JP2014023312A - モータインバータ - Google Patents

Abstract

【課題】半導体スイッチング素子を保護しつつスイッチング損失を極力少なくすることができるモータインバータを提供する。
【解決手段】電流センス素子Ｓ１により検出された負荷電流が規定値よりも大きい場合、コンパレータ４３、トランジスタＴ２，Ｔ４によりＩＧＢＴのゲート抵抗値が大きくされる。温度検出ダイオードＤ１０により検出された半導体スイッチング素子Ｑの温度が規定値よりも低い場合、コンパレータ４２、トランジスタＴ２，Ｔ４によりＩＧＢＴのゲート抵抗値が大きくされる。コントローラ５０は、システム電圧Ｖｓの値、トルク指令値、半導体スイッチング素子Ｑの温度によって、発生するサージ電圧の予測値を演算し、予測値に応じてＩＧＢＴのゲート抵抗値を大きくする。
【選択図】図２

Description

本発明は、モータインバータに関するものである。

特許文献１に開示の電力用半導体素子のゲート駆動回路においては、電力用半導体素子のモジュールケースまたは素子自体の温度を検出して、検出温度値が設定値以上になったと判断されたときは電力用半導体素子のゲート抵抗値を低減している。

特開２００２−１１９０４４号公報

ところで、半導体スイッチング素子の保護およびスイッチング損失の低減という観点から、素子温度によりゲート抵抗値を調整するとともに通電電流によりゲート抵抗値を調整する場合、図９に示すように所定の温度である閾値（Ｔ１）よりも低温であるときにはゲート抵抗値Ｒｇを大きくし、所定の通電電流である閾値（ｉ１）よりも大きな電流が流れたときにはゲート抵抗値Ｒｇを大きくする。この場合、安全を考慮して閾値温度（Ｔ１）を高く設定し閾値電流（ｉ１）を小さく設定することになる。すると、ゲート抵抗値Ｒｇが小さい領域（図９でハッチングを付した領域）が狭くなり、スイッチング損失が大きくなってしまう。

本発明の目的は、半導体スイッチング素子を保護しつつスイッチング損失を極力少なくすることができるモータインバータを提供することにある。

請求項１に記載の発明では、直流電圧を入力して、半導体スイッチング素子のオンオフ動作に伴い出力側のモータが通電されるブリッジ回路と、前記モータを制御するために、パルス信号を可変抵抗を介して前記半導体スイッチング素子の制御端子に供給して前記半導体スイッチング素子をスイッチングさせる駆動回路と、を備えたモータインバータにおいて、前記半導体スイッチング素子に流れる負荷電流を直接検出する負荷電流検出手段と、前記半導体スイッチング素子の温度を直接検出する温度検出手段と、前記負荷電流検出手段により検出された前記負荷電流が規定値よりも大きいと前記可変抵抗の抵抗値を大きくするとともに、前記温度検出手段により検出された前記半導体スイッチング素子の温度が規定値よりも低いと前記可変抵抗の抵抗値を大きくする第１の変更手段と、前記ブリッジ回路に入力される直流電圧の値、トルク指令値、前記温度検出手段により検出された前記半導体スイッチング素子の温度の少なくとも１つの値によって、発生するサージ電圧の予測値を演算し、当該予測値に応じて前記可変抵抗の抵抗値を大きくする第２の変更手段と、を備えたことを要旨とする。

請求項１に記載の発明によれば、負荷電流検出手段により半導体スイッチング素子に流れる負荷電流が直接検出される。温度検出手段により半導体スイッチング素子の温度が直接検出される。第１の変更手段において、負荷電流検出手段により検出された負荷電流が規定値よりも大きいと可変抵抗の抵抗値が大きくされるとともに、温度検出手段により検出された半導体スイッチング素子の温度が規定値よりも低いと可変抵抗の抵抗値が大きくされる。第２の変更手段において、ブリッジ回路に入力される直流電圧の値、トルク指令値、温度検出手段により検出された半導体スイッチング素子の温度の少なくとも１つの値によって、発生するサージ電圧の予測値が演算され、当該予測値に応じて可変抵抗の抵抗値が大きくされる。

つまり、半導体スイッチング素子の保護が必要な低温時および負荷電流が大きい領域については第１の変更手段（ハードウェア）により大きな可変抵抗の抵抗値を用いる。それ以外の領域において、第２の変更手段（ソフトウェア）により直流電圧の値、トルク指令値、半導体スイッチング素子の温度の少なくとも１つの値によって、発生するサージ電圧の予測値を演算して、この予測値に応じて大きな可変抵抗の抵抗値を用いる。これにより、可変抵抗の抵抗値が小さくスイッチング損失が少ない領域が広げられ、半導体スイッチング素子を保護しつつスイッチング損失を極力少なくすることができる。

請求項２に記載の発明では、請求項１に記載のモータインバータにおいて、前記第２の変更手段は、少なくとも、前記温度検出手段により検出された前記半導体スイッチング素子の温度と、前記ブリッジ回路に入力される直流電圧の値、あるいは、前記トルク指令値を用いて前記予測値を演算することを要旨とする。

請求項２に記載の発明によれば、第２の変更手段において、少なくとも、温度検出手段により検出された半導体スイッチング素子の温度と、ブリッジ回路に入力される直流電圧の値、あるいは、トルク指令値を用いて、発生するサージ電圧の予測値が演算される。よって、温度で素子耐圧が決まり、入力される直流電圧の値あるいはトルク指令値で、サージを推定するので、より可変抵抗の抵抗値の小さい領域を広げられる。

請求項３に記載の発明では、請求項１または２に記載のモータインバータにおいて、前記負荷電流検出手段は、モジュール化された前記半導体スイッチング素子に搭載したことを要旨とする。

請求項３に記載の発明によれば、負荷電流検出手段が、モジュール化された半導体スイッチング素子に搭載されているので、より確実に負荷短絡等から保護できる。
請求項４に記載の発明では、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータインバータにおいて、前記温度検出手段は、モジュール化された前記半導体スイッチング素子に搭載したことを要旨とする。

請求項４に記載の発明によれば、温度検出手段が、モジュール化された半導体スイッチング素子に搭載されているので、より確実に負荷短絡等から保護できる。
請求項５に記載のように、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータインバータにおいて、前記半導体スイッチング素子はＩＧＢＴであるとよい。

本発明によれば、半導体スイッチング素子を保護しつつスイッチング損失を極力少なくすることができる。

実施形態のモータインバータの回路図。 モータインバータのゲート抵抗値調整回路およびその周辺の回路図。 （ａ），（ｂ）はトルク指令値と温度とシステム電圧から発生サージ電圧を演算するための特性図。 モータインバータの作用を説明するためのフローチャート。 モータインバータの作用を説明するためのタイムチャート。 ＩＧＢＴ温度と耐圧の関係を示す説明図。 ＩＧＢＴ負荷電流とサージ電圧の関係を示す説明図。 電流とＩＧＢＴ温度でゲート抵抗値を切り替えるときの説明図。 電流とＩＧＢＴ温度でゲート抵抗値を切り替えるときの説明図。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、自動車に搭載されるモータインバータ１０は、車載用の高圧バッテリＢおよび走行モータＭが接続されるインバータ回路２０を備え、インバータ回路２０は半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動する駆動回路３０と、コントローラ５０を備えている。

インバータ回路２０はブリッジ回路としてのＨブリッジ回路２１を具備しており、Ｈブリッジ回路２１には半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６が設けられている。つまり、正極ラインと負極ラインとの間において、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、半導体スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、半導体スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６がそれぞれ直列に接続されている。各半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として、ＩＧＢＴを用いている。半導体スイッチング素子Ｑ１と半導体スイッチング素子Ｑ２との間の接続点が第１の出力端子に接続されている。同様に、半導体スイッチング素子Ｑ３と半導体スイッチング素子Ｑ４との間の接続点が第２の出力端子に接続されている。半導体スイッチング素子Ｑ５と半導体スイッチング素子Ｑ６との間の接続点が第３の出力端子に接続されている。

各半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）には、それぞれ帰還ダイオードＤ（Ｄ１〜Ｄ６）が逆並列接続されている。
インバータ回路２０の正極ライン用入力端子と負極ライン用入力端子には高圧バッテリＢが接続されている。また、インバータ回路２０の正極ラインと負極ラインとの間にはコンデンサＣが接続されている。

インバータ回路２０の出力端子には走行モータＭが接続されている。
そして、インバータ回路２０のＨブリッジ回路２１は、高圧バッテリＢ（コンデンサＣ）からシステム電圧Ｖｓとして直流電圧を入力して、半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）のオンオフ動作に伴って、即ち、ＰＷＭ制御されて出力側の走行モータＭが通電される。また、走行モータＭの通電に伴い発生する回生電力は電源側に戻される。この回生エネルギーは力行時に利用される。

各半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）のゲート端子はそれぞれゲート抵抗値調整回路４０を介して駆動回路３０に接続されている。そして、駆動回路３０は、走行モータＭを制御するために、走行モータＭに対するトルク指令値に基づいたパルス信号（ＰＷＭ信号）を、可変抵抗としてのゲート抵抗値調整回路４０を介して半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）のゲート端子（制御端子）に供給して半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）をスイッチングさせる。

駆動回路３０にはコントローラ５０が接続され、コントローラ５０は車両ＥＣＵ（電子制御ユニット）６０からアクセルペダル操作量等に応じたトルク指令値を入力して、トルク指令値に応じて駆動回路３０を介して半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する。

図２に示すように、ゲート抵抗値調整回路４０は、定電圧端子Ｖｄｄから半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）のゲート端子への通電ラインに、定電圧端子Ｖｄｄ側から順にトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ１と抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｔ２が配置されている（直列に接続されている）。トランジスタＴ２には抵抗Ｒ１２が並列に接続されている。抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１との間の接続点Ａは抵抗Ｒ１３とトランジスタ（ｐｎｐトランジスタ）Ｔ３の直列回路を介して接地されている。トランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ１のベース端子およびトランジスタ（ｐｎｐトランジスタ）Ｔ３のベース端子は駆動回路３０と接続され、トランジスタＴ１，Ｔ３のベース端子に駆動回路３０からパルス信号が供給される。

トランジスタＴ２が導通状態（オン）のとき、半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）におけるオン側のゲート抵抗値は、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とトランジスタＴ２のボディダイオードの合計となる。また、トランジスタＴ２が導通状態のとき、半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）におけるオフ側のゲート抵抗値は、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１３とトランジスタＴ２のオン抵抗の合計となる。

一方、トランジスタＴ２が非導通状態（オフ）のとき、半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）におけるオン側のゲート抵抗値は、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１とトランジスタＴ２のボディダイオードの合計となる。また、トランジスタＴ２が非導通状態のとき、半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）におけるオフ側のゲート抵抗値は、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３の合計となる。

半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）はモジュール化されている。モジュール化された半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）には温度検出手段としての温度検出ダイオードＤ１０が搭載（内蔵）されている。温度検出ダイオードＤ１０により、半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）の温度が直接検出される。ゲート抵抗値調整回路４０において定電流源４１が温度検出ダイオードＤ１０のアノードと接続され、温度検出ダイオードＤ１０のカソードは接地されている。そして、モジュール化された半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）に搭載された温度検出ダイオードＤ１０を用いて温度検出が実施されて温度が電圧値に変換される。

温度検出ダイオードＤ１０におけるアノード側にはコンパレータ４２が接続されている。そして、コンパレータ４２において、温度検出ダイオードＤ１０において温度に応じたレベルの電圧と閾値とが比較され、その大小に応じたレベルの信号がコンパレータ４２から出力される。

また、モジュール化された半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）には負荷電流検出手段としての電流センス素子Ｓ１が搭載（内蔵）されている。電流センス素子Ｓ１により、半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）に流れる負荷電流が直接検出される。即ち、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑから電流検出用エミッタ端子を分離して取り出している（分流成分を取り出している）。ゲート抵抗値調整回路４０において半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）の電流センスラインが延設され、抵抗Ｒ２０を介して接地されている。そして、モジュール化された半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）に搭載された電流センス素子（ＩＧＢＴ）Ｓ１を用いて電流値が検出され、分流された電流を抵抗Ｒ２０で受けて電圧値に変換される。

抵抗Ｒ２０における高圧側にはコンパレータ４３が接続されている。そして、コンパレータ４３において、電流センスラインに流れる電流に応じたレベルの電圧と閾値とが比較され、その大小に応じたレベルの信号がコンパレータ４３から出力される。

コンパレータ４２，４３の出力端子は抵抗Ｒ１４を介してトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ４のベース端子と接続されている。トランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ４のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子は抵抗Ｒ１５を介してトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｔ２のゲート端子と接続されている。トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｔ２のゲート端子とソース端子との間には抵抗Ｒ１６が接続されている。また、トランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ４のベース端子は抵抗Ｒ１７を介して接地されている。

そして、コンパレータ４２，４３の出力レベルに応じてトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ４がオンオフし、トランジスタＴ４のオンオフによりトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｔ２がオンオフする。

つまり、各検出電圧値と事前に設定した閾値をコンパレータ４２，４３を用いて比較して、閾値を超えていれば、トランジスタＴ４をオンしてゲート抵抗値Ｒｇを変化させる（大きくする）。

また、ゲート抵抗値調整回路４０においてトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ５が設けられ、トランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ５のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子は抵抗Ｒ１４を介してトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ４のベース端子と接続されている。トランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ５のベース端子はコントローラ５０と接続され、コントローラ５０によりトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ５がオンオフされる。トランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ５のオンオフによりトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔ４をオンオフすることができる。つまり、ゲート抵抗値Ｒｇを変化させることができる。

コンパレータ４２，４３およびトランジスタＴ２，Ｔ４により、第１の変更手段が構成されている。第１の変更手段（コンパレータ４２，４３、トランジスタＴ２，Ｔ４）により、負荷電流が規定値よりも大きいと可変抵抗の抵抗値（ＩＧＢＴのゲート抵抗値Ｒｇ）が大きくされるとともに、半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）の温度Ｔｊが規定値よりも低いと可変抵抗の抵抗値が大きくされる。

このようにして、半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）のゲート抵抗値Ｒｇを変更する手段として、ハードウェアによる構成（コンパレータ４２，４３およびトランジスタＴ２，Ｔ４による構成）が用意されている。

一方、コントローラ５０はコンピュータを中心に構成されている。コントローラ５０は、インバータ回路２０（Ｈブリッジ回路２１）に入力される直流電圧、即ち、高圧バッテリＢやコンデンサＣから入力される直流電圧をシステム電圧Ｖｓとして検知している。また、コントローラ５０は、温度検出ダイオードＤ１０におけるアノード側と絶縁回路７０を介して接続され、半導体スイッチング素子Ｑの温度Ｔｊを検知することができるようになっている。

コントローラ５０のメモリ５１には図３に示す発生サージ電圧についてのデータが記憶されている。
図３において、トルク指令値、半導体スイッチング素子Ｑの温度Ｔｊ、システム電圧Ｖｓに対する発生サージ電圧についてのデータ（マップ）が用意されている。このデータを用いて、トルク指令値、半導体スイッチング素子Ｑの温度Ｔｊ、システム電圧Ｖｓから、発生サージ電圧、即ち、発生するサージ電圧の予測値を演算することができるようになっている。

そして、コントローラ５０により、システム電圧Ｖｓの値、トルク指令値、検出された半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）の温度Ｔｊによって、発生するサージ電圧の予測値を演算し、当該予測値に応じて可変抵抗の抵抗値（半導体スイッチング素子Ｑのゲート抵抗値Ｒｇ）を変更する第２の変更手段が構成されている。

このようにして、半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）のゲート抵抗値Ｒｇを変更する手段として、ソフトウェア（プログラム）が用意されている。
次に、このように構成したモータインバータ１０の作用について説明する。

まず、コントローラ５０のソフトウェアによるゲート抵抗値の切り替えについて説明する。
コントローラ５０は図４の処理を実行する。なお、コンパレータ４２，４３の出力はオープンとなっている。

図４においてコントローラ５０はステップ１００でＩＧＢＴ温度、システム電圧Ｖｓ、トルク指令値を取り込む。そして、コントローラ５０はステップ１０１でＩＧＢＴ温度、システム電圧Ｖｓ、トルク指令値から図３のデータ（マップ）を用いて、発生するサージ電圧の予測値（サージ予測値）を算出する。なお、サージ予測値の演算の際、トルク指令値、半導体スイッチング素子Ｑの温度Ｔｊ、システム電圧Ｖｓについて得られない部分については各値から補完する。

コントローラ５０は図４のステップ１０２でサージ予測値がサージ許容値を超えているか否か判定する。コントローラ５０はサージ予測値がサージ許容値を超えていなければステップ１０３においてゲート抵抗値を小さくする。即ち、図２のトランジスタＴ５をオフし、トランジスタＴ２をオン（導通状態）にする。この状態において、ＩＧＢＴのオン側のゲート抵抗値は、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、トランジスタＴ２のボディダイオードの合計、ＩＧＢＴのオフ側は抵抗Ｒ１１、Ｒ１３、トランジスタＴ２のオン抵抗の合計となる。

一方、コントローラ５０は図４のステップ１０２においてサージ予測値がサージ許容値を超えているとステップ１０４においてゲート抵抗値を大きくする。即ち、図２のトランジスタＴ５をオン状態にしてトランジスタＴ４をオフし、トランジスタＴ２をオフ（非導通状態）にする。この状態において、ＩＧＢＴのオン側のゲート抵抗値は抵抗Ｒ１０、Ｒ１１とトランジスタＴ２のボディダイオードの合計、ＩＧＢＴのオフ側は抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３の合計となる。

このようにして、例えばトルク指令値（電流指令値）が大きいとゲート抵抗値を大きくする。つまり、例えばモータのトルク指令値に基づいて算出したサージ予測値がサージ許容値を超えるとゲート抵抗値をそれまでよりも大きくする。本実施形態においてはＩＧＢＴのオフ側のゲート抵抗値をそれまでよりも大きくする。これにより、例えばモータのトルク指令値について、よく使われる動作領域については低いゲート抵抗値でスイッチング損失を低減するとともにサージ予測値がサージ許容値を超えたときにはゲート抵抗値を大きくしてサージ電圧から半導体スイッチング素子Ｑを保護する。

次に、ハードウェアによるゲート抵抗値の切り替えについて説明する。
なお、コントローラ５０によりトランジスタＴ５がオフされている。
半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑの温度が閾値よりも高い場合や半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑに流れる電流の検出値が閾値よりも小さい場合には、トランジスタＴ２が導通状態にされる。つまり、コンパレータ４２，４３の出力がオープンであり、トランジスタＴ４がオンしトランジスタＴ２がオンしている。この状態において、ＩＧＢＴのオン側のゲート抵抗値は、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、トランジスタＴ２のボディダイオードの合計、ＩＧＢＴのオフ側は抵抗Ｒ１１、Ｒ１３、トランジスタＴ２のオン抵抗の合計となる。

また、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑの温度が閾値よりも低い場合や半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑに流れる電流の検出値が閾値よりも大きい場合には、トランジスタＴ２が非導通状態となる。つまり、コンパレータ４２，４３の出力がＬレベルとなり、トランジスタＴ４がオフすることによりトランジスタＴ２がオフする。この状態において、ＩＧＢＴのオン側のゲート抵抗値は抵抗Ｒ１０、Ｒ１１とトランジスタＴ２のボディダイオードの合計、ＩＧＢＴのオフ側は抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３の合計となる。

このように、所定の閾値温度よりも高温であるときにはゲート抵抗値Ｒｇが小さくされる。また、所定の閾値電流よりも小さな電流が流れるときにもゲート抵抗値Ｒｇが小さくされる。これに対し、所定の閾値温度よりも低温であるときにはゲート抵抗値Ｒｇが大きくされ、また、所定の閾値電流よりも大きな電流が流れたときにもゲート抵抗値Ｒｇが大きくされる。

即ち、半導体スイッチング素子Ｑの温度の実測値が閾値よりも高い時にはゲート抵抗値Ｒｇが小さくされる。これにより、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）の温度について、よく使われる動作領域については低いゲート抵抗値でスイッチング損失が低減される。これに対し、半導体スイッチング素子の温度の実測値が閾値よりも低い時にはゲート抵抗値が大きくされてサージ電圧から半導体スイッチング素子Ｑが保護される。また、半導体スイッチング素子Ｑに流れる電流の実測値が閾値よりも小さい時にはゲート抵抗値が小さくされる。これにより、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）に流れる電流について、よく使われる動作領域については低いゲート抵抗値でスイッチング損失が低減される。これに対し、半導体スイッチング素子に流れる電流の実測値が閾値よりも大きい時にはゲート抵抗値が大きくされてサージ電圧から半導体スイッチング素子Ｑが保護される。

また、ソフトウェアによるゲート抵抗値の切り替えにより、トルク指令値（指令電流値）の低い領域ではゲート抵抗値は低く設定されている。よって、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑのスイッチング速度が速く、発生サージが大きくなりやすい状態にあるが、Ｈブリッジ回路（インバータ回路）における負荷端の短絡は、故障モードの一つであり、指令電流値によらず大きな短絡電流が流れる。電流指令値の低い状態では、発生サージが大きくなりやすい状態であり、そこに想定外の大きな短絡電流が流れるため、多大なサージが発生し、素子耐圧を超える可能性がある。

本実施形態においては実際に半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑに流れている電流を検出して、ハードウェアで抵抗値を変化させるため、負荷端の短絡などで急激に電流値が増加した場合でも、電流値の増加に合わせてゲート抵抗値を大きくして、サージ発生を抑制することができる。そのため、トルク指令値（指令電流値）が低い際に短絡が発生しても、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）の耐圧以下で動作させることができる。

具体的に説明する。トルク指令値（電流指令値）が小さいときにおいて大きな電流が流れる場合には次のようになる。
Ｈブリッジ回路２１における負荷端（出力端）での短絡といった予期しない電流の急増が発生した状況での動作を述べる。

図５において、上から、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑのゲート端子へのパルス信号、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑの通電電流、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑのゲート抵抗値、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑのコレクタ・エミッタ間電圧を示している。ｔ１のタイミングにおいて半導体スイッチング素子Ｑのゲート端子へのパルス信号が立ち上がり、ｔ２のタイミングにおいてパルス信号が立ち下がる。ｔ１〜ｔ２の期間において半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑがオンして電流が流れるとともに半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑのコレクタ・エミッタ間電圧がゼロとなる。

半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑのオン期間において負荷端の短絡が発生したと仮定する。この負荷端の短絡により例えば図１において一点鎖線で示すように負荷端の短絡電流が流れる。即ち、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を通して負荷端の短絡電流が流れる。

図５のｔ１０のタイミングにおいて負荷端の短絡が発生し、ＩＧＢＴの通電電流が大きくなる。そして、ｔ１１のタイミングにおいてＩＧＢＴの通電電流が閾値に達すると、ゲート抵抗値が大きくされる。

これにより、ｔ２のタイミングでのパルス信号の立下りの際においてＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧に大きな電圧変化が発生しない。つまり、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧について、ゲート抵抗値を大きくしない場合には二点鎖線で示すように大きな電圧の変化ΔＶが発生するが、ゲート抵抗値を大きくすることにより実線で示すように電圧の変化ΔＶを小さく抑えることができる。

以下、図６〜図８を用いて説明する。
図６に示すようにＩＧＢＴ素子自体の温度とＩＧＢＴの耐圧の関係において、耐圧を超えないように使用される。このとき、システム電圧（入力電圧）とＩＧＢＴのスイッチングの際に発生するサージ電圧との和が耐圧を超えないように使用する。半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）が低温状態の時に耐圧が一番低くなる。そのため、インバータ回路のサージ電圧の設計は低温時の素子耐圧を満足するように、ゲート抵抗値を大きく選定すると、高温時のスイッチング損失が増大するので、ＩＧＢＴ素子温度で抵抗値を切り替える。

また、システム電圧（インバータ回路の入力電圧）Ｖｓによりサージ許容値は変動するが、システム電圧によるゲート抵抗値の切り替えを行わない場合は、最大のシステム電圧Ｖｓを想定しゲート抵抗値を設定することになる。

図７に示すようにＩＧＢＴ負荷電流が増加していくと電流の変化率が大きくなりサージ電圧も増加していく（サージ電圧は、ＩＧＢＴの負荷電流に合わせて増加する）。そのため、負荷電流が最大時にサージ電圧を満足するようにゲート抵抗値を設計すると、負荷電流が小さいときのスイッチング損失が増加するので、トルク指令値の大きさによってゲート抵抗値を切り替える。

つまり、ゲート抵抗値の設計は「ＩＧＢＴ温度が最低」かつ「負荷電流が最大」かつ「システム電圧Ｖｓが最大」の時のサージ電圧を満足するようにするが、実動作領域でのサージ電圧には余裕がある。このままでは、スイッチング損失が余分に発生する。

本実施形態では、図８に示すように保護が必要な低温時および負荷電流が大きい領域Ｚ１については、ハードウェアで判断し、大きなゲート抵抗値を用いる。それ以外の領域ではソフトウェアにてＩＧＢＴ温度、トルク指令値、システム電圧Ｖｓより発生サージを計算し、『発生するサージ電圧の予測値＞サージ許容値』の関係の場合は大きなゲート抵抗値を設定し（領域Ｚ２）、それ以外は、小さなゲート抵抗値を用い（領域Ｚ３を用い）、インバータの発生損失を低減させる。

このようにして、ＩＧＢＴの保護の観点から、素子温度が低温時、電流が大きい時にはハードウェアの判断にてゲート抵抗値を大きくし、確実にサージ電圧から素子を守る。一方、ソフトウェアによりトルク指令値等からゲート抵抗値の切り替えを実施し、良く使われる動作領域の部分に関しては低いゲート抵抗値でスイッチング損失低減を行う。

即ち、ソフトウェアのみであると応答遅れに対処できないがそれをハードウェアで補う。一方、ハードウェアのみであると、ゲート抵抗値を小さくできる領域が狭くなるので、それをソフトウェアでカバーする。

以上のごとく本実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）電流センス素子Ｓ１により検出された負荷電流が規定値よりも大きい場合、コンパレータ４３、トランジスタＴ２，Ｔ４により可変抵抗の抵抗値（ＩＧＢＴのゲート抵抗値Ｒｇ）を大きくする。また、温度検出ダイオードＤ１０により検出された半導体スイッチング素子Ｑの温度が規定値よりも低い場合、コンパレータ４２、トランジスタＴ２，Ｔ４により可変抵抗の抵抗値（ＩＧＢＴのゲート抵抗値Ｒｇ）を大きくする。コントローラ５０は、インバータ回路２０に入力される直流電圧（システム電圧Ｖｓ）の値、トルク指令値、検出された半導体スイッチング素子Ｑの温度によって、発生するサージ電圧の予測値を演算し、当該予測値に応じて可変抵抗の抵抗値（ＩＧＢＴのゲート抵抗値Ｒｇ）を大きくする。

これにより、半導体スイッチング素子Ｑの保護が必要な低温時および負荷電流が大きい領域についてはハードウェアにより大きな可変抵抗の抵抗値を用いる。つまり、ＩＧＢＴの耐圧が低下する低温時およびサージ電圧が増大する過電流時においてはＩＧＢＴの素子耐圧以下となるようにハード的に動作させる。それ以外の領域において、ソフトウェアにより直流電圧の値、トルク指令値、半導体スイッチング素子Ｑの温度によって、発生するサージ電圧の予測値を演算して、この予測値に応じて大きな可変抵抗の抵抗値を用いる。これによって、可変抵抗の抵抗値が小さくスイッチング損失が少ない領域が広げられる。つまり、ソフトウェアにより通常時のゲート抵抗値は小さくしてインバータの発生損失を低減させる。よって、半導体スイッチング素子Ｑの破壊を防止、即ち、半導体スイッチング素子Ｑを保護しつつスイッチング損失を極力少なくすることができる。

（２）負荷電流検出手段は、モジュール化された半導体スイッチング素子Ｑに搭載した電流センス素子Ｓ１であるので、より確実に負荷短絡（負荷端の短絡）等から保護できる。

（３）温度検出手段は、モジュール化された半導体スイッチング素子Ｑに搭載した温度検出ダイオードＤ１０であるので、より確実に負荷短絡（負荷端の短絡）等から保護できる。

実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
・上記実施形態ではソフトウェアによる制御としてコントローラ５０は、インバータ回路２０に入力される直流電圧（システム電圧Ｖｓ）の値、トルク指令値、検出された半導体スイッチング素子Ｑの温度によって、発生するサージ電圧の予測値を演算し、当該予測値に応じて可変抵抗の抵抗値（ＩＧＢＴのゲート抵抗値Ｒｇ）を大きくするようにした。これに限らず、インバータ回路２０に入力される直流電圧（システム電圧Ｖｓ）の値、トルク指令値、検出された半導体スイッチング素子Ｑの温度の少なくとも１つの値によって、発生するサージ電圧の予測値を演算し、当該予測値に応じて可変抵抗の抵抗値（ＩＧＢＴのゲート抵抗値Ｒｇ）を大きくするようにすればよい。

特に、コントローラ５０は、少なくとも、温度検出手段により検出された半導体スイッチング素子の温度と、インバータ回路（ブリッジ回路）に入力される直流電圧（システム電圧Ｖｓ）の値、あるいは、トルク指令値を用いて、発生するサージ電圧の予測値を演算するとよい。この場合、図６に示したように温度で素子耐圧が決まり、入力される直流電圧の値あるいはトルク指令値で、サージを推定するので、より可変抵抗の抵抗値の小さい領域（範囲）を広げられる。

・半導体スイッチング素子の温度検出は、モジュール化された半導体スイッチング素子に搭載した温度センスダイオード以外に、素子の近くに設けたサーミスタなどを用いて行ってもよい。いずれにしても直接検出した実測値を用いることで、より確実に応答遅れが無いようにハードウエアの第１の変更手段で、可変抵抗の抵抗値を大きくすることが出来る。

・半導体スイッチング素子の温度検出は、モジュール化された半導体スイッチング素子に搭載した温度検出ダイオード以外にも、半導体スイッチング素子に取り付けられた冷却器における水温を利用して素子温度を検出してもよい。いずれにしても直接検出した実測値を用いることで、より確実に応答遅れが無いようにハードウエアの第１の変更手段で、可変抵抗の抵抗値を大きくすることが出来る。

・半導体スイッチング素子の制御端子での抵抗値の切り替え方法については、これまでの説明では２値（大、小）の切り替えを行ったが、これに代わり、例えば３値（大、中、小）以上で切り替えを行っても、あるいは、リニアに変更してもよい。特にゲート抵抗値をリニアに変更することはソフトウェア（コントローラ５０）で行うとよい。

・半導体スイッチング素子はＩＧＢＴを用いたが、これに代わり例えばパワーＭＯＳＦＥＴ等を用いてもよい。
・発生するサージ電圧の予測値の演算はデータ（マップ）を用いることに限らず、各パラメータ（トルク指令値、温度Ｔｊ，電圧Ｖｓ）とサージ電圧の関係式から計算によって予測値を演算してもよい。

・上記実施の形態では、ＩＧＢＴのオフ側（ターンオフする際）のゲート抵抗値を切り替えていたが、ＩＧＢＴのオン側のゲート抵抗値も合わせて切り替えても良い。また、切替の閾値をオフ側とオン側とで変更しても良い。

１０…モータインバータ、２０…インバータ回路、２１…Ｈブリッジ回路、３０…駆動回路、４２…コンパレータ、４３…コンパレータ、５０…コントローラ、Ｄ１０…温度検出ダイオード、Ｍ…走行モータ、Ｒ１０…抵抗、Ｒ１１…抵抗、Ｒ１２…抵抗、Ｒ１３…抵抗、Ｓ１…電流センス素子、Ｑ（Ｑ１〜Ｑ６）…半導体スイッチング素子、Ｔ２…トランジスタ、Ｔ４…トランジスタ。

Claims (5)

1. 直流電圧を入力して、半導体スイッチング素子のオンオフ動作に伴い出力側のモータが通電されるブリッジ回路と、
   前記モータを制御するために、パルス信号を可変抵抗を介して前記半導体スイッチング素子の制御端子に供給して前記半導体スイッチング素子をスイッチングさせる駆動回路と、
   を備えたモータインバータにおいて、
   前記半導体スイッチング素子に流れる負荷電流を直接検出する負荷電流検出手段と、
   前記半導体スイッチング素子の温度を直接検出する温度検出手段と、
   前記負荷電流検出手段により検出された前記負荷電流が規定値よりも大きいと前記可変抵抗の抵抗値を大きくするとともに、前記温度検出手段により検出された前記半導体スイッチング素子の温度が規定値よりも低いと前記可変抵抗の抵抗値を大きくする第１の変更手段と、
   前記ブリッジ回路に入力される直流電圧の値、トルク指令値、前記温度検出手段により検出された前記半導体スイッチング素子の温度の少なくとも１つの値によって、発生するサージ電圧の予測値を演算し、当該予測値に応じて前記可変抵抗の抵抗値を大きくする第２の変更手段と、
   を備えたことを特徴とするモータインバータ。
2. 前記第２の変更手段は、少なくとも、前記温度検出手段により検出された前記半導体スイッチング素子の温度と、前記ブリッジ回路に入力される直流電圧の値、あるいは、前記トルク指令値を用いて前記予測値を演算することを特徴とする請求項１に記載のモータインバータ。
3. 前記負荷電流検出手段は、モジュール化された前記半導体スイッチング素子に搭載したことを特徴とする請求項１または２に記載のモータインバータ。
4. 前記温度検出手段は、モジュール化された前記半導体スイッチング素子に搭載したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータインバータ。
5. 前記半導体スイッチング素子はＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータインバータ。