CN114759812A - 以高开关频率操作的逆变器及用于操作逆变器的方法 - Google Patents

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Abstract

本公开内容涉及一种以高开关频率操作的逆变器及用于操作逆变器的方法。在分开的更新间隔中执行电流调节器和调制例程的马达控制器为由马达控制器控制的马达提供改进的基础电压波形。电流调节器以第一周期性更新速率执行，并且调制例程以第二周期性更新速率执行，其中，调制例程执行的频率是电流调节器执行的频率的至少两倍。以不同频率执行电流调节器和调制例程，导致电流调节器在调制例程的多个周期内生成单个电压参考信号。为了减少由使电流调节器和调制例程的执行解耦引起的电压纹波，马达控制器将由电流调节器生成的电压参考外推为多个电压参考信号，其中，为调制例程的每个周期提供唯一的电压参考信号。

Description

以高开关频率操作的逆变器及用于操作逆变器的方法
技术领域
本文公开的主题涉及被配置成以高开关频率操作的马达控制器。更具体地，马达控制器被配置成执行电流调节器，以第一更新速率生成用于马达的电压参考，并且执行调制例程，以第二更新速率向马达输出期望电压。
背景技术
如本领域的技术人员已知的，马达驱动器用于控制马达的操作。根据一个通用配置，马达驱动器包括具有合适幅度的DC电压的DC母线，可以根据该DC电压生成AC电压并且将AC电压提供至AC马达。可以将DC电压提供为对马达驱动器的输入，或者替选地，马达驱动器可以包括将AC电压输入转换成存在于DC母线上的DC电压的转换器部。转换器部可以是无源的，包括常规的二极管整流；或者可以是有源的，包括受控功率电子开关器件，这些中的任何一个都可以将AC电压输入转换成用于DC母线的DC电压。有源整流器中的功率电子开关器件可以选自晶体管，例如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、晶闸管或硅控整流器(SCR)。功率电子开关器件还可以包括功率电子开关器件两端并联连接的反向导通功率电子器件，例如，续流(free-wheeling)二极管。反向导通功率电子器件被配置成在功率电子开关器件不导通的时间间隔期间导通。马达驱动器中的控制器生成开关信号以选择性地接通或关断每个开关器件，从而在DC母线上生成期望的DC电压。
马达驱动器接收指示马达的期望操作的命令信号。命令信号可以是马达要以其进行操作的期望转矩、速度或位置。通过改变对马达的定子施加的AC电压的幅度和频率来控制马达的转矩、速度或位置。逆变器部被设置在DC母线与马达驱动器的输出之间以生成受控AC电压。逆变器部包括：诸如IGBT、MOSFET、晶闸管或SCR的功率电子开关器件；以及在功率电子开关器件两端并联连接的反向导通功率电子器件。马达连接至马达驱动器的输出端，并且控制器生成开关信号，以在预定开关频率下快速接通和关断逆变器中的开关器件，从而交替地将DC母线与输出端连接或断开，进而与马达连接或断开。根据开关的性质，输出波形是矩形的，将马达驱动器的输出与DC母线连接或断开，使得输出处于DC母线上存在的DC电压或零伏。通过改变马达驱动器的输出端连接至DC电压的每个开关周期期间的持续时间，来改变输出电压的幅度。马达控制器利用调制技术例如脉冲宽度调制(PWM)在期望基频的每个周期上改变输出电压的幅度，以合成具有期望幅度和频率的波形。
过去，电流调节和调制例程已经在单个周期性更新间隔期间执行。电流调节器接收与输出到马达的电流对应的电流反馈信号，并且生成与马达的期望操作对应的电压参考信号。调制例程接收来自电流调节器的电压参考信号，并且生成开关信号以供开关器件输出作为由电流调节器生成的电压参考信号的结果的适当电压。在单个周期性更新间隔内执行这两个例程是理想的，因为调制例程以与电流调节器生成电压参考信号相同的速率更新输出到马达的电压。
马达控制器的趋势是以增加的频率执行电流调节器和调制例程。增加频率允许马达控制器以更精细的时间间隔更新平均电压，这会在基础工作频率下生成输出电压，与在较低开关频率下执行相同的调制例程相比，该输出电压更接近地近似于正弦输出电压。然而，用于执行电流调节器和调制例程的控制例程通常是计算密集型的。增加电流调节器和调制例程的更新间隔的频率对马达控制器的计算能力提出了更高的要求。因此，由于马达控制器的计算能力，可以获得的最大电流调节器更新频率存在实际限制。通过附加的处理核或者通过增加的时钟频率来提高计算速度会增加马达控制器的成本和复杂度。
因此，理想的是提供具有增大的最大开关频率的马达控制器，而不需要马达控制器的计算能力的相应增加。
马达控制器的另一个趋势是向连接至马达控制器的马达提供增加的操作速度。过去，马达控制器向马达提供具有在零速度与50或60赫兹的传统线路频率之间变化的基频的输出电压。近来，马达控制器被配置成提供具有数百或数千赫兹的基频的上限的输出电压，以实现更高的马达速度。然而，增加基频会减少在输出电压的每个周期期间执行的电流调节器和调制例程的周期性更新间隔的数目。减少基频电压的每个周期的更新间隔的数目会降低输出电压近似于正弦波形的接近程度。
因此，理想的是提供具有增加的最大开关频率的马达控制器，以在增加的基频下提供改进的电压波形。
发明内容
根据本发明的一个实施方式，被配置成以高开关频率操作的逆变器包括：直流(DC)母线、输出端、多个开关器件和处理单元。DC母线被配置成具有存在于DC母线上的DC电压，输出端被配置成向能够操作地连接至逆变器的马达提供交流(AC)电压。每个开关器件能够操作地连接在DC母线与输出端之间并且被选择性地控制以将DC电压转换为AC电压。处理单元被配置成执行一系列指令以：以第一更新速率确定第一参考电压，并且以第二更新速率确定多个第二参考电压。第一参考电压对应于提供给马达的期望AC电压。第二更新速率是第一更新速率的倍数，并且每个第二参考电压是第一参考电压和马达的期望旋转速度的函数。
根据本发明的另一实施方式，公开了以高开关频率操作逆变器的方法。在第一周期性间隔期间确定用于能够操作地连接至逆变器的输出端的交流(AC)马达的第一参考电压。以第二周期性间隔确定用于AC马达的多个第二参考电压。第二周期性间隔比第一周期性间隔短，并且第二参考电压中的每一个根据第一参考电压和马达的期望旋转速度来确定。
根据本发明的又一实施方式，被配置成以高开关频率操作的逆变器包括直流(DC)母线、输出端、多个开关器件和处理单元。DC母线被配置成具有存在于DC母线上的DC电压，并且输出端被配置成向能够操作地连接至逆变器的马达提供交流(AC)电压。开关器件中的每一个能够操作地连接在DC母线与输出端之间，并且被选择性地控制以将DC电压转换为AC电压。处理单元被配置成执行一系列指令以：以第一更新速率执行电流调节器，并且以第二更新速率执行调制例程。第二更新速率是第一更新速率的至少两倍。电流调节器生成第一参考电压，并且调制例程根据第一参考电压和马达的期望旋转速度生成多个第二参考电压。
根据详细描述和附图，本发明的这些和其他优点及特征对于本领域的技术人员将变得明显。然而，应当理解，尽管详细描述和附图指示了本发明的优选实施方式，但是详细描述和附图通过说明的方式给出并且是非限制性的。在不脱离本发明的精神的情况下，可以在本发明的范围内进行许多改变和修改，并且本发明包括所有这样的修改。
附图说明
在附图中示出了本文中所公开的主题的各种示例性实施方式，在整个附图中，相同的附图标记表示相同的部件，并且在附图中：
图1是包含本发明的一个实施方式的马达驱动器的框图；
图2是来自图1的马达驱动器的整流器部的框图表示；
图3是来自图1的马达驱动器的逆变器部和栅极驱动器模块的框图表示；
图4是来自图1的马达驱动器的控制器的一个实施方式的框图表示；
图5是根据本发明的一个实施方式的电流调节器和调制例程的周期性执行间隔的图形表示；
图6是根据本发明的一个实施方式的电压参考外推的框图表示；
图7是根据本发明的另一实施方式的电压参考外推的框图表示；
图8是根据本发明的另一实施方式的电压参考外推的框图表示；
图9是根据本发明的另一实施方式的电压参考外推的框图表示；
图10是在没有外推电压参考的情况下作为使电流调节器和调制例程的执行解耦的结果的从马达驱动器输出的电压的图形表示；以及
图11是在电流调节器和调制例程的解耦执行并且在外推电压参考的情况下的从马达驱动器输出的电压的图形表示。
在描述附图中示出的本发明的各种实施方式时，为了清楚起见，将采用特定的术语。然而，并不旨在将本发明限制于如此选择的特定术语，并且应当理解，每个特定术语包括以类似方式操作以实现类似目的的所有技术等同物。例如，经常使用词“连接”、“附接”或与其类似的术语。它们不限于直接连接，而是包括通过其他元件进行的连接，而这样的连接被本领域的技术人员认为是等同的。
具体实施方式
参照在以下描述中详细描述的非限制性实施方式来对本文中所公开的主题的各种特征和有利细节进行更充分的说明。
本文公开的主题描述了马达控制器，该马达控制器具有增加的最大开关频率而不需要马达控制器的计算能力的相应增加。马达控制器将电流调节器与调制例程分离到分开的更新间隔中。电流调节器以第一周期性更新速率执行，并且调制例程以第二周期性更新速率执行。以这种方式，可以增加执行调制例程的频率，同时将执行电流调节器的频率保持在较低速率。此外，调制例程可以在专用硬件电路中实现，从而不会增加处理器上的计算负荷。预期调制例程执行的频率是电流调节器执行的频率的至少两倍。
以不同频率执行电流调节器和调制例程导致电流调节器在调制例程的多个周期内生成单个电压参考信号。在调制例程的多个周期内保持恒定电压参考会导致基频失真。失真可能表现为叠加在输出电压波形上的电压纹波。
根据本发明的另一方面，通过将由电流调节器生成的电压参考外推为多个电压参考信号来减小电压纹波，其中针对调制例程的每个周期提供唯一的电压参考信号。增加调制频率并且外推电压参考信号以针对调制例程的每个周期提供唯一的电压参考信号导致在增加的基频下更接近地近似于正弦波形的从马达驱动器输出的电压波形。
首先转向图1，示出了结合高PWM开关频率的马达驱动器20的一个实施方式。在输入端22处向马达驱动器20提供AC电压12。根据示出的实施方式，AC电压12是三相AC输入电压。马达驱动器经由线缆14将AC输出电压从马达驱动器的输出端160供应至可操作地连接至马达驱动器20的马达10。输出电压是三相AC输出电压，其中针对马达的每个相，示出的单独的导体在马达10与驱动器20之间延伸。应当理解，可以根据应用要求将示出的导体组合在线缆14内、作为单独的导体或它们的组合运行。
AC输入电压12被提供给马达驱动器20的转换器部40。可以根据应用需求在马达驱动器的输入端22与转换器部40之间包括一个或更多个附加滤波器。转换器部40可以包括适于如本领域中所理解的无源整流或有源整流的任何电子器件。还参照图2，示出的转换器部40是无源转换器，并且包括形成二极管电桥的一组二极管44。转换器部40在输入端42处接收AC电压12，将三相AC电压整流成DC电压，并且在转换器部的输出端处将DC电压提供至DC母线50。可选地，转换器部可以是有源转换器，该有源转换器包括栅极控制开关器件，该栅极控制开关器件包括但不限于晶闸管、硅控整流器(SCR)或基于硅的晶体管例如IGBT或MOSFET。转换器部可以替选地包括高频开关器件，所述高频开关器件包括但不限于碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)宽带隙IGBT或MOSFET，它们可以在二十千赫兹(20kHz)至兆赫兹范围中开关，以将输入端42处的电压从AC电压转换成用于DC母线50的DC电压。DC母线50连接至转换器部40的输出端，并且由转换器输出的DC电压存在于DC母线50的正轨52与负轨54之间。
再次参照图1，DC母线电容器55连接在正轨52与负轨54之间，以降低由于将AC电压转换成DC电压而产生的波纹电压的幅度。应当理解，DC母线电容器55可以是单个电容器或者可以是以并联、串联或其组合的方式连接的多个电容器。负轨54与正轨52之间的DC电压的幅度通常等于AC输入电压的峰的幅度。
另外如图1所示，DC母线充电电路57可以连接在DC母线50上。在示出的实施方式中，DC母线充电电路57连接在转换器部40的输出端与DC母线电容器55之间。最初，开关56处于常开状态，从而建立经由充电电阻器58从转换器部40的输出端到正轨52的导通路径。如在本领域中所理解的，充电电阻器58与DC母线电容器55结合建立充电时间常数，以允许DC母线50上的DC电压从供电时的零伏特DC充电至近似等于由于对AC输入电压进行整流而产生的全DC母线电压的电压电平。在DC电压电平达到预设的充电电平时，开关56闭合，从而旁路充电电阻器58并且允许电流从转换器部40直接地流到DC母线50上。
DC母线50串联地连接在转换器部40与逆变器部100之间。可以根据应用需要在转换器部40与逆变器部100之间包括一个或更多个附加滤波器。逆变器部100包括如针对有源转换器40所描述的栅极控制开关元件，例如，用于IGBT或MOSFET的基于硅和/或宽带的材料，或者如本领域中已知的用于中压、高功率单元间隙晶体管的硅栅极控制晶闸管(SCGT)和栅极关断晶闸管(GTO)。还参照图3，示出的逆变器部100包括功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)106和反向连接器件108，该反向连接器件108可以为成对地连接在正轨52与输出电压(110U、110V、110W)的每个相之间以及在负轨54与输出电压的每个相之间的续流二极管或MOSFET的固有体二极管。晶体管106中的每一个接收开关信号116以选择性地启用晶体管106，并且将来自DC母线的DC电压转换成到马达10的受控三相输出电压。在启用时，每个晶体管106将DC母线的相应轨102、104连接至一个输出相110，该输出相110进而连接在逆变器部100与输出端160之间。可以根据应用要求在逆变器部100的输出端与马达驱动器20的输出端160之间包括一个或更多个附加滤波器。
电流感测模块150被设置在马达驱动器的输出端处。电流感测模块150包括在AC输出电压的每个相上的电流传感器152。每个电流传感器152针对AC输出的每个相生成与马达驱动器的输出端160处存在的电流对应的电流反馈信号154。
在操作中，马达驱动器20被配置成控制在输出端160处连接的马达10的操作。根据图1中示出的实施方式，处理器112和驱动器电路114可以包括用于控制马达驱动器20的操作的模块并且管理上述模块的执行。所示的实施方式并非旨在限制，应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，每个模块的各种特征可以由另一模块来执行以及/或者其他模块的各种组合可以被包括在处理器112中。模块可以是在一个或更多个处理器、逻辑电路或其组合上执行的存储程序。可以例如在微处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他这样的定制装置中实现处理器112。马达驱动器20还包括与处理器112通信的存储器装置115。存储器装置115可以包括暂态存储器、非暂态存储器或其组合。存储器装置115可以被配置成存储数据和程序，所述程序包括可由处理器112执行的一系列指令。设想存储器装置115可以为单个装置、多个装置或者可以被合并例如作为另一装置例如专用集成电路(ASIC)的一部分。处理器112与存储器115通信，以根据需要读取指令和数据来控制马达驱动器20的操作。
根据本发明的一个实施方式，处理器112接收识别连接至马达驱动器20的马达10的期望操作的参考信号。参考信号可以为例如转矩参考(T*)、速度参考(ω*)或位置参考(θ*)。处理器112还接收指示马达驱动器20的当前操作的反馈信号。马达驱动器20可以包括电压传感器和/或电流传感器，所述电压传感器和/或电流传感器能够操作地连接至DC母线50并且生成与DC母线上存在的电压和/或电流的幅度对应的反馈信号。马达驱动器20还可以包括：在AC输出电压的每个相上的一个或更多个电流传感器152以及一个或更多个电压传感器，其生成与马达驱动器20的输出端160处存在的输出电流和/或电压的幅度对应的反馈信号154。
处理器112利用反馈信号和参考信号来控制逆变器部100的操作，以生成具有用于马达10的期望幅度和频率的输出电压。还参照图4，示出了用于马达驱动器20的示例性控制器120。控制器120可以实现为存储在马达驱动器20的存储器115中并且在处理器112上执行的一系列指令。控制器120接收位置参考信号(θ*)47作为对一系列级联控制回路的输入。控制器120包括位置控制回路、速度控制回路和电流控制回路。控制回路被示出为级联控制回路，其中一个控制回路的输出作为输入被提供给另一个控制回路。可以设想，可以在马达驱动器20内使用各种其他控制拓扑。
在位置控制回路中，位置参考信号(θ*)47在第一求和接合点122处与位置反馈信号(θ)121进行比较。位置误差信号从第一求和接合点122处被输出并且被输入到位置回路控制器124。根据示出的实施方式，位置回路控制器124是比例积分(PI)控制器。可选地，位置回路控制器124可以只是比例(P)控制器或者还包括微分(D)部件。位置回路控制器124的比例(P)、积分(I)和/或微分(D)部件中的每一个包括控制器增益。位置回路控制器增益通常称为位置回路比例增益(Kpp)、位置回路积分增益(Kpi)和位置回路微分增益(Kpd)。位置回路控制器124的输出是速度参考信号(ω*)。
在速度控制回路中，速度参考信号(ω*)在第二求和接合点126处与速度反馈信号(ω)进行比较。速度反馈信号(ω)通过对位置反馈信号(θ)进行微分来生成，如微分块123中所示。速度反馈信号(ω)还可以由速度滤波器块125滤波。速度误差信号从第二求和接合点126输出并且被输入到速度回路控制器128。根据示出的实施方式，速度回路控制器128是比例积分(PI)控制器。可选地，速度回路控制器128可以只是比例(P)控制器或者还包括微分(D)部件。速度回路控制器128的比例(P)、积分(I)和/或微分(D)部件中的每一个包括控制器增益。速度回路控制器增益通常被称为速度回路比例增益(Kvp)、速度回路积分增益(Kvi)和速度回路微分增益(Kvd)。速度回路控制器128的输出是加速度参考信号。
控制器120还可以包括前馈分支。根据示出的实施方式，控制器120包括用于速度元素和加速度元素二者的前馈分支。位置参考信号(θ*)47通过第一微分元件132以获得速度前馈信号。速度前馈信号乘以速度前馈增益(Kvff)134并且在第二求和接合点126处与速度参考信号(ω*)和速度反馈信号(ω)组合。速度前馈信号通过第二微分元件136以获得加速度前馈信号。加速度前馈信号乘以加速度前馈增益(Kaff)138并且在第三求和接合点140处与加速度参考信号组合以生成转矩参考信号(T*)。
从第三求和接合点140输出的转矩参考信号(T*)在生成用于逆变器部100的选通信号116之前被进一步处理。转矩参考信号(T*)作为输入被提供给滤波器部142，该滤波器部142可以包括一个或更多个滤波器以从控制系统中去除不期望的分量，包括例如低通滤波器，以衰减不需要的高频分量，或者包括陷波滤波器，以衰减对受控机械负载具有不期望的影响的特定频率分量。滤波器部142的输出通过转矩增益块144。转矩增益块144可以包括转矩常数(Kt)，该转矩常数(Kt)定义提供给马达10的电流与由马达输出的转矩之间的关系。转矩增益块144可以包括一个或更多个附加增益元素，例如与惯性相关的增益，该增益与转矩常数(Kt)结合以生成到电流调节器146的期望电流参考(I*)。电流调节器146在马达驱动器20的输出端接收来自电流传感器152的电流反馈信号(Ifdbk)，并且利用电流控制器，该电流控制器可以包括用于调节马达10中的电流的比例、积分和/或微分部件。
在控制器120处接收电流反馈信号(Ifdbk)作为与马达的各个相对应的信号。如图所示，电流反馈信号(Ifdbk)包括多个反馈信号，其中每个信号对应于在多相马达10的一个相上测量的电流幅度。对于三相马达，预期在马达的所有三相中测量电流幅度。可选地，在马达的两个相中测量电流幅度，并且根据两个被测量相的幅度来确定第三相的幅度。测量的反馈信号然后被提供给控制器120内的参考系变换器145以供电流调节器146使用。
参考系变换器145被配置成将电流反馈信号从测量信号的静态、物理参考系变换到旋转参考系。参考系变换器145接收静态参考系(Ifdbk)中测量的相电流和位置反馈信号(θ)作为输入。位置反馈信号(θ)对应于马达10的角位置。位置反馈信号(θ)可以是马达的机械角位置或者与提供给马达10的电流的电角度对应的电角度位置。然而，参考系之间的变换利用电流的电角度位置以将电流反馈信号从静态参考系转换到旋转参考系。因此，如果位置反馈信号(θ)是马达的机械角位置，则参考系变换器145首先根据马达中的极数将马达的机械角位置转换为电流的电角度。在静态参考系中，施加到马达10的电流以由马达控制器20输出的命令频率呈正弦变化。如果电流反馈信号被转换为以与命令频率相同的频率旋转的参考系，则旋转参考系与输出电流同步，并且电流反馈信号变为“DC”值或恒定值。
参考系变换器145用于将测量的电流反馈信号转换为以输出到马达10的电流的基频旋转的同步参考系。如以下式1和式2所示，系变换利用马达的电角度和马达中测量的电流幅度来生成以马达的基频旋转的同步电流反馈信号。式1定义了“d”轴中的电流，式2定义了“q”轴中的电流。当在d-q轴中提及反馈电流时，两种电流都存在。在同步参考系中从参考系变换器145输出的同步电流反馈信号也称为d-q参考系，包括电流的d轴分量和q轴分量二者。同步电流反馈信号被作为输入提供给电流调节器146，以生成电压参考信号，其中电压参考信号在被施加到马达10时生成期望的电流参考I*，电流参考I*被输入到电流调节器146。
Figure BDA0003431606770000101
Figure BDA0003431606770000102
其中，
θ＝电角度；
ia＝马达的相“a”中的电流幅度；
ib＝马达的相“b”中的电流幅度；以及
ic＝马达的相“c”中的电流幅度。
电流调节器146的输出被提供给栅极驱动器114，栅极驱动器114进而向逆变器部100生成开关信号116。栅极驱动器114的输出被示出为被提供给受控系统的工厂130。在运动控制系统中，工厂130通常包括马达驱动器20的逆变器部100、马达10、机械负载、位置反馈装置以及马达与机械负载之间或者马达与位置反馈装置之间的机械耦合。位置反馈装置生成由控制器120使用的位置反馈信号(θ)。
栅极驱动器模块114将从电流调节器输出的电压参考转换为具有可变幅度和频率的期望输出电压，其中幅度和频率被选择成产生马达10的期望操作。栅极驱动器模块114然后生成由脉冲宽度调制(PWM)或者由其他调制技术使用的选通信号116以控制逆变器部100中的开关元件以产生期望的输出电压。选通信号116随后启用/禁用晶体管106以向马达10提供期望的输出电压，这又导致耦合到马达10的机械负载的期望操作。
如前所述，电流调节器和调制例程以周期性间隔执行。过去，电流调节器和调制例程二者都以相同的周期性间隔执行。增加频率或减少电流调节器和调制例程以其执行的周期性间隔的持续时间允许马达驱动器20生成具有更接近地近似于正弦波形的基频分量的输出电压波形。用于逆变器100的功率开关器件的最新进展允许这些器件以更高的调制频率操作。然而，简单地增加电流调节器和调制例程执行的频率会增加处理器112的计算负担。本发明将电流调节器与调制例程的执行解耦，允许每个都以自己的周期性间隔执行，允许增加开关频率而不会显著增加处理器112的计算负担。
接下来转向图5，示出了用于执行电流调节器146和调制例程的周期性间隔的示例性时序图170。第一中断172以第一周期性间隔174TI执行，第二中断182以第二周期性间隔184TPWM执行。根据所示出的实施方式，第二中断182以第一中断172的四倍的频率发生。所示出的实施方式旨在是示例性的而非限制性的。设想第二中断182在第一中断172的每个实例中可以发生少于或多于四次。还设想马达驱动器20包括存储第一频率和第二频率二者的期望频率的参数，其中参数被存储在存储器115中，并且可以根据应用要求进行配置。根据本发明的一个实施方式，第一周期性频率可以被设置在一与二十千赫兹(1-20kHz)之间的频率，第二周期性频率可以被设置为大于五十千赫兹(>50kHz)。根据本发明的另一实施方式，第一频率可以被设置为高达三十二千赫兹(1-32kHz)，第二频率可以在五十至两百千赫兹(50-200kHz)的范围内。
如图5进一步说明的，电流调节器146和调制例程均在其各自的周期性间隔的一部分执行，由每个间隔内的散列区域示出。因此，对可以执行每个周期性间隔的上限频率的实际限制是执行电流调节器或者执行调制例程所需的持续时间。如果为每个模块分配专用处理核，则电流调节器或调制例程可以使用多达它执行的周期性间隔的整个持续时间。根据本发明的一个方面，栅极驱动器114可以是被配置成为处理器112减轻与调制例程相关联的计算负担的专用处理器、处理核或其他专用处理电路。尽管电流调节器146可以被实现为专用处理器或处理核，但是电流调节器通常由被配置成也执行其他任务的处理器来执行。因此，执行电流调节器146的频率将被设置为小于执行调制例程的频率。
以大于电流调节器的周期性间隔的周期性间隔执行调制例程会对输出电压产生一些不良影响。参照图10，示出了当电流调节器和调制例程解耦时由马达驱动器20生成的三相输出电压。输出电压的每一相190、192、194具有叠加在基频上的纹波电压。纹波电压是在调制例程执行的多个周期内保持从电流调节器生成的电压参考相同的结果。接下来参照图11，本发明人已经确定，外推电压参考以向调制例程的每个周期提供唯一的电压参考消除了电压纹波。图11中的每一相191、193、195对应于图10中的相同相190、192、194，除了在图11中的马达驱动器20的操作期间，向调制例程的每个周期提供唯一的电压参考。下面讨论用于外推电压参考的处理。
如上所述，电流调节器146通常被配置成调节d-q参考系中的电流。如式1和2所示，系变换利用来自位置反馈装置的测量的电角度θ将测量的三相电流转换到d-q参考系。由电流调节器生成的电压参考信号最初位于d-q参考系中。这些电压参考信号位于同步参考系中，并且对应于马达中产生的期望磁通(d轴)和转矩(q轴)。然而，为了向马达10提供电压，该电压必须是静态参考系中的电压输出。
静态参考系可以被表示为三相电压参考或者两相电压参考，在三相电压参考中，电压参考的每一相对应于马达10的一个相。两相静态参考系也称为α-β参考系。与参考系以马达的期望角速度旋转并且d轴和q轴上的电压参考变为恒定或DC值的同步参考系不同，静态参考系的参考系是静态的，并且α轴和β轴上的电压参考可以被表示为绕α轴和β轴的原点旋转的矢量。矢量的角度对应于马达10的期望电角度，并且矢量以马达10的期望角速度围绕α轴和β轴旋转。同步d-q参考系与静态α-β参考系之间的转换可以利用电角度θ的知识来执行。
预期本发明可以在多个不同的参考系中实现。此外，参考系之间的转换是马达10的期望角速度和马达的当前电角度的函数。图6至图9示出了本发明的四个示例性实施方式。下面将更详细地讨论每个示例性实施方式。然而，应当理解，这些实施方式是对本发明构思的说明，而不是对实现方式的限制。
首先转向图6，电流调节器146可以包括变换块，或者在提供三相静态参考系中的第一组电压参考信号200的电流调节器146之后可以存在单独的系变换块。可以使用克拉克(Clark)变换将三相电压参考信号200转换为两相静态参考系，克拉克变换可以在块202中实现。克拉克变换将a-b-c参考系中的三相电压转换为α-β参考系中的两相电压。如图6接下来所示，可以使用反正切块204和微分块206来确定马达10的期望电角度θ和期望角速度ω。微分块206通过以下来实现：存储来自先前的周期性间隔θ(k-1)的期望电角度并且找到连续周期之间的电角度的差，以基于执行微分块206的周期性间隔的持续时间来确定角速度。根据图6所示的实施方式，三相到两相变换202、反正切块204和微分块206均在第一周期性间隔TI中使用电流调节器执行。两相静态参考系(vα和vβ)中的第一电压参考、期望电角度θ和期望角速度ω均被提供给调制例程并保持恒定，直到第一周期性间隔TI中的下一个执行。
因此，调制例程接收马达10的第一参考电压、期望电角度和期望角速度作为输入。调制例程假设在第一周期性间隔TI的持续时间内需要恒定的角速度。对于在第一周期性间隔TI之一期间执行的第二周期性间隔TPWM中的每一个，调制例程外推第二组参考电压。电压外推块210使用第一电压参考220，该第一电压参考220可以被表示为α-β参考系中的矢量，并且确定一系列第二电压参考230。根据所示实施方式，第二周期性间隔TPWM以第一周期性间隔TI的频率的四倍执行。
调制例程利用第一电压参考220，并且根据马达10的期望角速度ω来确定在其期间电流调节器输出保持恒定的附加的第二周期性间隔中的每一个处马达的期望电角度。还参照图5，电流调节器在时间t0开始的第一周期性间隔174期间执行。在由散列区域指示的间隔的部分期间，执行被配置成在该间隔期间执行的所有指令，包括电流调节器146。电流调节器生成第一电压参考值220，然后在从时间t4开始的随后的第一周期性间隔174期间使用该第一电压参考值220。在时间t4处，再次执行被配置成在第一周期性间隔174期间执行的指令，包括电流调节器146，并且由电流调节器生成新的第一电压参考220，以在下一个第一周期性间隔174期间使用。该过程在每个第一周期性间隔174处连续重复。
调制例程然后在每个第二周期性间隔184期间执行。在从时间t4开始的第二周期性间隔184的情况下，调制例程确定在从时间t4-t7的每个第二周期性间隔184处马达10的预期电角度。在第二周期性间隔之一期间电角度的变化可以通过将预期角速度ω乘以第二周期性间隔TPWM的持续时间来确定。作为调制例程的输入而接收的电角度θ用作从时间t4开始的第二周期性间隔的电角度。每个随后的第二周期性间隔的电角度然后在每个周期性间隔增加该预期变化。在块210中作为矢量示出的第一电压参考值220可以用作该组第二电压参考值中的第一值。然后将矢量旋转与每个第二周期性间隔184的电角度的预期变化相等的电角度，以在第二组电压参考值230A、230B、230C中生成三个附加值。在从时间t5开始的第二周期性间隔处，调制例程使用来自该组第二电压参考的第二矢量230A。在从时间t6开始的第二周期性间隔处，调制例程使用来自该组第二电压参考的第三矢量230B。在从时间t7开始的第二周期性间隔处，调制例程使用来自该组第二电压参考的第四矢量230C。然后在块212处使用克拉克变换将α-β参考系中的电压矢量转换回三相参考电压。三相马达的每一相的期望输出电压用于针对马达驱动器20的逆变器部100中的每个开关器件生成开关信号116。
接下来转向图7，电流调节器146可以包括变换块，或者单独的系变换块可以存在于在两相静态参考系中提供第一组电压参考信号201的电流调节器146之后。因为第一组电压参考信号201已经在α-β参考系中，所以可以跳过图6中所示的克拉克变换202的初始步骤。反正切块204和微分块206均以与关于图6所讨论的相同的方式在第一周期性间隔TI中执行。两相静态参考系(vα和vβ)中的第一电压参考、期望电角度θ和期望角速度ω均被提供给调制例程并保持恒定，直到下一个第一周期性间隔TI执行。调制例程在每个第二周期性间隔TPWM处执行，以与上面关于图6讨论的相同方式外推第二组电压参考信号。
接下来转向图8，预期在d-q同步参考系中电流调节器146的输出可以被提供作为第一参考电压215。作为来自耦合到马达10并在系变换器145中使用的编码器的反馈信号而获得的电角度θ可以类似地被提供作为输出电压的期望电角度。提供如上文关于图6所讨论的微分块206以确定马达的期望角速度。两相同步参考系中的第一电压参考(vd和vq)、期望电角度θ和期望角速度ω均被提供给调制例程并保持恒定，直到下一个第一周期性间隔TI执行。可选地，为了使第一周期性间隔TI期间的附加计算最小化，可以仅向调制例程提供两相同步参考系中的第一电压参考(vd和vq)和期望电角度θ。这些值已知为电流调节器146的输出或者作为测量的反馈信号，并且不需要附加计算来在第一周期性间隔内发生。可以在第二周期性间隔TPWM中执行微分块206以确定期望角速度ω。
因此，如图8所示，调制例程接收至少第一参考电压和马达10的期望电角度作为输入。调制还可以接收期望角速度作为输入，或者可选地可以确定期望角速度。因为第一参考电压处于两相同步参考系中，所以第一参考电压的期望值不旋转，因此在每个第一周期性间隔174期间执行的四个第二周期性间隔184中的每一个中始终保持恒定。因此，外推块211仅需要确定连续第二周期性间隔184之间的电角度差Δθ(m)。在每个连续周期处，电角度在连续的第二周期性间隔184之间增加预期的电角度差Δθ(m)。参考电压和不同的电角度被提供给变换块213，此处变换块213被配置成执行帕克(Park)变换。帕克变换在两相同步系与三相静态系之间转换电压参考。变换块213的输出是与马达10的期望操作对应的三相参考电压。
现在转向图9，提供了与上面关于图6所讨论的在三相静态参考系中相同的第一电压参考信号200。可以使用克拉克变换将三相电压参考信号200转换为两相静态参考系，克拉克变换可以在块202中实现。在图9所示的实施方式中，期望电角度和角速度是在第一周期性间隔TI期间先前确定的值。作为结果，不需要上面讨论的反正切块204和微分块206。三相到两相变换202在第一周期性间隔TI中使用电流调节器再次执行。两相静态参考系(vα和vβ)中的第一电压参考、期望电角度θ和期望角速度ω被再次提供给调制例程并保持恒定，直到下一个第一周期性间隔TI执行。调制例程在每个第二周期性间隔TPWM处执行，以与上面关于图6讨论的相同方式外推第二组电压参考信号。
如图6至图9所示，本发明的若干不同实施方式允许外推第二组电压参考以供调制例程在第二周期性间隔处使用，其中第二组电压参考在第一周期性间隔中与电流调节器的执行解耦。使用马达在第二周期性间隔的每个实例的预期电角度、根据从电流调节器输出的第一电压参考信号来外推附加电压参考信号。
应当理解，本发明在其应用中不限于本文阐述的构造细节和部件的布置。本发明能够具有其他实施方式并且能够以各种方式来实践或执行。前述内容的变型和修改在本发明的范围内。还应当理解，本文中公开和限定的本发明扩展到从文本和/或附图提及或明显的单独特征中的两个或更多个的所有替选组合。所有这些不同的组合构成了本发明的各种替选方面。本文描述的实施方式解释了用于实践本发明的已知的最佳模式，并且将使本领域的技术人员能够利用本发明。
在先前的说明书中，已经参照附图描述了各种实施方式。然而，将明显的是，在不脱离如所附权利要求书中所阐述的本发明的更宽范围的情况下，可以对其进行各种修改和改变，并且可以实现附加的实施方式。因此，说明书和附图被认为是说明性而非限制性的。

Claims (20)

1.一种被配置成以高开关频率操作的逆变器，所述逆变器包括：
直流DC母线，其被配置成具有存在于所述DC母线上的DC电压；
输出端，其被配置成向能够操作地连接至所述逆变器的马达提供交流AC电压；
多个开关器件，其能够操作地连接在所述DC母线与所述输出端之间，其中，所述多个开关器件被选择性地控制以将所述DC电压转换为所述AC电压；以及
处理单元，其被配置成执行一系列指令以：
以第一更新速率确定第一参考电压，所述第一参考电压对应于提供给所述马达的期望AC电压，
以第二更新速率确定多个第二参考电压，其中，所述第二更新速率是所述第一更新速率的倍数，其中，所述多个第二参考电压中的每一个是所述第一参考电压和所述马达的期望旋转速度的函数。
2.根据权利要求1所述的逆变器，其中，所述处理单元还包括：
第一处理核，其被配置成以所述第一更新速率确定所述第一参考电压；以及
第二处理核，其被配置成以所述第二更新速率确定所述多个第二参考电压。
3.根据权利要求1所述的逆变器，其中，所述马达的期望旋转速度由角速度参考或角位置参考定义。
4.根据权利要求1所述的逆变器，其中：
所述第一参考电压是静态参考系中的三相电压，
在以所述第一更新速率执行的每个周期性间隔期间，所述第一参考电压的角位置被存储在所述逆变器的存储器中，并且
所述马达的期望旋转速度根据在先前周期性间隔存储在所述存储器中的所述第一参考电压的角位置的值以及在当前周期性间隔期间以所述第一更新速率确定的所述第一参考电压的角位置的值来确定。
5.根据权利要求1所述的逆变器，其中：
所述第一参考电压是静态参考系中的两相电压，
在以所述第一更新速率执行的每个周期性间隔期间，所述第一参考电压的角位置被存储在所述逆变器的存储器中，并且
所述马达的期望旋转速度根据在先前周期性间隔存储在所述存储器中的所述第一参考电压的角位置的值以及在当前周期性间隔期间以所述第一更新速率确定的所述第一参考电压的角位置的值来确定。
6.根据权利要求1所述的逆变器，还包括输入端，所述输入端被配置成接收来自能够操作地连接至所述马达的位置反馈装置的位置反馈信号，其中，所述位置反馈信号对应于所述马达的角位置。
7.根据权利要求6所述的逆变器，其中：
所述第一参考电压是同步参考系中的两相电压，并且
所述马达的期望旋转速度根据所述位置反馈信号来确定。
8.根据权利要求6所述的逆变器，其中：
所述第一参考电压是静态参考系中的三相电压，并且
所述马达的期望旋转速度根据所述位置反馈信号来确定。
9.一种用于以高开关频率操作逆变器的方法，所述方法包括以下步骤：
确定用于能够操作地连接至所述逆变器的输出端的交流AC马达的第一参考电压，其中，所述第一参考电压在第一周期性间隔期间被确定；以及
确定用于所述AC马达的多个第二参考电压，其中：
所述多个第二参考电压中的每一个以第二周期性间隔被确定，
所述第二周期性间隔比所述第一周期性间隔短，并且
所述多个第二参考电压中的每一个根据所述第一参考电压和所述马达的期望旋转速度来确定。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述马达的期望旋转速度由角速度参考或角位置参考定义。
11.根据权利要求9所述的方法，其中，所述第一参考电压是静态参考系中的三相电压，所述方法还包括以下步骤：
在以第一更新速率执行的每个周期性间隔期间，将所述第一参考电压的角位置的值存储在所述逆变器的存储器中；以及
根据在先前周期性间隔存储在所述存储器中的所述第一参考电压的角位置以及在当前周期性间隔期间以所述第一更新速率确定的所述第一参考电压的角位置来确定所述马达的期望旋转速度。
12.根据权利要求9所述的方法，其中，所述第一参考电压是静态参考系中的两相电压，所述方法还包括以下步骤：
在以第一更新速率执行的每个周期性间隔期间，将所述第一参考电压的角位置的值存储在所述逆变器的存储器中；以及
根据在先前周期性间隔存储在所述存储器中的所述第一参考电压的角位置以及在当前周期性间隔期间以所述第一更新速率确定的所述第一参考电压的角位置来确定所述马达的期望旋转速度。
13.根据权利要求9所述的方法，还包括以下步骤：在所述逆变器的输入端处接收来自能够操作地连接至所述马达的位置反馈装置的位置反馈信号，其中，所述位置反馈信号对应于所述马达的角位置。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述第一参考电压是同步参考系中的两相电压，所述方法还包括以下步骤：根据所述位置反馈信号确定所述马达的期望旋转速度。
15.根据权利要求13所述的方法，其中，所述第一参考电压是静态参考系中的三相电压，所述方法还包括以下步骤：根据所述位置反馈信号确定所述马达的期望旋转速度。
16.一种被配置成以高开关频率操作的逆变器，所述逆变器包括：
直流DC母线，其被配置成具有存在于所述DC母线上的DC电压；
输出端，其被配置成向能够操作地连接至所述逆变器的马达提供交流AC电压；
多个开关器件，其能够操作地连接在所述DC母线与所述输出端之间，其中，所述多个开关器件被选择性地控制以将所述DC电压转换为所述AC电压；以及
处理单元，其被配置成执行一系列指令以：
以第一更新速率执行电流调节器，其中，所述电流调节器生成第一参考电压，以及
以第二更新速率执行调制例程，其中：
所述第二更新速率是所述第一更新速率的至少两倍，并且
所述调制例程根据所述第一参考电压和所述马达的期望旋转速度生成多个第二参考电压。
17.根据权利要求16所述的逆变器，其中：
所述电流调节器输出作为静态参考系中的三相电压的所述第一参考电压，
所述处理单元还被配置成执行系变换，
所述系变换向两相静态参考系中的所述调制例程提供所述第一参考电压，
所述系变换向所述调制例程提供所述第一参考电压的角位置和角速度，并且
所述调制例程根据所述两相静态参考系中的所述第一参考电压以及所述第一参考电压的角位置和角速度生成所述多个第二参考电压。
18.根据权利要求16所述的逆变器，其中：
所述电流调节器输出作为静态参考系中的两相电压的所述第一参考电压，
与所述两相电压对应的角位置和角速度被提供给所述调制例程，并且
所述调制例程根据两相静态参考系中的所述第一参考电压以及所述第一参考电压的角位置和角速度生成所述多个第二参考电压。
19.根据权利要求16所述的逆变器，其中：
所述电流调节器输出作为同步参考系中的两相电压的所述第一参考电压，
与所述两相电压对应的角位置和角速度被提供给所述调制例程，并且
所述调制例程根据两相同步参考系中的所述第一参考电压以及所述第一参考电压的角位置和角速度生成所述多个第二参考电压。
20.根据权利要求16所述的逆变器，其中：
所述电流调节器输出作为静态参考系中的三相电压的所述第一参考电压，
所述处理单元还被配置成执行系变换，
所述系变换向两相参考系中的调制例程提供所述第一参考电压，
所述系变换向所述调制例程提供所述第一参考电压的角位置和角速度，并且
所述调制例程根据所述两相参考系中的所述第一参考电压以及所述第一参考电压的角位置和角速度生成所述多个第二参考电压。
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