JP2010057216A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストの誘導電動機を、高効率で駆動できるインバータ装置を提供する。
【解決手段】インバータ装置１は、インバータ回路３の各相出力端子を誘導電動機４の主巻線４ｂ，補助巻線４ａ，中性線にそれぞれ接続し、直流電源２より供給される直流電圧を２相の概略正弦波ＰＷＭ電圧に変換し、電流検出部５により検出される直流電源電流から主巻線４ｂ及び補助巻線４ａの電流を検出すると、主巻線４ｂ，補助巻線４ａのインダクタンス値及び抵抗値を平衡化し、ベクトル制御演算部６は、ベクトル制御演算により誘導電動機４への２相電圧を決定する。そして、ＰＷＭ信号形成部５は、前記２相電圧に応じてインバータ回路３を制御するＰＷＭ信号を形成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、２相誘導電動機を高い効率で駆動することができるインバータ装置に関する。

現在、産業機器や家電機器に使用されるモータを高い効率で駆動する技術としては、例えばブラシレスＤＣモータのような永久磁石型電動機をインバータ駆動する構成が優れており、エアコンや冷蔵庫などに使用されている。しかしながら、永久磁石型電動機は高価であり、世界的な規模で広く普及させるには限界がある。一方、単相誘導電動機は、単相電源に直結される主巻線と、単相電源と進相コンデンサを介して接続される補助巻線を備えており、低価格であるため世界的に広い範囲で使用されているが、近年、省エネルギー化が重要となる中で、斯様な電動機の高効率駆動が課題となっている。

単相誘導電動機をインバータ駆動する技術として、例えば特許文献１では、３アームの半導体スイッチを有して主巻線端子、補助巻線端子、共通端子に接続し、９０度位相差の３種の正弦波電圧をＰＷＭ出力することにより、主巻線と補助巻線に９０度位相差の正弦波電圧を供給する構成が開示されている。また、高効率化のインバータ駆動技術として特許文献２には、位置センサレス方式によりベクトル制御する技術が示されている。
特開平０２−１１１２８８号公報 特開昭６４−８８９６号公報

しかしながら、特許文献１のように誘導電動機の主巻線と補助巻線とに９０度位相差の正弦波電圧を供給するだけでは高い効率で駆動できず、高効率で駆動するには、主巻線と補助巻線の夫々について最適な振幅の電流を９０度位相差で流す必要がある。また、特許文献２では、３相で各相平衡の誘導電動機に対するセンサレスベクトル制御が開示されているが、巻線仕様の異なる主巻線と補助巻線からなる２相の誘導電動機にはそのまま適用することはできない。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、世界中に広く普及している低コストの誘導電動機を高効率で駆動できるインバータ装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明のインバータ装置は、巻線仕様の異なる主巻線と補助巻線とからなる誘導電動機を駆動するものであって、
各相出力端子が、前記誘導電動機の主巻線（Ｂ相），補助巻線（Ａ相），中性線（Ｎ相）にそれぞれ接続され、直流電源を２相の概略正弦波ＰＷＭ電圧に変換する３アームのインバータ回路と、
直流電源電流から、前記主巻線及び前記補助巻線それぞれの電流を検出する電流検出手段と、
前記主巻線，前記補助巻線それぞれのインダクタンス値及び抵抗値から、平衡化したインダクタンス値及び抵抗値を求め、この平衡化したインダクタンス値及び抵抗値に基づいてベクトル制御演算により前記誘導電動機への２相電圧を決定するベクトル制御演算手段と、
前記２相電圧に応じて前記インバータ回路を制御するＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ信号形成手段とを備えることを特徴とする。

本発明のインバータ装置によれば、誘導電動機の主巻線と補助巻線とに夫々独立した電圧を供給でき、それぞれに最適な電流を流すことができるから、誘導電動機を最大効率で駆動できる。また、ベクトル制御により、始動時や過負荷時には自動的に周波数を低減させるので、誘導電動機を停止させることなく回転を継続できる。

（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図７を参照して説明する。インバータ装置１の構成を示す図１において、直流電源２は、交流電源２ａ，図示しないリアクトルと整流ダイオード２ｂ，コンデンサ２ｃによって構成されている。直流電源２には、例えば抵抗素子からなる電流検出素子１１（ワンシャント電流検出）を負側に介して、例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの６個のスイッチング素子を３相ブリッジ接続した３アームのインバータ回路３が接続されている。

インバータ回路３の出力端子の内、端子Ｕは誘導電動機４の補助巻線４ａに（Ａ相）、端子Ｖは主巻線４ｂに（Ｂ相）、端子Ｗは補助巻線４ａと主巻線４ｂとの中点に（Ｎ相）接続されている。ここで、誘導電動機４は、通常は補助巻線にコンデンサを配置して単相交流電源で動作するコンデンサラン型の単相電動機よりコンデンサを排除したもの（２相誘導電動機）で、補助巻線４ａと主巻線４ｂとは巻数や線径が異なる所謂不平衡の状態である。誘導電動機４は、例えば冷蔵庫のヒートサイクルを構成するコンプレッサに内蔵されるコンプレッサモータ等である。
電流検出部５（電流検出手段）は、電流検出素子１１と、その両端電圧を増幅し、ＡＤ変換によりマイクロコンピュータ（マイコン）８が取り扱える電流データＩdcにする電流検出部１２、及びマイコン８内でソフトウェアにより構成される第１電流変換部１３からなっている。

ベクトル制御演算部６（ベクトル制御演算手段）は、マイコン８のソフトウェアにより実現される機能であり、第２電流変換部１４（電流平衡化手段）、ｄｑ軸に変換する第３電流変換部１５、回転角を決定する誘起電圧演算部１６、周波数推定部１７、積分部１８、ｄｑ軸電圧を決定する加算器２８及び２９、ＰＩ演算器２１及び２３、磁束指令部２２、出力電圧を決定する第１電圧変換部２４，第２電圧変換部２５（電圧不平衡化手段）から構成されている。ＰＷＭ信号形成部７（ＰＷＭ信号形成手段）は、ソフトウェアにより実現される第３電圧変換部２６（指令電圧演算手段），ＰＷＭ部２７で構成される。

また、マイコン８には、直流電源２が出力するＤＣ電圧に対するインバータ回路３の出力電圧の比を求める電圧率演算部１９、その結果に基づく周波数指令部２０が設けられている。インバータ回路３の直流母線間には、例えば分圧抵抗で構成される直流電圧検出部３０（直流電圧検出手段）が配置されており、検出された電圧Ｖdcは、電圧率演算部１９及び電圧変換部２６に与えられている。

次に、本発明の作用について図２乃至図７を参照して説明する。図２及び図３は、マイコン８の例えば三角波であるＰＷＭ搬送波の振幅がボトム（ゼロレベル）に達したタイミングで繰り返し発生する、ＰＷＭ割り込みの処理のフローチャートを示している。図中の（数字）は、図１の機能ブロック内に付したものと対応させている。

ステップＳ１０１の（１）電流変換は、電流検出部１２により検出電流ＩdcをＡ／Ｄ変換した２個の電流データＡＤ０，ＡＤ１から誘導電動機４の巻線電流Ｉａ，Ｉｂを演算すると共に、電流検出部１２のＡＤ変換タイミングを設定する機能をしている。ステップＳ１０１の（１）電流変換では、後述する領域：Zoneに応じて次の計算をする。
If Zone=１ → Ｉａ= ＡＤ１−ＡＤ０ Ｉｂ= ＡＤ０
If Zone=２ → Ｉａ=−ＡＤ１ Ｉｂ= ＡＤ０
If Zone=３ → Ｉａ=−ＡＤ１ Ｉｂ= ＡＤ１−ＡＤ０
If Zone=４ → Ｉａ= ＡＤ１−ＡＤ０ Ｉｂ=−ＡＤ１
If Zone=５ → Ｉａ= ＡＤ０ Ｉｂ=−ＡＤ１
If Zone=６ → Ｉａ= ＡＤ０ Ｉｂ= ＡＤ１−ＡＤ０
そして、Zone=０の場合は処理なしとする。

更に、この処理では、後述するステップＳ１１７：（１４）電圧変換において、前回に決定したデューティデータＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗに応じて、図４（ｃ）の電流変換テーブルに示すようにZoneを決める。
|Ｄｕ−Ｄｖ|＜２Ｍ or |Ｄｖ−Ｄｗ|＜２Ｍ or |Ｄｗ−Ｄｕ|＜２Ｍ
→ Zone=０
Ｄｗ＜Ｄｕ＜Ｄｖ → Zone=１
Ｄｕ＜Ｄｗ＜Ｄｖ → Zone=２
Ｄｕ＜Ｄｖ＜Ｄｗ → Zone=３
Ｄｖ＜Ｄｕ＜Ｄｗ → Zone=４
Ｄｖ＜Ｄｗ＜Ｄｕ → Zone=５
Ｄｗ＜Ｄｖ＜Ｄｕ → Zone=６
すなわち、デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗの大小関係に応じて、Zone=（１〜６）が決定される。

更に、電流変換テーブルに基づいて、電流検出部１２のＡＤ変換タイミングを設定する。２個のＡＤ変換器のうち、ＡＤ１は搬送波のボトムタイミング固定として、ＡＤ０のタイミングをZoneに応じて決定し、夫々２個のＡＤ変換器に設定する。
If Zone=１ → Ｔ（Ｄｕ＋Ｍ）
If Zone=２ → Ｔ（Ｄｗ＋Ｍ）
If Zone=３ → Ｔ（Ｄｖ＋Ｍ）
If Zone=４ → Ｔ（Ｄｕ＋Ｍ）
If Zone=５ → Ｔ（Ｄｗ＋Ｍ）
If Zone=６ → Ｔ（Ｄｖ＋Ｍ）
定数Ｍは、インバータ回路３の遅れ時間やスイッチング後の電流の振動時間に応じて、それらの影響を排除するように決定される。また、定数ＭはZone=０の決定にも使用されており、２相間のデューティの差の絶対値が２Ｍ未満となるZone=０の場合は処理なしとする。

そして、この場合のＴは、次回にＡＤ０のデータを取得する場合に、搬送波のボトムを基準として、その進み側でのタイミングを指定する関数である。例えば図５（ａ）に示すように、Ｔ（Ｄｗ＋Ｍ）であれば、次回に搬送波レベルがボトムに達する時点より（Ｄｗ＋Ｍ）の進み側のタイミングで変換されたＡＤ０のデータを取得することになる。これにより、電流検出部１２のＡＤ変換器は、設定したタイミングで自動的にＡＤ変換を行い、変換されたデータはＡＤ０，ＡＤ１として保持される。

ステップＳ１０１（１）で行う電流変換を、図４及び図５のタイミングチャートを参照して説明する。図４（ａ）は、後述するステップＳ１１７：（１４）電圧変換で形成された通電信号に応じて、インバータ回路３が出力する電圧波形を示している。実際はＰＷＭ波形であるがここではアナログ的に表現している。このように各相のデューティＤｗ，Ｄｖ，Ｄｕの大小を比較することで、Zoneとして６種に分けられる。尚、Zone=０は、各Zoneが遷移する領域の付近に位置する。

図４（ｂ）は、各Zoneに対応するＰＷＭ波形を示す。例えばZone=２において、ＡＤ０のタイミングでは、電流検出素子１１に流れる電流Ｉｄｃは主巻線４ｂの電流Ｉｂと一致し、ＡＤ１のタイミングでは、電流Ｉｄｃは補助巻線４ａの電流Ｉａのマイナス（インバータ回路３の対応する相の下アームがオン）と一致する。尚、図４（ａ）に示すＢ相の波形（実線），Ａ相の波形（破線），Ｎ相の波形（１点鎖線）と、図４（ｂ）に示す各線種のＰＷＭ波形とは対応している。

図５は、Zone=２の場合について更に詳細なタイミングチャートを示している。この場合、（１）電流変換では、搬送波のレベルがボトムに達したタイミングの直後に動作し、電流検出素子１１の端子電圧をＡＤ変換すれば、電流Ｉａ，Ｉｂを検出できる。図５（ｂ）に示すように、毎回次のZoneを決定し、Zoneに応じたＡＤ変換タイミングを決定することで電流検出が継続される。例えばデューティＤｖ，Ｄｗの値が近い場合には、スイッチングが電流振幅に及ぼす影響により正確な検出ができないことがあり得るが、上記の処理では定数Ｍを設けてZone=０を設定することで、影響を受けないようにしている。

再び、図２を参照する。ステップＳ１０２では上記のZoneにより以下のステップＳ１０３及びＳ１０４を実行するか否かを判定する。Zone=０の場合は電流Ｉａ，Ｉｂが更新されないので、ステップＳ１０３及びＳ１０４の処理が不要となる。Zone≠０の場合、ステップＳ１０３の（２）電流変換では、次の計算が行われる。
Ｉα＝（Ｌａ／Ｌｂ）Ｉａ …（１）
Ｉβ＝Ｉｂ …（２）
ここで、Ｌａ、Ｌｂは補助巻線４ａ，主巻線４ｂのインダクタンス値である。このように、主巻線４ｂを基準に補助巻線４ａの電流を変換することで、不平衡の誘導電動機４の電流を、仮想的な平衡誘導電動機の電流として取り扱うことができる。尚、図２において、破線の枠外に記載されている「Ｉα＝Ｉβ＝０」は、初期値を示す（以降のステップについても同様）。

図６は、モータ電流を平衡化する演算処理を概念的に示している。すなわち、実際のモータ４は２相巻線が不平衡であるが、ベクトル制御演算を行うに当たり２相巻線を平衡化した仮想モータとして取り扱う。そのために、巻線のインダクタンス値と抵抗値とを平衡化した値にする。
更に、ステップＳ１０４の（３）電流変換では、次の演算が実行される。
θet=θｅ＋Ｔωｅ（Ｉ） …（３）
Ｉｄ= Ｉαcosθet＋Ｉβsinθet …（４）
Ｉｑ=−Ｉαsinθet＋Ｉβcosθet …（５）
ここで、Ｔは割込み演算周期、ωｅ（Ｉ）は後述する（５）周波数推定で前回に演算された周波数の積分成分である。θetは前回の演算結果に基づいて最新の電気角を示し、上記の（４），（５）式でｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換される。

次にステップＳ１０５の誘起電圧演算により、ｄｑ軸上の誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑが演算される。演算に必要な誘導電動機のインダクタンス値Ｌは主巻線４ｂを基準とし、抵抗値Ｒは電力方程式の関係から下記のように設定する。
Ｌ＝Ｌｂ …（６）
Ｒ＝｛Ｒａ（Ｌｂ／Ｌａ）^２＋Ｒｂ｝／２ …（７）
Ｅｄ=Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ−Ｌｄ・Ｉｄ／ｄｔ＋ωｅ（Ｉ）Ｌ・Ｉｑ …（８）
Ｅｑ=Ｖｑ−Ｒ・Ｉｑ−Ｌｄ・Ｉｑ／ｄｔ＋ωｅ（Ｉ）Ｌ・Ｉｄ …（９）
ωｅ（Ｉ）は、後述する（５）周波数推定で前回に演算された周波数の積分成分である。

（６）式は、主巻線４ｂを基準としたインダクタンスをＬとしている。この場合、Ｌａ，Ｌｂの関係から、主巻線４ｂと同じ磁束を発生させるため、補助巻線４ａに必要な電流は、（Ｌｂ／Ｌａ）倍となる。（７）式の抵抗Ｒは、巻線に電流１Ａを通電した場合の電力量から演算している。すなわち、電流１Ａの通電による主巻線４ｂの銅損は、
Ｒｂ・｛１／√（２）｝・｛１／√（２）｝＝Ｒｂ／２ …（７．１）
となり、補助巻線４ａの銅損は、（Ｌｂ／Ｌａ）倍の電流を流すことから、
Ｒａ・（Ｌｂ／Ｌａ）｛１／√（２）｝・（Ｌｂ／Ｌａ）｛１／√（２）｝
＝Ｒａ・（Ｌｂ／Ｌａ）^２／２ …（７．２）
となり、前銅損はこれらの和となる。尚、「√（２）」は２の平方根を示す。
ベクトル制御に使用する、平衡化した仮想巻線抵抗Ｒは、
Ｒｂ／２＋Ｒａ・（Ｌｂ／Ｌａ）^２／２
＝２・Ｒ・｛１／√（２）｝・｛１／√（２）｝ …（７．３）
となるから、（７）式が導出される。

ステップＳ１０６では、フラグStartが判定される。このフラグは、インバータ装置１にon信号が供給されてから数秒間はon、それ以降はoffとなることで始動直後か否かを示す。Start=onの場合、ステップＳ１０７の（５）周波数推定は省略されて、電気的周波数ωｅ、周波数の積分成分ωｅ（Ｉ）は、定格周波数の数分の一である最低値のωlowに固定される。一方、Start=offの場合、ステップＳ１０７の（５）周波数推定では次の演算が実行される。
ωｅ（Ｉ）=ωｅ（Ｉ）−Ｋｉ・Ｅｄ …（１０）
ωｅ=ωｅ（Ｉ）−Ｋｐ・Ｅｄ …（１１）
ここでＫｉとＫｐはゲイン定数である。

（１０），（１１）式では、ｄ軸誘起電圧に基づいて電気周波数ωｅをＰＩ（比例積分）演算する。更に、ステップＳ１０８の（６）積分でωｅの積分が演算され、この結果を電気角θｅと定める。これらのステップＳ１０７と１０８の結果により、前述のステップＳ１０４の（３）電流変換や後述するステップＳ１１５の（１２）電圧変換が繰り返し実行され、閉ループにより電気的周波数や電気角が決定されて、所謂位置センサレス，電流センサレスのベクトル制御が成立する。

ステップＳ１０９の（７）電圧率演算では、インバータ装置１が出力し得る最大電圧に対する現在の出力電圧の割合が計算される。
Ｖdqdc=｛２・（Ｖｄ・Ｖｄ＋Ｖｑ・Ｖｑ）｝^１／２ …（１２）
Ｖrate= Ｖdqdc／（Ｖｄcave−Ｖ） …（１３）
ただし、電圧Ｖdcaveは、直流電源２の出力である直流電圧検出値Ｖdcの移動平均値、電圧Ｖdqdcは、後述するステップＳ１１６の（１３）電圧変換で、前回の結果に基づくインバータ装置１の現在の出力電圧を直流電圧化した値であり、その割合をＶrateとして演算する。ここでＶはＶdcの変動を考慮した電圧の余裕値であり、直流電圧の５%程度の値が設定される。

続いて図３に示すステップＳ１１０では再びフラグStartが判定され、Start=onの場合、ステップＳ１１１〜Ｓ１１３を実行することなくステップＳ１１４に移行し、周波数指令ωｒは最低値ωlowに固定される。また、ｑ軸電流指令Ｉqrは予め定めた始動電流としてＩqr０が設定される。
Start=offの場合、ステップＳ１１１の（８）周波数指令では、次の演算により周波数指令ωｒが決定される。電圧率Ｖrateが小さく出力電圧に余裕があれば周波数指令ωｒを増し、電圧率Ｖrateが大きければ減少させるようにゲイン定数Ｋｚで調整されている。以って、電圧率Ｖrateが１００%になるように周波数指令ωｒが決定される。
ωｒ=ωｒ−Ｋｚ・（Ｖrate−１） …（１４）
ωlow＜ωｒ＜ωhigh
すなわち、周波数指令ωｒの最小値ωlow，最大値ωhighは、誘導電動機４を含むシステムの機械的制約により制限される。

ステップＳ１１２の（９）ＰＩ演算では、
Ｉqr（Ｉ）=Ｉqr（Ｉ）＋Ｋsi（ωｒ−ωｅ（Ｉ）） …（１５）
Ｉqr=Ｉqr（Ｉ）＋Ｋsp（ωｒ−ωｅ（Ｉ）） …（１６）
として、周波数指令ωｒと電気周波数ωｅとの差に応じてトルク電流指令Ｉqrを決定する。ここで、Ｋsi，Ｋspはゲイン定数である。

更に、ステップＳ１１３の（１０）磁束指令では、周波数指令ωｒに応じて誘導電動機４に必要な磁束電流指令Ｉdrを適当な関数ｆで決定する。
Ｉdr=ｆ（ωｒ） …（１７）
ステップＳ１１４の（１１）ＰＩ演算では、次の演算によりｄｑ軸の電圧Ｖｄ，ＶｑをＰＩ演算する。
Ｖｄ（Ｉ） = Ｖｄ（Ｉ）＋Ｋvi（Ｉdr−Ｉｄ） …（１８）
Ｖｄ=Ｖｄ（Ｉ）＋Ｋvp（Ｉdr−Ｉｄ） …（１９）
Ｖｑ（Ｉ）=Ｖｑ（Ｉ）＋Ｋvi（Ｉqr−Ｉｑ） …（２０）
Ｖｑ=Ｖｑ（Ｉ）＋Ｋvp（Ｉqr−Ｉｑ） …（２１）
ここで、Ｋvi，Ｋvpはゲイン定数である。

更に、ステップＳ１１５の（１２）電圧変換とステップＳ１１６の（１３）電圧変換により、誘導電動機４の各巻線に対して出力するべき電圧Ｖａ，Ｖｂを演算する。
Ｖα=Ｖｄcosθｅ−Ｖｑsinθｅ …（２２）
Ｖβ=−Ｖｄsinθｅ＋Ｖｑcosθｅ …（２３）
Ｖａ=（Ｌｂ／Ｌａ）Ｖα …（２４）
Ｖｂ=Ｖβ …（２５）
Ｖｎ=０ …（２６）
ここで、（１３）電圧変換は、主巻線４ｂを基準に補助巻線４ａの電圧を変換する不平衡化演算を行っている。

次に、ステップＳ１１７の（１４）電圧変換は以下の演算を実行する。
base=min（Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｎ） …（２７）
Ｖｕ=Ｖａ−base …（２８）
Ｖｖ=Ｖｂ-base …（２９）
Ｖｗ=Ｖｎ-base …（３０）
Ｄｕ=Ｖｕ／Ｖdc …（３１）
Ｄｖ=Ｖｖ／Ｖdc …（３２）
Ｄｗ=Ｖｗ／Ｖdc …（３３）
（２７）式は、補助巻線４ａ，主巻線４ｂ，それらの中点に出力すべき電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｎのうち、最小値を選択してbaseとして設定する処理である。（２８）〜（３３）式は、上記電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｎのそれぞれについて最小電圧baseを基準とした差によりインバータ回路３の出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定することで、最小の電圧出力をゼロ、即ち対応する相のスイッチングを行わず二相変調化するための演算である。更にこれらに対し、直流電圧Ｖdcを基準にして各相のＰＷＭデューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗを決定することで、直流電圧Ｖdcの変動に依存せず、インバータ回路３の電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを誘導電動機４に供給する。

ＰＷＭ回路２７は、マイコン８の動作により決定されたＰＷＭデューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗに応じて、これらを所定周期の搬送波と比較してＰＷＭ信号化し、インバータ回路３の各スイッチング素子をオンオフ制御する。このときの出力電圧波形は図４（ａ）の波形となる。
以上の動作がＰＷＭ搬送波周期毎の割込み処理で繰り返され、マイナーループにおいて負荷トルクに応じて周波数を制御することにより、誘導電動機４を脱調せず最大効率で駆動する。また、メジャーループにおいて、誘導電動機４を直流電圧に応じた最大の周波数に制御できる。その結果、誘導電動機４は、負荷トルクと直流電圧に応じた最大の周波数，回転数で動作する。

図７は、インバータ装置１の効果を示すものであり、横軸に負荷トルク、縦軸に周波数と消費電力を表示している。ＡＣ２００Ｖ電源用のコンデンサラン型誘導電動機の特性を１点鎖線で示している。コンデンサを補助巻線に設けてＡＣ２００Ｖ電源で直動する場合、周波数は交流電源に依存して一定であり、消費電力は総じて大きい。これに対して、インバータ装置１で駆動した場合を実線で示している。また、破線は、コンデンサラン型誘導電動機の出力トルクを増加させた場合に、駆動が停止した場合を示す。

３アームのインバータ回路３で駆動する場合、誘導電動機４に供給できる電圧は１／√（２）となり始動時の負荷トルクは低下するが、インバータ装置１では周波数を下げて始動するので、若干少ない負荷トルクでも始動が可能となる。誘導電動機４を始動した後は、負荷トルクの減少に伴い周波数を高めて、安定負荷トルクの状態では定格周波数と同等か、或いはそれを上回る周波数で駆動する（可変周波数Ｚ＿Ｈｚ）。したがって、消費電力を、コンデンサラン型の単相誘導電動機を交流電源で直動する場合（Ｘ＿Ｗ）に比較して飛躍的に減少させることが可能となる（Ｚ＿Ｗ）。また、駆動中に負荷トルクが増加した場合は周波数を低下させるように制御するので、脱調して停止に至ることはない。

以上のように本実施例によれば、インバータ装置１は、インバータ回路３の各相出力端子を誘導電動機４の主巻線４ｂ，補助巻線４ａ，中性線にそれぞれ接続して、直流電源２より供給される直流電圧を２相の概略正弦波ＰＷＭ電圧に変換し、電流検出部５により検出される直流電源電流から主巻線４ｂ及び補助巻線４ａそれぞれの電流を検出すると、主巻線４ｂ，補助巻線４ａそれぞれのインダクタンス値及び抵抗値を平衡化して、ベクトル制御演算部６は、ベクトル制御演算により誘導電動機４への２相電圧を決定する。そして、ＰＷＭ信号形成部５は、前記２相電圧に応じてインバータ回路３を制御するＰＷＭ信号を形成するようにした。

したがって、誘導電動機４の主巻線４ｂと補助巻線４ａに夫々独立した電圧を供給でき、それぞれに最適な電流を流すことができるから、誘導電動機４を最大効率で駆動できる。また、始動時や過負荷時には自動的に周波数を低減させるから、誘導電動機４を停止させることなく回転を継続できる。更に、ベクトル制御により負荷トルクに対応して駆動周波数を変化させ、２相構成の誘導電動機４を低い消費電力で駆動することができる。
また、主巻線４ｂと補助巻線４ａに対して３アームのインバータ回路３を使用することで、低コスト化を図ることができ、３アームの内１アームは常にスイッチングしない状態（２相変調）に制御するので、インバータ回路３での損失も低減できる。

また、ベクトル制御演算部６は、電流検出部５により検出される主巻線電流Ｉｂ，補助巻線電流Ｉａに、補助巻線４ａと主巻線４ｂとのインダクタンス比を乗算して、電流の水平成分Ｉα及び垂直成分Ｉβを求め、電圧の水平成分Ｖα及び垂直成分Ｖβに、主巻線４ｂと補助巻線４ａとのインダクタンス比を乗算して、誘導電動機４への２相電圧Ｖａ，Ｖｂを求めるので、主巻線４ｂと補助巻線４ａが不平衡である誘導電動機４に対して、ベクトル制御を容易に適用できる。

また、ＰＷＭ信号形成部５は、ベクトル制御演算部６で決定された２相電圧Ｖａ，Ｖｂ及び中点電圧Ｖｎの内の最小値baseを求め、その最小値baseを基準とする相対値としてＰＷＭ信号の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを演算し、指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを直流電圧Ｖdcで除算した結果をＰＷＭ信号の各相デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗとするので、直流電源２の電圧変動に対してＰＷＭデューティが自動調整されるから、電源事情が良くない条件下でも、誘導電動機４に最適な通電を保つことができ、供給電圧に影響せず高効率を維持し、電圧変動に伴う振動の発生を抑制できる。また、検出した直流電圧Ｖdcに応じて駆動周波数を制御するので、常に最大出力を発揮するように誘導電動機４を制御できる。

加えて、電流検出部５は、指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ又はＰＷＭデューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗの関係に基づいて通電状態を７種類の領域：Zoneに分類し、各Zoneについて電流検出を複数回行うタイミングと、各タイミングの検出結果と主巻線電流Ｉｂ，補助巻線電流Ｉａとの関係を決定するので、電流検出に、直流母線に挿入した電流検出素子１１を用いることができ、誘導電動機４の各巻線と直列に電流検出回路を設ける場合と比べてコストを低減できる。

（第２実施例）
図８は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図８は、第１実施例の図４相当図である。第２実施例は、図１における（１）電流変換部１３、図２におけるステップＳ１０１の（１）電流変換を簡略化したもので、ＡＤ変換器としてＡＤ０を使用せず、ＡＤ１のみを使用し、図８に示すように電流変換テーブルを変更している。

この電流変換テーブルでは、Zoneを２，５，０の３種のみとしている。また、ＡＤ変換器ＡＤ１のみであるから変換タイミングは搬送波ボトム固定で良い。Zone=２は、Ｂ相上アームとＮ相下アームとの間のみで通電する領域であり（Ｄｕ＜Ｄｗ＜Ｄｖ）、Zone=５は、Ａ相上アームとＮ相下アームとの間のみで通電する領域で（Ｄｖ＜Ｄｗ＜Ｄｕ）、Zone=０はそれら以外の全てとなる。
この場合、電流検出はZone=２，５のときだけ可能となるが、２相巻線の誘導電動機４であるため、これらのZoneだけでも電気角１８０degと半分を占める。また、同じタイミングで電流Ｉａ、Ｉｂの両方ともに検出することはできないが、負荷が比較的安定している例えば冷蔵庫等の用途では高い応答性を必要としないので適用に全く問題はない。

以上のように第２実施例によれば、電流検出部５は、指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ又はＰＷＭデューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗの関係に基づいて、通電状態を、Ｂ相上アームとＮ相下アームとの間のみで通電する領域Zone=２と、Ａ相上アームとＮ相下アームとの間のみで通電する領域Zone=５と、それ以外の領域Zone=０との３種類に分類し、各領域について電流検出を行うタイミングと、その検出結果と主巻線電流Ｉｂ，補助巻線電流Ｉａとの関係を決定するので、より簡単に制御を行うことができる。

本発明は上記し、又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
第１実施例におけるZone＝０については、必ずしも２相間のデューティの差の絶対値が２Ｍ未満となるように設定する必要はなく、要は、実際の処理において、２相間のデューティの差が有意に検出することができないレベルを適宜見極めて、適当な範囲に設定すれば良い。
すべり周波数や誘導電動機の回転子回転周波数の演算を省略せず、演算するようなベクトル制御を採用してもよい。
電源を単相２００Ｖ、誘導電動機を２００Ｖ系として説明したが、１００Ｖ系の誘導電動機としたり、電源を３相、１００Ｖ、また、直流電源形成部を倍電圧整流などに替えても良い。

本発明の第１実施例であり、インバータ装置の構成を示す図 ＰＷＭ割込みの処理のフローチャート（その１） ＰＷＭ割込みの処理のフローチャート（その２） （ａ）は通電信号に応じてインバータ回路が出力する電圧波形、（ｂ）は各Zoneに対応するＰＷＭ波形を示す図 （ａ）はZone＝２の場合の詳細な図４（ｂ）相当図、（ｂ）は（ａ）に対応する処理内容、（ｃ）は電流変換テーブルを示す図 モータ電流を平衡化する演算処理を説明する図 インバータ装置の効果を説明する図 本発明の第２実施例を示す図５相当図

符号の説明

図面中、１はインバータ装置、２は直流電源、３はインバータ回路、４は誘導電動機、４ａは補助巻線、４ｂは主巻線、５は電流検出部（電流検出手段）、６はベクトル制御演算部（ベクトル制御演算手段）、７はＰＷＭ信号形成部（ＰＷＭ信号形成手段）、１１は電流検出素子、１４は第２電流変換部（電流平衡化手段）、２５は電圧変換部（電圧不平衡化手段）、２６は電圧変換部（指令電圧演算手段）、３０は直流電圧検出部（直流電圧検出手段）を示す。

Claims (7)

1. 巻線仕様の異なる主巻線と補助巻線とからなる誘導電動機を駆動するインバータ装置であって、
   各相出力端子が、前記誘導電動機の主巻線（Ｂ相），補助巻線（Ａ相），中性線（Ｎ相）にそれぞれ接続され、直流電源を２相の概略正弦波ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）電圧に変換する３アームのインバータ回路と、
   直流電源電流から、前記主巻線及び前記補助巻線それぞれの電流を検出する電流検出手段と、
   前記主巻線，前記補助巻線それぞれのインダクタンス値及び抵抗値から、平衡化したインダクタンス値及び抵抗値を求め、この平衡化したインダクタンス値及び抵抗値に基づいてベクトル制御演算により前記誘導電動機への２相電圧を決定するベクトル制御演算手段と、
   前記２相電圧に応じて前記インバータ回路を制御するＰＷＭ信号を形成するＰＷＭ信号形成手段とを備えることを特徴とするインバータ装置。
2. 前記ベクトル制御演算手段は、前記電流検出手段により検出される前記主巻線電流Ｉｂ，前記補助巻線電流Ｉａに、補助巻線と主巻線とのインダクタンス比を乗算して、電流の水平成分Ｉα及び垂直成分Ｉβを求める電流平衡化手段を含むことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 前記ベクトル制御演算手段は、電圧の水平成分Ｖα及び垂直成分Ｖβに、主巻線と補助巻線とのインダクタンス比を乗算して、前記誘導電動機への２相電圧Ｖａ，Ｖｂを求める電圧不平衡化手段を含むことを特徴とする請求項１又は２記載のインバータ装置。
4. 前記ＰＷＭ信号形成手段は、前記ベクトル制御演算手段で決定した２相電圧Ｖａ，Ｖｂ及び中点電圧Ｖｎの内の最小値を求め、前記最小値を基準とする相対値として前記ＰＷＭ信号の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを演算する指令電圧演算手段を含むことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のインバータ装置。
5. 直流電源電圧を検出する直流電圧検出手段を備え、
   前記ＰＷＭ信号形成手段は、前記指令電圧演算手段による指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを前記直流電源電圧で除算した結果を、前記ＰＷＭ信号の各相デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗとすることを特徴とする請求項４記載のインバータ装置。
6. 前記電流検出手段は、前記指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ又は前記ＰＷＭデューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗの関係に基づいて通電状態を７種類の領域に分類し、各領域について電流検出を複数回行うタイミングと、各タイミングの検出結果と前記主巻線電流Ｉｂ，前記補助巻線電流Ｉａとの関係を決定することを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のインバータ装置。
7. 前記電流検出手段は、前記指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ又は前記ＰＷＭデューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗの関係に基づいて、通電状態を、Ａ相上アームとＮ相下アームとの間のみで通電する領域と、Ｂ相上アームとＮ相下アームとの間のみで通電する領域と、それ以外の領域との３種類に分類し、各領域について電流検出を行うタイミングと、その検出結果と前記主巻線電流Ｉｂ，補助巻線電流Ｉａとの関係を決定することを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のインバータ装置。

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