失P_satは、例えば、式（５）に示されるようにIGBTの通電区間Dとモータ電流値ImとIGBTの特性で決めるパラメータV_TOと、R_Tで推測できる。

フライホイールダイオードの定常損失P_fは、例えば、式（６）に示されるように、ダイオードの通電区間１−Dと、モータ電流値Imとダイオードの特性で決めるパラメータV_DOと、R_Dで推測できる。

IGBTのターンオン損失P_Ton、ターンオフ損失P_Toffと、フライホイールダイオードのリカバリ損失P_rrは、例えば、式（７）、式（８）、式（９）を用いて推測できる。E_Ton、E_Toffは、それぞれ電流値がI_ｍ時におけるIGBTのターンオン損失とターンオフ損失に関するパラメータである。E_rrは、電流値がI_ｍ時におけるフライホイールダイオードのリカバリ損失に関するパラメータである。

IGBTの損失P_Tと、フライホイールダイオードの損失P_Dは、下記の式（１０）、式（１１）を用いて算出できる。

インバータ装置が回生運転であると判断される場合には、モータの回生エネルギーを可能な限り、インバータ装置のスイッチング素子で消費させるため、インバータにおけるPWM運転のキャリア周波数を大きくする。このキャリア周波数ｆｃの決め方は、下記のようにする。

ゲート調整後のフライホイールダイオードジャンクション温度T_Djと、IGBTのジャンクション温度T_Tjを、式（１）と式（２）を用いて計算し、計算したそれらの温度を、式（３）と式（４）に代入し、IGBTの増加可能な損失ΔＰＴと、フライホイールダイオードの増加可能な損失ΔＰＤを、求めることができる。

また、求めたΔＰＴを、式（１０）に代入し、IGBTのキャリア周波数の変化量Δｆ_ＴＣを、式（１２）を用いて求める。ここで、求めるのは、変化量なので、式（１０）のIGBTの定常損失Ｐ_SATは、考慮にいれない。式（１０）におけるΔＰ_Ton、ΔＰ_Toffは、それぞれ、式（７）、式（８）を用いる。

ΔＰＤを、式（１１）に代入し、フライホイールダイオードのキャリア周波数の変化量Δｆ_ＤＣを、式（１３）を用いて求める。ここで、求めるのは、変化量なので、式（１１）のフライホイールダイオードの定常損失Ｐ_fは、考慮にいれない。式（１１）におけるΔＰ_rrは、式（９）を用いる。

IGBTのジャンクション温度T_Tjの上昇と、フライホイールダイオードのジャンクション温度T_Djの上昇は、許容範囲内であることを、IGBTが連続動作できる必要条件とする。それ故に、キャリア周波数の小さいほうを、現在のキャリア周波数に加算して、新しいキャリア周波数ｆｃを求める。この新しいキャリア周波数ｆｃで、インバータ装置の運転をする。

次に、図２のフローチャートを用いて、制御回路１が実行する処理内容を説明する。制御回路１が、式（５）、式（７）、式（８）を用いた算出結果と、式（６）、式（９）の算出結果と、式（１０）と式（１１）を用いて、IGBTの損失P_Tと、フライホイールダイオードの損失P_Dを計算する（ステップＳ１）。

ステップＳ１で算出したIGBTの損失P_Tと、フライホイールダイオードの損失P_Dと、温度検出器１１の温度検出値T_ｃ、IGBTジャンクションとケース間の熱抵抗R_T(j-c)と、フライホイールダイオードジャンクションとケース間の熱抵抗R_D(j-ｃ)と、式（１）と式（２）を用いて、制御回路１が、IGBTのジャンクション温度T_Tjと、フライホイールダイオードのジャンクション温度T_Djとを計算する（ステップＳ２）。

ステップＳ２で算出したIGBTジャンクション温度T_Tjと、フライホイールダイオードのジャンクション温度T_Djに基づいて、フライホイールダイオードのジャンクション温度T_Djが、IGBTジャンクション温度T_Tj以上の場合には、制御回路１が、ドライブ回路３のゲート抵抗を大きくするように、ゲート調整信号２６を出力する。ゲート抵抗を大きくすることで、IGBTでの回生エネルギーの消費を大きくできる。フライホイールダイオードのジャンクション温度T_Djが、IGBTジャンクション温度T_Tjより低い場合には、制御回路１が、ドライブ回路３のゲート抵抗を小さくするように、ゲート調整信号２６を出力する（ステップＳ３）。ゲート抵抗を小さくすることで、IGBTでの回生エネルギーの消費を小さくできる。

ドライブ回路３における半導体スイッチング素子であるIGBTのゲート抵抗調整に関して、一例として、図３を用いて説明する。抵抗２１と抵抗２２を、直列に接続し、抵抗２１を短絡するスイッチ２５を、抵抗２１に並列に接続している。２７は、ゲート制御信号である。ステップＳ３で、ゲート抵抗を大きくする場合には、制御回路１は、スイッチ２５をオフにするように、ゲート調整信号２６を、ドライブ回路３に送り、ゲート抵抗を制御する。Ｓ３ステップで、ゲート調整信号のゲート抵抗を小さくする場合には、制御回路１は、スイッチ２５は、オンとするようなゲート調整信号２６を、ドライブ回路３に送り、ゲート抵抗を制御する。

制御回路１が、式（１２）と式（１３）により、IGBTのキャリア周波数の変化量Δｆ_ＴＣとフライホイールダイオードのキャリア周波数の変化量Δｆ_ＤＣを計算する。キャリア周波数の小さいほうを現在のキャリア周波数に加算して、新しいキャリア周波数ｆｃを求める。この新しいキャリア周波数ｆｃで運転する（ステップＳ４）。ステップＳ４のキャリア周波数ｆｃの調整をすることで、IGBTとフライホイールダイオードが、それぞれ、IGBTの増加可能な損失ΔＰＴ、フライホイールダイオードの増加可能な損失ΔＰＤ内に収まるように、キャリア周波数ｆｃで運転できるように制御する。

ステップＳ３とステップＳ４を実行することにより、半導体スイッチング素子であるIGBTに、可能な限り回生エネルギーが消費できるゲート抵抗とキャリア周波数の組み合わせを探索することができる。

インバータ装置が回生運転中において、図２に示す処理を、繰り返すことで、実施例１によれば、可能の限りにインバータ装置のスイッチング素子によって、回生エネルギーが消費できる。実施例１では、制御回路１にスイッチ２５を設けるが、主回路にスイッチを設ける必要はなく、コストを低減でき、小型化が可能である。

１…制御回路、３…ドライブ回路、１１…温度検出器、２５…スイッチ、５１…順変換器、５２…電解コンデンサ、５３…逆変換器

Claims

交流電源からの電圧を整流する順変換器と、
前記整流された電圧を平滑にする平滑コンデンサと、
半導体スイッチング素子で構成された逆変換器と、
前記半導体スイッチング素子を駆動するドライブ回路と、
前記逆変換器の温度を検知する温度検出器と、
前記ドライブ回路を制御する制御部とを有し、
前記制御部は、
前記温度検出器の温度に基づいて、前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度と、ダイオードのジャンクション温度を算出し、
前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度と、前記ダイオードのジャンクション温度を比較し、
前記ダイオードのジャンクション温度が、前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度より低い場合には、
前記ドライブ回路のゲート抵抗を小さくするように制御し、
前記ダイオードのジャンクション温度が、前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度以上の場合には、前記ドライブ回路のゲート抵抗を大きくするように制御して、前記半導体スイッチング素子で回生エネルギーの消費をさせるように制御をすることを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記半導体スイッチング素子のジャンクション温度と、前記ダイオードのジャンクション温度に基づいて、前記半導体スイッチング素子の増加可能な損失と、前記ダイオードの増加可能な損失を算出し、
前記半導体スイッチング素子の増加可能な損失と、前記ダイオードの増加可能な損失に基づいて、前記半導体スイッチング素子のキャリア周波数の変化量と、前記ダイオードのキャリア周波数の変化量を算出し、
算出した前記キャリア周波数の変化量に基づいて、前記キャリア周波数を求めることを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であり、前記順変換器と前記逆変換器の間に、電圧検出器を配置し、前記制御部は、前記電圧検出器の検出電圧に基づいて、回生状態であるかを判断することを特徴とする電力変換装置。