JPH0329992Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は交流電力を一担直流に変換し、再び異
なる周波数の交流電力に変換して負荷電動機（同
期機）を可変速度運転する交流電動機の制御装置
に関する。

本考案に関する交流電動機の制御装置によつて
同期電動機を可変速運転するシステムは、サイリ
スタモータシステムとして知られており、第１図
にサイリスタモータシステムの構成を示す。この
図で、１１は交流電力の入力端子、１２は整流
器、１３は直流リアクトル、１４はインバータ、
１５は同期電動機、１５₁は位置検出器、１６₁は
速度基準設定器、１６₂はＤ／Ａ変換器、１６₃は
速度制御器、１６₄は電流検出器、１６₅はα制御
器、１６₆はβ制御器である。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ，
Ｘ，Ｙ，Ｚはインバータを構成するサイリスタで
ある。このシステムでは入力端子１１に入力され
る交流電力を整流器１２で順変換し、この出力で
ある直流電力を直流リアクトル１３で平滑化して
インバータ回路１４で再び交流電力に逆変換し、
同期電動機１５に供給する。この時位置検出器１
５₁で同期電動機１５の界磁の回転位置と回転数
をデイジタル信号で検出する。同期電動機１５の
速度は速度基準設定器１６₁で設定され、この設
定値と、位置検出器１５₁の出力信号をアナログ
信号に変換するＤ／Ａ変換器１６₂を介して検出
した回転数信号を比較して制御する速度制御器１
６₃より電流基準信号を出力し、電流検出器１６₄
の検出信号と電流基準信号を比較して制御するα
制御器１６₅を介して整流器１２の出力する直流
電力を制御する。これによつて同期電動機１５の
速度を制御する。またインバータ１４の出力周波
数は、位置検出器１５₁の出力信号によつてβ制
御器１６₆を介してサイリスタＵ〜Ｙの導通期間
を制御することによつて、周波数制御される。

以上の作用によつて第１図のサイリスタモータ
システムでは同期電動機１５の速度が制御され
る。他方インバータ１４のサイリスタＵ〜Ｙは自
然転流方式または負荷転流方式と呼ばれる転流方
式を利用して周波数変換する。即ち第２図ａに示
すようにサイリスタＵ〜Ｙは120°づつ60°の位相
差で所定の順序で導通するが、一度導通したサイ
リスタの転流のため同期電動機１５の逆起電力を
利用する。しかし同期電動機１５の回転速度の低
い領域や始動開始時は前記逆起電力が小さく、サ
イリスタＵ〜Ｙは負荷転流が出来ない。このため
第２図ｂに示すようにこの始動時や低い運転速度
領域では、サイリスタＵ〜Ｙの転流時整流器１２
の作用で直流電流を時間tcだけ零にしてサイリス
タを自然転流させる。このように直流リアクトル
１３に流れる直流電流を零に制御して転流させる
方式を断続制御と呼んでおり、この技術も公知の
技術である。一方この断続制御時に時間tcだけ直
流電流を零にすると、同期電動機１５の発生トル
クも大きく脈動し、この大きなトルク脈動によつ
て機械系の振動問題等を発生することが特に大容
量のサイリスタモータシステムで問題となつてい
た。

このトルク脈動を軽減する手段として第３図に
示す多相サイリスタモータシステムが実用化され
ている。この図で１１₁と１１₂は交流電力の入力
端子、１２₁と１２₂は整流器、１３₁と１３₂は直
流リアクトル、１４₁と１４₂はインバータ、１５
_２は同期電動機である。この図の構成で同期電動
機１５₂は３相巻線を30°の位相差で２組持つてお
り、それぞれの前記３相巻線に第１図のサイリス
タモータシステムの主回路を接続したものが第３
図である。従つて各主回路要素の作用も第１図に
同一である。第３図の構成で負荷転流方式を利用
する領域も断続制御を行う領域も常にインバータ
１４₁と１４₂は30°位相差を持つて運転される。
この様子を第４図に示す。第４図ａとｂにはイン
バータ１４₁のサイリスタU₁〜Y₁とインバータ１
４₂のサイリスタU₂〜Y₂の導通期間を示し、図示
するようにサイリスタU₁〜Y₁とサイリスタU₂〜
Y₂はそれぞれ120°づつ導通する。しかし同期電動
機１５₂の始動時及び回転数の低い領域では、第
４図ｃに直流リアクトル１３₁に流れる直流電流
Id₁と、第４図ｄに直流リアクトル１３₂に流れる
直流電流Id₂を図示するように、導通すべきサイ
リスタU₁〜Y₁とサイリスタU₂〜Y₂を交互に30°
づつ点弧する方法がある。これは直流電流Id₁と
Id₂を断続制御する期間の同期電動機の発生トル
クが少なくなつても発生トルクリツプルを低減す
るためである。このような直流電流Id₁とId₂の断
続制御を行なう方法は、ポンプやブロワやコンプ
レツサなど２乗トルク負荷を駆動する同期電動機
１５₂の駆動方法として適している。

この様に直流電流Id₁とId₂断続制御する時、同
期電動機１５₂の発生トルクリツプルは直流電力
即ち直流電流Id₁とId₂の和に比例する。従つて第
１図の回路で第２図ｂの如く直流電流の断続制御
を行つた場合に比し、第３図の回路で第４図ｃ，
ｄの如く直流電流の断続制御を行なうと前記発生
トルクリツプルが大幅に低減できる。しかし第４
図の時刻t₁附近の拡大図を第５図に示すが、第５
図ｃは直流電流Id₁、第５図ｄは直流電流Id₂、第
５図ｅは直流電流Id₁とId₂の和を示す。第５図に
図示するように直流電流Id₁と直流電流Id₂は急変
できないため、一方が増加し他方が減少する過程
で直流電流Id₁とId₂の和が、第５図ｅに示すよう
に急増する。この結果従来の制御方式では、第５
図ｅに示す如く30°ごとに直流電流Id₁とId₂の和が
急増し、これにより30°ごとに同期電動機１５₂の
発生トルクリツプルが増加する欠点があつた。

本考案は前記する従来方式の欠点に鑑みてなさ
れたもので、多相サイリスタモータの直流電流の
断続制御領域で発生トルクリツプルを最少とする
交流電動機の制御装置を提供することを目的とし
ている。

本考案の１実施例を第６図に示す。この図で第
３図と同一の番号を付した回路素子は同一の機能
を示す。また１６₄₁と１６₄₂は電流検出器、１６
₅₁と１６₅₂はα制御器、１６₆₁はβ制御器S₁とS₂
はスイツチである。第６図でインバータ１４₁と
インバータ１４₂より30°位相差を持つた交流電流
を同期電動機１５₂に供給して速度制御し、この
回転数を位置検出器１５₁で検出し、β制御回路
１６₆₁を介してインバータ回路１４₁と１４₂の出
力周波数を制御する。また第４図ｃとｄの直流電
流Id₁とId₂の断続制御時には、β制御回路よりの
転流タイミングでα制御器１６₅₁と１６₅₂を介し
て直流電流Id₁とId₂を第４図ｃとｄに図示するよ
うに制御する。またスイツチS₁とS₂は断続制御期
間のみ閉するスイツチである。

本考案では第４図0°〜30°期間に相当するタイ
ミング時、時刻t₁より整流器１２₂の出力直流電
流Id₂を零にするようにα制御器１６₅₂で瞬時に
位相絞りを行なう。他方α制御器１６₅₁は時刻t₁
より位相しぼりが解除され直流電流Id₁が流れ始
めるが、スイツチS₁とS₂は前記するようにこの断
続制御期間中は閉されているため、α制御器１６
₅₁には電流検出器１６₄₁と１６₄₂との検出信号の
和が帰還されることになり、α制御器１６₅₁は直
流電流Id₁と直流電流Id₂の和を一定とするように
直流電流Id₁の増加を整流器１２₁を介して制御す
る。このように制御すると直流電流Id₂の減少に
対応して直流電流Id₁の増加が制御できる結果第
４図の０〜30°期間での直流電流Id₁とId₂の和はほ
ぼ一定にできる。次に第４図の30°〜60°の期間で
は時刻t₁よりα制御器１６₅₁は位相しぼりを行な
い、α制御器１６₅₂は位相絞り解除を行なうが、
この期間も前記期間と同様にスイツチS₂が閉され
ていることにより、電流検出器１６₄₁と１６₄₂と
の検出信号の和がα制御器１６₅₂に帰還されるこ
とから、前記同様に直流電流Id₁とId₂の和がほぼ
一定に制御される。また第４図の60°〜90°の期間
は０〜30°の期間と同様に制御される。

以上説明するように本考案によれば断続制御期
間中スイツチS₁とS₂が閉されている結果整流器１
２₁と１２₂の出力直流電流Id₁とId₂の和がほぼ一
定に制御され、第５図ｅに示した如く従来方式で
は断続制御期間中30°ごとに直流電流Id₁とId₂の和
が急増して同期電動機１５₁の発生トルクリツプ
ルが増加していた問題を解決できる。また同期電
動機１５₁の運転速度が増加し、断続制御期間が
終るとスイツチS₁とS₂は開になり、インバータ１
４₁と１４₂の各サイリスタは負荷転流を行なうか
ら、従来の第３図の方式と同様に小さいトルクリ
ツプルで同期電動機１５₁は運転される。

本考案の他の実施例としては、α制御器１６₅₁
または１６₅₂の位相しぼりを行なつて整流器１２
_１または１２₂の直流電流Id₁またはId₂を減少させ
零にする時の手段として、α制御器１６₅₁または
１６₅₂内の電流制御器の出力側で瞬時にα制御器
１６₅₁または１６₅₂の出力パルス位相を遅らす方
法と、前記電流制御器の入力側にβ制御器１６₆₁
よりの指令を受けて電流制御器の制御応答に対応
してα制御器１６₅₁または１６₅₂の出力パルス位
相を遅らす方法があるが、本考案は前記どちらの
手段でも採用することができ、特に限定するもの
ではない。

本考案の他の実施例は、前記説明では直流電流
Id₁またはId₂の減少するものはα制御器１６₅₁ま
たは１６₅₂及び整流器１２₁と１２₂の回路特性で
減少し直流電流Id₁またはId₂の増加する方法を制
御すると説明したが、同様に直流電流Id₁または
Id₂の増加する方を前記回路特性で決め、減少す
る方を制御することもできる。

その他本考案の要旨の範囲内において、種々の
変形回路を構成できる。

本考案の如く、サイリスタモータシステムで同
期電動機に３相巻線を複数組設け、それぞれの３
相巻線に少なくとも整流器とインバータの直列回
路を接続したもので、同期電動機の低速度領域の
断続制御期間のみ、前記直列回路の電流の検出信
号和で、交互に前記直列回路に流れるように制御
することにより、断続制御期間中の前記直列回路
の電流和がほぼ一定となり、断続制御期間中の同
期電動機の発生トルクリツプルを最少とすること
ができ、断続制御を行なわない高速度領域を含め
た全運転範囲で発生トルクリツプルを小さくでき
る。さらに、従来、トルクリツプルを小さくする
ものとして、例えば特開昭54−23925号公報に見
られるように、リアクトルの磁気結合を利用した
ものが有るが、このものに比べても、一方の回路
に事故が生じた場合に他方の回路に影響を与える
ことによる回路の信頼性の低下、回路の高圧化に
ともなうリアクトルの構成的な複雑化および大型
化、加えて高圧回路で結合させるための複雑な主
回路配線などの不都合を一切除去することができ
る。また、リアクトルによる磁気結合は、漏れイ
ンダクタンスの存在などで完全に100％を得られ
ないため、電流の合成値を一定にするのが難しか
つたが、本願では、各整流器の直流電流の和の検
出信号が帰還されるα制御器により、直流電流の
和の一定にするようにしているので、安定した動
作が期待できる。特に、本願のものでは、断続制
御時、一方の整流器の直流電流の減少または増加
は回路特性に依存させて、これに対する他方の整
流器の直流電流の制御のみを行うようにしている
ので、制御の簡単化と安定化を図ることができ
る。これは、複数の整流器の制御を同時に制御す
ると電流増加と減少の特性の違いからエラーを生
じ易いことからも明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の交流電動機の制御装置のブロツ
ク図、第２図は第１図の各部波形図、第３図は本
考案を適用する交流電動機の制御装置の主回路構
成図、第４図および第５図は従来の制御における
第３図の各部波形図、第６図は本考案の一実施例
を示すブロツク図である。 １１，１１₁，１１₂……交流電力の入力端子、
１２，１２₁，１２₂……整流器、１３，１３₁，
１３₂……直流リアクトル、１４，１４₁，１４₂
……インバータ、１５，１５₂……同期電動機、
１５₁……位置検出器、１６₁……速度基準、１６
_２……Ｄ／Ａ変換器、１６₃……速度制御器、１６
_４，１６₄₁，１６₄₂……電流検出器、１６₅，１６
₅₁，１６₅₂……α制御器、１６₆，１６₆₁……β制
御器、S₁，S₂……スイツチ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 交流電力を直流電力に変換する２台の整流器
   と、これらの整流器に対応して設けられ直流を交
   流に変換する２台のインバータと、これらのイン
   バータより交流電力を供給される多相巻線を２組
   有する同期電動機と、速度基準信号と前記同期電
   動機の速度帰還信号とが印加され電流基準信号を
   出力する速度制御器と、前記各整流器の直流電流
   に応じた電流を検出する２組の電流検出器と、前
   記速度制御器の出力信号を電流基準信号として与
   えられ前記電流検出器の出力信号をそれぞれ電流
   帰還信号として印加され、各別に前記整流器の直
   流出力電流を制御する２台のα制御器と、前記同
   期電動機の位置検出信号に応じて前記インバータ
   に転流指令信号を与えるβ制御器とを備え、前記
   α制御器はβ制御器からの転流指令信号に応じて
   一方が位相しぼり動作するときは他方は位相しぼ
   り解除動作し、他方が位相しぼり動作するときは
   一方は位相しぼり解除動作を交互に行なう機能を
   有し、前記同期電動機の低速では前記α制御器は
   β制御器からの転流指令信号を受け前記整流器を
   交互に制御する交流電動機の制御装置において、
   前記低速域では前記両整流器の電流帰還信号を合
   成して前記各α制御器へ電流帰還信号として供給
   する手段を具備したことを特徴とする交流電動機
   の制御装置。