JP2010035284A - 過電流保護回路 - Google Patents

Abstract

【課題】パワースイッチング素子Ｓのセンス端子ＳＴから出力される電流による抵抗体２２での電圧降下量に基づき、パワースイッチング素子Ｓを流れる電流が閾値以上であると判断される場合に、パワースイッチング素子Ｓをオフ状態とする処理を行うものにあって、ノイズの混入によって上記処理を適切に行うことができなくなること。
【解決手段】感温ダイオードＳＤの出力電圧に基づき、反転増幅回路５０によって、上記電圧降下量との比較対象となる閾値電圧が生成される。反転増幅回路５０の入力電圧は、ダイオード４４，４６及び抵抗体４２によって、「１．５〜２．２Ｖ」に制限される。
【選択図】 図２

Description

本発明は、スイッチング素子の入力端子及び出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段の出力信号及び前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段の出力信号が入力される入力手段と、該入力手段に入力される前記出力信号に基づき、前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記入力端子及び前記出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、前記判断手段の判断結果に基づき前記スイッチング素子を流れる電流を制限する過電流保護回路に関する。

この種の過電流保護回路としては、例えば下記特許文献１に見られるように、スイッチング素子としてのＩＧＢＴのコレクタ及びエミッタ間の電圧を、これらの間を流れる電流と相関を有する状態量として利用するものも提案されている。すなわち、この状態量と閾値との大小関係によって、過度の電流が流れているか否かを判断する。

ただし、上記コレクタ及びエミッタ間の電圧は、これらの間を流れる電流によっては一義的に定まらず、温度依存性を有する。そこで上記回路では、ＩＧＢＴの近傍にサーミスタを配置し、サーミスタの出力に基づき上記閾値を可変設定することで上記温度依存性を補償しつつコレクタ及びエミッタ間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断することも提案されている。これにより、コレクタ及びエミッタ間の電圧の温度依存性にかかわらず、これらの間を過電流が流れたか否かを判断することができる。
特許第３３６７６９９号公報

ところで、上記サーミスタの出力には、ノイズが重畳することがある。そしてこのノイズの影響により、サーミスタによって検出される温度が実際の温度から過度に離間する場合には、過電流が流れたか否かを高精度に判断することができなくなる。同様に、サーミスタに異常が生じた場合にも、過電流が流れたか否かを高精度に判断することができなくなる。詳しくは、実際の温度と比較して過度に低い温度領域にあると誤認識される場合には、ＩＧＢＴを流れる電流が正常であるにもかかわらず、過電流が流れていると誤判断し、電流を制限する処理がなされるおそれがある。また、実際の温度と比較して過度に高い温度領域にあると誤認識される場合には、ＩＧＢＴを流れる電流が異常であるにもかかわらず、過電流が流れていることを検出できず、ＩＧＢＴに過電流が流れ続けるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、スイッチング素子の入力端子及び出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量に基づき、入力端子及び出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かに応じてスイッチング素子を流れる電流を適切に制限することのできる過電流保護回路を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、スイッチング素子の入力端子及び出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段の出力信号及び前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段の出力信号が入力される入力手段と、該入力手段に入力される前記出力信号に基づき、前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記入力端子及び前記出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、前記判断手段の判断結果に基づき前記スイッチング素子を流れる電流を制限する過電流保護回路において、前記判断手段は、前記入力手段に入力される前記温度検出手段の出力信号に基づき前記電気的な状態量の温度依存性を補償するに際し、その補償量にガード処理を施すことを特徴とする。

上記発明では、補償量にガード処理を施すために、実際の補償量が、スイッチング素子の取り得る温度から想定される補償量の範囲に対して大きく外れることを好適に回避することができる。このため、入力手段に入力される温度検出手段の出力信号にノイズが混入したり、温度検出手段に異常が生じたりする場合であっても、入力端子及び出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かの判断精度が低下することを好適に抑制することができる。このため、上記発明では、スイッチング素子を流れる電流を適切に制限することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記判断手段は、前記入力手段に入力される前記温度検出手段の出力信号が、前記スイッチング素子の温度が許容範囲から外れる値に対応した信号である場合、前記温度が前記許容範囲の境界にあるものとして前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ前記判断を行うことを特徴とする。

上記発明では、入力される温度検出手段の出力信号によって、スイッチング素子の温度が許容範囲から外れる値が示される場合、許容領域の境界に実際の温度があるとして温度依存性の補償を行うことで、温度依存性の補償処理が過度に不適切なものとなることを回避することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記許容範囲は、前記温度が規定温度以上となる範囲であることを特徴とする。

上記発明では、温度が規定温度以上となる範囲を許容範囲とすることで、入力される温度検出手段の出力信号が、過度に低い温度であることを示す場合であっても、過度に低い温度に応じた温度依存性の補償がなされることがない。このため、電気的な状態量が温度と正の相関を有する場合には、上記閾値が誤って低い値に設定されることを回避することができ、ひいては、閾値以上であると誤判断されることを回避することができる。また、電気的な状態量が温度と負の相関を有する場合には、上記閾値が誤って高い値に設定されることを回避することができ、ひいては、閾値以上の電流が流れているにもかかわらず、流れていないと誤判断されることを回避することができる。

請求項４記載の発明は、請求項２又は３記載の発明において、前記許容範囲は、前記温度が所定温度以下となる範囲であることを特徴とする。

上記発明では、温度が所定温度以下となる範囲を許容範囲とすることで、入力される温度検出手段の出力信号が、過度に高い温度であることを示す場合であっても、過度に高い温度に応じた温度依存性の補償がなされることがない。このため、電気的な状態量が温度と正の相関を有する場合には、上記閾値が誤って高い値に設定されることを回避することができ、ひいては、閾値以上の電流が流れているにもかかわらず、流れていないと誤判断されることを回避することができる。また、電気的な状態量が温度と負の相関を有する場合には、上記閾値が誤って低い値に設定されることを回避することができ、ひいては、閾値以上であると誤判断されることを回避することができる。

請求項５記載の発明は、請求項２〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記判断手段は、前記温度検出手段の出力の温度に応じた変化を変更するアナログ回路を備え、該アナログ回路の出力する電圧信号に基づき前記温度依存性を補償して且つ、該温度依存性の補償に用いられる前記電圧信号を前記許容範囲に対応する電圧領域に制限する制限手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、温度依存性の補償に用いられる電圧信号が許容範囲に対応する電圧領域となるように制限することで、電気的な状態量の温度依存性を補償するに際し、補償量に好適にガード処理を施すことができる。

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記制限手段は、前記アナログ回路の出力端子又は入力端子と所定の電位との間に接続されるダイオードを備えて構成されることを特徴とする。

上記発明では、所定の電位と上記ダイオードの電圧降下量とによって、温度依存性の補償に用いられる電圧信号を制限することができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記スイッチング素子は、車載回転機に電気的に接続される車載高圧システムを構成して且つ、車載低圧システムと絶縁されるものであり、当該過電流保護回路は、前記車載高圧システム内に設けられてなることを特徴とする。

上記発明では、高圧システム内に過電流保護回路を備えることで、過電流保護回路を低圧システム内に設ける場合と比較して、フォトカプラ等の絶縁手段の数を低減することが可能となる。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる過電流保護回路をハイブリッド車の電力変換回路に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及び昇圧コンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、コンデンサと、コンデンサに並列接続された一対のパワースイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎと、一対のパワースイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎの接続点と高圧バッテリ１２の正極とを接続するリアクトルＬとを備えている。そして、パワースイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎのオン・オフによって、高圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、高電位側のパワースイッチング素子と低電位側のパワースイッチング素子との直列接続体を備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。

ただし、本実施形態では、インバータＩＶの各相に接続される高電位側のパワースイッチング素子と低電位側のパワースイッチング素子との直列接続体を、３つずつ備えている。また、コンバータＣＶを構成する高電位側のパワースイッチング素子Ｓｃｐと低電位側のパワースイッチング素子Ｓｃｎとの直列接続体を、３つずつ備えている。図１には、インバータＩＶの高電位側のパワースイッチング素子と低電位側のパワースイッチング素子との直列接続体として、モータジェネレータ１０のＷ相に接続されるパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体を記載している。また、本実施形態では、これらパワースイッチング素子として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されているが、図１では、スペースの関係上、その記載を割愛している。

制御装置１６は、低圧バッテリ１４を電源とする制御装置である。制御装置１６は、モータジェネレータ１０を制御対象とし、その制御量を所望に制御すべく、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する。詳しくは、コンバータＣＶのパワースイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎを操作すべく、操作信号ｇｃｐ、ｇｃｎをドライバユニットＤＵに出力する。また、インバータＩＶのＷ相のパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作すべく、操作信号ｇｗｐ，ｇｗｎを該当するドライバユニットＤＵに出力する。また、インバータＩＶのＵ相及びＶ相のパワースイッチング素子を操作すべく、該当するドライバユニットＤＵに、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎを出力する。

ドライバユニットＤＵは、上記操作信号に基づきパワースイッチング素子を駆動する処理を行う他、パワースイッチング素子に過度の電流が流れる際には、これを制限する処理をも行う。この際には、パワースイッチング素子の付近に設けられた感温ダイオードＳＤによって検出されるパワースイッチング素子の温度を参照する。以下、これについて詳述する。

図２に、上記ドライバユニットＤＵの構成を示す。なお、以下では、パワースイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ等をパワースイッチング素子Ｓと総括して記載し、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎ, ｇｃｐ、ｇｃｎを操作信号ｇと総括して表記する。

上記操作信号ｇは、高圧バッテリ１２を備える高圧システムと低圧バッテリ１４を備える低圧システムとを絶縁する絶縁手段及びドライバユニットＤＵ内の集積回路３０の端子Ｔ１を介して、駆動部２９に取り込まれる。駆動部２９は、その出力端子側が集積回路３０の端子Ｔ２を介してパワースイッチング素子Ｓの導通制御端子（ゲート）に接続されている。そして、操作信号ｇが論理「Ｈ」となることで、パワースイッチング素子Ｓをオン状態とする旨が指示されると、パワースイッチング素子Ｓのゲートに正の電荷を充電する。また、操作信号ｇが論理「Ｌ」となることで、パワースイッチング素子Ｓをオフ状態とする旨が指示されると、パワースイッチング素子Ｓのゲートから正の電荷を放電させる。

パワースイッチング素子Ｓは、その入力端子(コレクタ)及び出力端子(エミッタ)間に流れる電流(コレクタ電流)と相関を有する微少電流を出力するセンス端子ＳＴを備えている。そして、センス端子ＳＴは、抵抗体２０，２２の直列接続体を介してエミッタに電気的に接続されている。これにより、センス端子ＳＴから出力される電流によって抵抗体２２に電圧降下が生じるため、抵抗体２２による電圧降下量を、パワースイッチング素子Ｓの入力端子及び出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量とすることができる。

抵抗体２２には、抵抗体２４及びコンデンサ２６の直列接続体が並列接続されている。これら抵抗体２４及びコンデンサ２６は、ＲＣフィルタ回路を構成するものであり、抵抗体２２の電圧降下量へのノイズの重畳を除去する。そして、ＲＣフィルタ回路の出力が、ドライバユニットＤＵの端子Ｔ３に取り込まれる。ここで、図では、端子Ｔ３が３つ記載されているが、これは、先の図１に示したように、ドライバユニットＤＵが、３つ並列接続されたパワースイッチング素子Ｓを駆動するものであるためである。なお、抵抗体２０，２２並びに上記ＲＣフィルタ回路は、ドライバユニットＤＵに対して外付けされるものであるが、先の図１では、スペースの関係上、その記載を割愛した。

集積回路３０では、端子Ｔ３を介して入力される上記抵抗体２２における電圧降下量に基づき、パワースイッチング素子Ｓのコレクタ及びエミッタ間に流れる電流（コレクタ電流）が閾値以上であるか否かを判断する。ここで、センス端子ＳＴの出力する電流は、温度に依存して変動するものであるため、上記電圧降下量も温度に応じて変化する。詳しくは、図３に示されるように、同一の電流量Ｉ１，Ｉ２であっても、温度が高いほど電圧降下量が増大する。このため、コレクタ電流が閾値（固定値）以上となるか否かを判断するためには、図３に示されるように、電圧降下量と比較される閾値電圧についても温度の増加に応じて増加させることが望ましい。

そこで、集積回路３０では、端子Ｔ４を介して、感温ダイオードＳＤの出力電圧を取り込む。ここで、感温ダイオードＳＤの出力電圧とは、順方向の電圧降下量のことである。感温ダイオードＳＤの出力電圧は、図４に示すように、温度と負の相関を有する。換言すれば、温度が高いほど出力電圧が低下する。このため、感温ダイオードＳＤの出力電圧の温度に対する変化を反転させるなら、上記抵抗体２２における電圧降下量との比較対象となる閾値電圧の温度変化に近似させることができる。

こうした点に着目し、本実施形態では、感温ダイオードＳＤの出力電圧に基づき、次に述べるようにして閾値電圧を設定する。並列接続されたパワースイッチング素子Ｓのそれぞれの付近に設けられる感温ダイオードＳＤの出力電圧に基づき、先の図２に示す高温セレクト回路４０において、上記３つの感温ダイオードＳＤによって検出される温度のうちの最高温度を選択する。これは、出力電圧の最低値を選択する処理となる。高温セレクト回路４０によって選択された出力電圧は、反転増幅回路５０に取り込まれる。この反転増幅回路５０が、感温ダイオードＳＤの出力電圧の温度による変化を変更することで、先の図３に示した閾値電圧を生成するためのアナログ回路である。

詳しくは、反転増幅回路５０は、オペアンプ５０ａと、オペアンプ５０ａの出力端子及び反転入力端子間を接続する抵抗体５０ｂと、オペアンプ５０ａの反転入力端子と反転増幅回路５０の入力端子とを接続する抵抗体５０ｃとを備え、オペアンプ５０ａの非反転入力端子には、所定の電圧が印加されて構成されている。ここで、所定の電圧は、電源５０ｄの電圧が、抵抗体５０ｅ，５０ｆによって分圧された電圧である。こうした構成によれば、抵抗体５０ｂ、５０ｃを調節することで、温度に対する反転増幅回路５０の出力電圧の変化（傾き）を調節することができる。また、オペアンプ５０ａの非反転入力端子に印加する電圧を調節することで、換言すれば抵抗体５０ｅ，５０ｆの抵抗値を調節することで、出力電圧の絶対値を調節することができる。これにより、感温ダイオードＳＤの出力電圧の温度に対する変化度合いを変更して、パワースイッチング素子Ｓを流れる電流が閾値となる際の抵抗体２２における電圧降下量の温度による変化を模擬することができる。換言すれば、反転増幅回路５０の出力電圧を、上記閾値電圧とすることができる。

反転増幅回路５０の出力電圧は、コンパレータ５２の反転入力端子に印加される。一方、コンパレータ５２の非反転入力端子には、端子Ｔ３を介して、抵抗体２２の電圧が印加される。これにより、コンパレータ５２の出力は、コレクタ電流が閾値以上となることで論理「Ｈ」に反転する。

図２においては、図示していないが、実際には、コンパレータ５２は、３つの回路からなる。これは、互いに並列接続された３つのパワースイッチング素子Ｓを流れる電流と閾値とを各別に比較するためである。そして、これら各コンパレータ５２の出力信号は、ＯＲ回路５４に取り込まれる。ＯＲ回路５４では、各コンパレータ５２の出力信号の論理和信号を生成し、これをフェール信号ＦＬとして、駆動部２９に出力する。フェール信号ＦＬは、論理「Ｈ」となることで、パワースイッチング素子Ｓを強制的にオフ状態とする旨を指示するものである。これにより、本実施形態では、互いに並列接続された３つのパワースイッチング素子Ｓの少なくとも１つを流れる電流が閾値以上となる場合、これら全てのパワースイッチング素子Ｓが強制的にオフ状態とされる。

ところで、上記端子Ｔ４から入力される感温ダイオードＳＤの出力信号にはノイズが混入するおそれがある。ここで、ノイズによって入力電圧が実際の温度に対応する電圧よりも過度に高くなる場合には、ドライバユニットＤＵでは、パワースイッチング素子Ｓの温度が実際の温度よりも過度に低い温度であるものと認識することが懸念される。そしてこの場合には、閾値電圧が過度に小さい値に設定され、コレクタ電流が閾値未満であるにもかかわらず、パワースイッチング素子Ｓを強制的にオフ状態とする処理がなされるおそれがある。また、ノイズによって入力電圧が実際の温度に対応する電圧よりも過度に低くなる場合には、ドライバユニットＤＵでは、パワースイッチング素子Ｓの温度が実際の温度よりも過度に高い温度であると認識することが懸念される。そしてこの場合には、閾値電圧が過度に大きい値に設定され、コレクタ電流が閾値以上となっているにもかかわらず、パワースイッチング素子Ｓを強制的にオフ状態とする処理がなされなくなるおそれがある。

なお、上記ノイズの影響に限らず、端子Ｔ４を介して取り込まれる電圧が、実際の温度に対応した電圧から離間する異常が生じる場合にあっては、一般に同様の問題が生じることが懸念される。

そこで本実施形態では、コレクタ電流が閾値以上となるか否かを抵抗体２２における電圧降下量と閾値電圧との大小に基づき判断する処理において、上記電圧降下量の温度依存性を補償するために閾値電圧を変更するに際し、その変更量（温度依存性の補償量）に制限を設ける。

詳しくは、図２に示すように、高温セレクト回路４０の出力電圧を、所定の電圧範囲内に制限する。詳しくは、本実施形態では、「１．５〜２．２Ｖ」の範囲に制限する。これは、高温セレクト回路４０の出力端子に接続される抵抗体４２と、エミッタの電位を基準とする所定の電位「２．１Ｖ」に固定された電源から抵抗体４２側に進む方向を順方向とするダイオード４６と、抵抗体４２から、エミッタの電位を基準とする所定の電位「１．６Ｖ」に固定された電源へと進む方向を順方向とするダイオード４４とを備えて構成される。ここで、ダイオード４４，４６は、いずれもその順方向の電圧降下量が「０．６Ｖ」のものを例示している。これにより、高温セレクト回路４０の出力電圧が「１．５Ｖ」未満となると、ダイオード４６に順方向電流が流れるため、反転増幅回路５０の入力端子の電圧は、「１．５Ｖ」に制限される。これに対し、高温セレクト回路４０の出力電圧が「２．２Ｖ」を上回ると、ダイオード４４に順方向電流が流れるため、反転増幅回路５０の出力電圧は、「２．２Ｖ」に制限される。

図５に本実施形態にかかる閾値電圧の設定態様を示す。詳しくは、図５（ａ）に、感温ダイオードＳＤの出力特性を示し、図５（ｂ）に、閾値電圧の設定を示す。

図示されるように、本実施形態では、感温ダイオードＳＤによって検出される温度が上限温度ＴＨと下限温度ＴＬとの間にある場合には、感温ダイオードＳＤの検出する温度の変化に対して負の相関を有するようにして閾値電圧（反転増幅回路５０の出力電圧）を可変設定する。ここで、上限温度ＴＨは、パワースイッチング素子Ｓの駆動時において想定される温度の上限値（例えば「１５０°Ｃ」）に基づき設定される。また、下限温度ＴＬは、パワースイッチング素子Ｓの温度として想定される下限値（例えば「−４０°Ｃ」）に基づき設定される。

これにより、端子Ｔ４から取り込まれる温度信号（感温ダイオードＳＤの出力電圧）が上限温度ＴＨ及び下限温度ＴＬを境界とする許容範囲に対応する電圧領域にある場合には、抵抗体２２における電圧降下量の温度特性を補償するように閾値を温度に応じて可変設定することができる。一方、端子Ｔ４から取り込まれる温度信号が、下限温度ＴＬよりも低い温度に対応する信号である場合には、実際の温度が下限温度ＴＬであるとして閾値電圧を下限値ＶＬに固定する。これにより、ノイズ等の影響により、閾値電圧が過度に低い値に設定される事態を好適に抑制することができる。このため、コレクタ電流が閾値以上となっていないにもかかわらず、閾値以上であると誤判断してパワースイッチング素子Ｓが強制的に停止状態とされることを回避することができる。また、端子Ｔ４から取り込まれる温度信号が、上限温度ＴＨよりも高い温度に対応する信号である場合には、実際の温度が上限温度ＴＨであるとして閾値電圧を上限値ＶＨに固定する。これにより、ノイズ等の影響により、閾値電圧が過度に高い値に設定される事態を好適に抑制することができる。このため、コレクタ電流が閾値以上となっているにもかかわらず、閾値未満であると誤判断してパワースイッチング素子Ｓを通常通り駆動し続ける事態を回避することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）端子Ｔ４の入力信号が、パワースイッチング素子Ｓの温度が下限温度ＴＬよりも低い温度に対応した信号である場合、実際の温度が下限温度ＴＬにあるものとして閾値電圧を設定した。これにより、過電流が流れたとの誤判断によってパワースイッチング素子Ｓが強制的に停止状態とされることを回避することができる。

（２）端子Ｔ４の入力信号が、パワースイッチング素子Ｓの温度が上限温度ＴＨよりも高い温度に対応した信号である場合、実際の温度が上限温度ＴＨにあるものとして閾値電圧を設定した。これにより、コレクタ電流が閾値以上となっているにもかかわらず、閾値未満であると誤判断してパワースイッチング素子Ｓを通常通り駆動し続ける事態を回避することができる。

（３）感温ダイオードＳＤの出力の温度に応じた変化を変更して閾値電圧として出力する反転増幅回路５０を備え、反転増幅回路５０の出力する電圧信号を温度の許容範囲に対応する電圧領域に制限した。これにより、閾値電圧が過度に大きい値や小さい値となることを回避することができる。

（４）反転増幅回路５０の入力端子と所定の電位との間に接続されるダイオード４４，４６を備えた。これにより、反転増幅回路５０の出力電圧値を好適に制限することができる。

（５）過電流保護回路を、車載高圧システム内に備えた。これにより、過電流保護回路を低圧システム内に設ける場合と比較して、フォトカプラ等の絶縁手段の数を低減することが可能となる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかるドライバユニットＤＵの構成を示す。なお、図６において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、反転増幅回路５０の入力端子の電位に上限ガードを設けるためのダイオード４４のアノード側を反転増幅回路５０の入力端子に接続して且つ、カソード側を所定の電位（１．９Ｖ）に固定する。また、反転増幅回路５０の入力端子の電位に下限ガードを設けるためのダイオード４６のカソード側を反転増幅回路５０の入力端子に接続して且つ、アノード側を所定の電位（１．８Ｖ）に固定する。そして、これらダイオード４４，４６の順方向の電圧降下量を、「０．３Ｖ」とする。これによっても、反転増幅回路５０への入力電圧を、先の第１の実施形態と同様の範囲（「１．５〜２．２Ｖ」）に制限することができる。

すなわち、端子Ｔ４から入力される電圧信号が「１．５Ｖ」未満である場合、ダイオード４６に順方向電流が流れ、反転増幅回路５０の入力電圧を「１．５Ｖ」に制限することができる。また、端子Ｔ４から入力される電圧信号が「２．２Ｖ」を上回る場合、ダイオード４４に順方向電流が流れ、反転増幅回路５０の入力電圧を「２．２Ｖ」に制限することができる。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるドライバユニットＤＵの構成を示す。なお、図７において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、反転増幅回路５０の入力電圧にガード処理を施す代わりに、出力電圧にガード処理を施す。

すなわち、反転増幅回路５０の出力端子を抵抗体４２を介してダイオード４６のアノード側に接続し、ダイオード４６のカソード側の電位を、反転増幅回路５０の出力電圧の上限値ＶＨからダイオード４６の順方向電圧Ｖｆを減算した値に固定する。また、反転増幅回路５０の出力端子を抵抗体４２を介してダイオード４４のカソード側に接続し、ダイオード４４のアノード側の電位を、反転増幅回路５０の出力電圧の下限値ＶＬにダイオード４４の順方向電圧Ｖｆを加算した値に固定する。

これにより、反転増幅回路５０の出力電圧が上限値ＶＨを超えようとする場合、ダイオード４６に順方向電圧が流れるため、コンパレータ５２の反転入力端子に印加される電圧が上限値ＶＨに制限される。また、反転増幅回路５０の出力電圧が下限値ＶＬを下回ろうとする場合、ダイオード４４に順方向電圧が流れるため、コンパレータ５２の反転入力端子に印加される電圧が下限値ＶＬに制限される。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるドライバユニットＤＵの構成を示す。なお、図８において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、閾値電圧を、電流の閾値に応じた固定値（閾値電圧Ｖｔｈ）とする。すなわち、コンパレータ５２の反転入力端子には、閾値電圧Ｖｔｈを印加する。これに対し、抵抗体２２における電圧降下量を温度変化に応じて補正する。換言すれば、上記電流の閾値に対応する電圧を閾値電圧Ｖｔｈとするようにして電圧降下量を規格化する。

詳しくは、高温セレクト回路４０の出力電圧は、ダイオード４４，４６及び抵抗体４２によってガード処理が施された後、非反転増幅回路６０に取り込まれる。非反転増幅回路６０は、オペアンプ６０ａと、オペアンプ６０ａの出力端子及び反転入力端子間に接続される抵抗体６０ｂと、オペアンプ６０ａの反転入力端子に接続される抵抗体６０ｃと、非反転増幅回路６０の入力端子とオペアンプ６０ａの非反転入力端子間に接続される抵抗体６０ｇとを備えている。そして、オペアンプ６０ａの反転入力端子には、上記抵抗体６０ｃを介して所定の電圧が印加されている。詳しくは、抵抗体６０ｅ，６０ｆによる電源６０ｄの電圧の分圧値が印加されている。

非反転増幅回路６０の出力電圧と、端子Ｔ３から入力される電圧降下量とは、非反転加算回路６２にて加算される。非反転加算回路６２は、オペアンプ６２ａと、オペアンプ６２ａの出力端子と反転入力端子とを接続する抵抗体６２ｂと、反転入力端子と接地とを接続する抵抗体６２ｃと、オペアンプ６２ａの非反転入力端子を端子Ｔ３に接続する抵抗体６２ｄと、非反転入力端子を非反転増幅回路６０の出力端子に接続する抵抗体６２ｅとを備えている。

ここで、抵抗体６２ｄ，６２ｅの抵抗値を互いに等しい抵抗値とすることで、非反転加算回路６２の出力を、非反転増幅回路６０の出力電圧と上記端子Ｔ４に印加される電圧降下量との和とすることができる。ここで、非反転増幅回路６０の出力電圧の温度に対する変化量が電圧降下量の温度に対する変化量を相殺するように抵抗体６０ｂ、６０ｃを調節するなら、非反転加算回路６２の出力電圧は、コレクタ電流のみに依存し、温度には依存しない電圧とすることができる。このため、固定された閾値電圧Ｖｔｈを用いて、コレクタ電流が閾値以上であるか否かを判断することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・温度依存性を補償するための電圧信号を、温度の許容範囲に対応する電圧領域に制限する制限手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、ダイオードに代えて、ツェナーダイオードを用いて構成してもよい。ここでは、ツェナーダイオードのアノード側を接地して且つカソード側を、反転増幅回路５０や非反転増幅回路６０の入力端子や出力端子に接続することで、上記温度依存性を補償するための電圧信号をツェナーダイオードのブレークダウン電圧以下に制限することができる。また、ツェナーダイオードのカソード側に所定の電圧を印加して、且つアノード側を反転増幅回路５０や非反転増幅回路６０の入力端子や出力端子に接続することで、上記温度依存性を補償するための電圧信号の下限値を制限することができる。

・上記各実施形態では、感温ダイオードＳＤを、温度の許容範囲を包含する温度領域において、温度に応じて出力電圧を略線形に変化させるものとしたが、これに限らない。例えば温度の許容範囲と同一の温度領域においてしか温度に応じて出力電圧を変化させることができないものであってもよい。換言すれば、温度の検出可能範囲が、許容範囲と同一であるものであってもよい。この場合であっても、感温ダイオードＳＤの出力を取り込む際に、ノイズが混入する場合には、感温ダイオードＳＤによる温度検出範囲が許容範囲よりも広いものであったとした場合に想定される出力電圧であると誤って検出されるおそれがある。このため、こうしたものにあっても、本発明の適用は有効である。

・パワースイッチング素子Ｓの温度検出手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らず、例えばサーミスタや熱電対等であってもよい。ただし、これらの出力電圧と温度とが正の相関を有する場合には、第１〜第３の実施形態では、反転増幅回路を用いる代わりに非反転増幅回路を用い、第４の実施形態では、非反転増幅回路に代えて反転増幅回路を用いることが望ましい。

・パワースイッチング素子Ｓの入力端子及び出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量の温度依存性を補償すべく、温度検出手段の出力の温度による変化を変更するアナログ回路としては、反転増幅回路や非反転増幅回路を備えるものに限らない。例えば特開２００８−１３６３３５号公報に記載されているように、上記温度検出手段の出力の温度による変化を指数関数的に変更するものであってもよい。

・パワースイッチング素子としては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＭＯＳトランジスタであってもよい。

・パワースイッチング素子Ｓの入力端子及び出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば上記特許文献１に見られるように、コレクタ及びエミッタ間の電圧であってもよい。ここでは、パワースイッチング素子Ｓの入力端子及び出力端子間を流れる電流と相関を有しつつも温度特性を有する電気的な状態量であればよい。

・上記各実施形態では、複数の感温ダイオードＳＤによって検出される温度のうちの最高温度に基づき電圧降下量の温度補償処理を行ったが、これに限らず、最低温度や平均温度を用いて行ってもよい。

・インバータＩＶやコンバータＣＶとしては、高電位側のパワースイッチング素子と低電位側のパワースイッチング素子との直列接続体を複数並列接続して用いるものに限らず、単一の直列接続体にてインバータＩＶの各相を構成したり、コンバータＣＶを構成したりするものであってもよい。

・パワースイッチング素子Ｓとしては、車載回転機と電気的に接続されるインバータやコンバータを構成するものに限らない。例えば、車載高圧バッテリの電力を低圧バッテリに供給すべく、高圧バッテリの電圧を降圧するＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチング素子であってもよい。ここで、スイッチング素子が低圧システムと絶縁された高圧システムを構成する場合には、低圧システムとの通信をすることなく過電流保護回路を構成するうえでは、上記各実施形態と同様、高圧システム内に過電流保護回路を構成することが有効である。もっとも、低圧システムのスイッチング素子であっても、本発明を適用することはできる。

・過電流保護回路としては、電気的な状態量の温度依存性を補償する処理を、アナログ回路にて行うものに限らない。例えば上記特許文献１に見られるように、マイクロコンピュータによるディジタル処理として行うものであってもよい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる過電流保護回路の回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかるＩＧＢＴのセンス端子の出力特性を示す図。 同実施形態にかかる感温ダイオードの出力特性を示す図。 同実施形態にかかる過電流閾値の設定態様を示す図。 第２の実施形態にかかる過電流保護回路の回路構成を示す回路図。 第３の実施形態にかかる過電流保護回路の回路構成を示す回路図。 第４の実施形態にかかる過電流保護回路の回路構成を示す回路図。

符号の説明

１２…高圧バッテリ、１４…低圧バッテリ、１６…制御装置、４４，４６…ダイオード、５０…反転増幅回路（アナログ回路の一実施形態）、５２…コンパレータ、Ｓ…パワースイッチング素子、ＳＴ…センス端子、ＳＤ…感温ダイオード（温度検出手段の一実施形態）。

Claims (7)

1. スイッチング素子の入力端子及び出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段の出力信号及び前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段の出力信号が入力される入力手段と、該入力手段に入力される前記出力信号に基づき、前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記入力端子及び前記出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、前記判断手段の判断結果に基づき前記スイッチング素子を流れる電流を制限する過電流保護回路において、
   前記判断手段は、前記入力手段に入力される前記温度検出手段の出力信号に基づき前記電気的な状態量の温度依存性を補償するに際し、その補償量にガード処理を施すことを特徴とする過電流保護回路。
2. 前記判断手段は、前記入力手段に入力される前記温度検出手段の出力信号が、前記スイッチング素子の温度が許容範囲から外れる値に対応した信号である場合、前記温度が前記許容範囲の境界にあるものとして前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ前記判断を行うことを特徴とする請求項１記載の過電流保護回路。
3. 前記許容範囲は、前記温度が規定温度以上となる範囲であることを特徴とする請求項２記載の過電流保護回路。
4. 前記許容範囲は、前記温度が所定温度以下となる範囲であることを特徴とする請求項２又は３記載の過電流保護回路。
5. 前記判断手段は、前記温度検出手段の出力の温度に応じた変化を変更するアナログ回路を備え、該アナログ回路の出力する電圧信号に基づき前記温度依存性を補償して且つ、該温度依存性の補償に用いられる前記電圧信号を前記許容範囲に対応する電圧領域に制限する制限手段を更に備えることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の過電流保護回路。
6. 前記制限手段は、前記アナログ回路の出力端子又は入力端子と所定の電位との間に接続されるダイオードを備えて構成されることを特徴とする請求項５記載の過電流保護回路。
7. 前記スイッチング素子は、車載回転機に電気的に接続される車載高圧システムを構成して且つ、車載低圧システムと絶縁されるものであり、
   当該過電流保護回路は、前記車載高圧システム内に設けられてなることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の過電流保護回路。

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