JP2006174569A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 直流電源の直流電圧の急な変動に対してもモータに流れる電流の変動を抑えることが可能なインバータ装置を提供することを目的とする。
【解決手段】 インバータ装置１は、スイッチング素子２〜７の前回の駆動制御タイミングにおいて、３相モータ４２の角速度に基づいてインバータ装置１から３相モータ４２に出力される出力電圧を求め、その出力電圧をドライブ信号のデューティで割ることにより直流電源４１の推定直流電圧を求め、前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおいて、回転数算出部１４で算出された回転数に基づいて３相モータ４２の目標出力電圧を示す指令値を求め、その指令値を推定直流電圧で割ることによりドライブ信号のディーティを求める。
【選択図】 図１

Description

本発明は、複数のスイッチング素子をそれぞれオン、オフさせることより直流電源の直流電力を交流に変換しモータを駆動するインバータ装置に関し、特に、直流電源からインバータ装置に出力される直流電圧の推定に関する。

図４は、既存のインバータ装置を示す図である。
図４に示すインバータ装置４０は、バッテリなどの直流電源４１の直流電力を交流に変換して３相モータ４２を駆動する。

例えば、インバータ装置４０は、互いに直列に接続された１対のスイッチング素子が３組、それぞれ直流電源４１に並列に接続されて構成され、３組のスイッチング素子のそれぞれの中点と３相モータ４２のＵ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれの入力とが接続される。そして、インバータ装置４０の各相に設けられるスイッチング素子を順次オン、オフさせることにより３相モータ４２の各相に互いに位相が１２０度づつ異なる交流電力を供給し３相モータ４２を駆動する。

また、各スイッチング素子は、３相モータ４２の各相に流れる電流に基づいて駆動制御されるものがある。例えば、３相モータ４２に流れる電流のｄ軸電流及びｑ軸電流のうちｄ軸電流をゼロに保つように各スイッチング素子の駆動が制御されるものがある（例えば、非特許文献１参照）。このように、ｄ軸電流をゼロに保ちながら各スイッチング素子を駆動制御する場合では、３相モータ４２のトルクを３相モータ４２に実際に流れる電流のみで制御することができるというメリットがある。

ところで、インバータ装置４０の入力部に電圧センサがない場合では、インバータ装置４０の入力電圧を定数Ｖｃｏｎｓｔとして３相モータ４２を駆動する。一般に、３相モータ４２を駆動させるためには、３相モータ４２に流れる電流をフィードバックし、その電流から得られるｄ軸電流及びｑ軸電流をＰＩ制御することによりインバータ装置４０から３相モータ４２に出力される目標電圧を示す指令値Ｖｏｕｔを演算すると共に、３相モータ４２に取り付けられた回転センサから得られる値に基づいて３相モータ４２の回転子の位相θを演算する。次に、スイッチング素子を駆動制御するドライブ信号のデューティＤをＤ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｃｏｎｓｔにより求め、そのデューティＤと上記位相θとによりインバータ装置４０から３相モータ４２に出力される電圧を決定する。これにより、インバータ装置４０から実際に出力される電圧ＶＯＵＴは、インバータ装置４０に実際に入力される電圧をＶＤＣとする場合、ＶＯＵＴ＝Ｄ・ＶＤＣ＝Ｖｏｕｔ・ＶＤＣ／Ｖｃｏｎｓｔとなる。

また、インバータ装置４０の入力電圧が変動する場合（例えば、３相モータ４２がインバータ装置４０を介して車載のバッテリと接続されるコンプレッサ用のモータとする場合であって、車両の加速や減速などによりそのバッテリの電圧が変化する場合）では、そのインバータ装置４０の入力電圧の変動に合わせて指令値Ｖｏｕｔを変動させ、その変動する指令値Ｖｏｕｔに基づいて３相モータ４２を駆動させる。
武田洋次、松井信行、森本茂雄、本田幸夫、「埋込磁石同期モータの設計と制御」第１版第２刷、株式会社オーム社、平成１５年５月２５日、ｐ．２２−２３

しかしながら、インバータ装置４０の入力電圧が急に変動する場合（例えば、３相モータ４２がインバータ装置４０を介して車載のバッテリと接続されるコンプレッサ用のモータとする場合であって、車両の急な加速や減速によりバッテリの電圧が急に変動する場合）では、そのインバータ装置４０の入力電圧の急な変動にデューティＤの変化が追いつかず、インバータ装置４０から３相モータ４２に出力される電圧がインバータ装置４０の入力電圧の急な変動の影響を受けて変動し、３相モータ４２に流れる電流が変動する。そして、インバータ装置４０の入力電圧が急に上昇する場合では、インバータ装置４０がその入力電圧の急な上昇に対応できず、インバータ装置４０から３相モータ４２に出力される電圧が急に大きくなり、３相モータ４２の電流が増加する。

図５（ａ）は、直流電源４１の直流電圧が急に上昇した場合における直流電源４１の直流電圧と３相モータ４２の電流との関係を示すグラフである。また、図５（ｂ）は、図５（ａ）に示すグラフにおける直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ及び３相モータ４２の電流Ｉのそれぞれの値を示す表である。なお、図５（ａ）において、グラフの左側の縦軸は直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ［Ｖ］を示し、グラフの右側の縦軸は３相モータ４２の電流Ｉ［Ａ］を示し、横軸は時間ｔ［ｍｓ］を示している。

図５（ａ）または図５（ｂ）に示すように、直流電源４１の直流電圧ＶＤＣが急に上昇すると、その直流電圧ＶＤＣの上昇に伴って３相モータ４２の電流も増加している。
このように、直流電源４１の直流電圧ＶＤＣが急に上昇する場合で、かつ、インバータ装置４０の制御動作がその直流電圧ＶＤＣの急な上昇に追いつかない場合は、インバータ装置４０の出力電圧も大きくなり、３相モータ４２に流れる電流が増加してしまう。

そして、直流電源４１の直流電圧ＶＤＣの急な上昇に伴い３相モータ４２に流れる電流が増加する場合において、その３相モータ４２の電流が定格電流の範囲を超えてしまうと、インバータ装置４０は３相モータ４２に過電流が流れたと判断し、３相モータ４２を異常停止させてしまう。

そこで、本発明は、直流電源の直流電圧の急な変動に対してもモータに流れる電流の変動を抑えることが可能なインバータ装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明のインバータ装置は、モータの各相に設けられ、オン、オフすることにより直流電源の直流電力を交流に変換し前記モータを駆動する複数のスイッチング素子と、前記モータの回転子の位置を検出する位置検出手段と、前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフを制御するドライブ信号を出力する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記スイッチング素子の前回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度に基づいて当該インバータ装置から前記モータに出力される出力電圧を求め、該出力電圧を前記ドライブ信号のデューティで割ることにより前記直流電源の推定直流電圧を求め、前記前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの回転数に基づいて前記モータの目標出力電圧を示す指令値を求め、該指令値を前記推定直流電圧で割ることにより前記ドライブ信号のディーティを求めることを特徴とする。

このように、指令値を前回の駆動制御タイミングにおける直流電源の推定直流電圧で割ることにより、ドライブ信号のデューティを求めているので、直流電源の直流電圧が上昇してもその直流電圧の上昇に伴ってモータの電流が大きくなりマップを利用する補正係数が変化することによりドライブ信号のデューティを小さくさせることができる。そのため、直流電源の直流電圧の上昇に伴ってインバータ装置の出力電圧を小さくさせることができ、モータに流れる電流も小さくさせることができる。

これにより、直流電源の直流電圧が急に上昇しても、モータに流れる電流が増加することを抑えることができる。
また、上記インバータ装置の制御手段は、前記前回の駆動制御タイミングにおいて、前記推定直流電圧をローパスフィルタにかけるように構成してもよい。

また、本発明のインバータ装置は、モータの各相に設けられ、オン、オフすることにより直流電源の直流電力を交流に変換し前記モータを駆動する複数のスイッチング素子と、前記モータの回転子の位置を検出する位置検出手段と、前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフを制御するドライブ信号を出力する制御手段とを備え、前記制御手段は、予め、前記モータの角速度と前記モータに流れる電流のｑ軸電流との関係を示す値と前記モータの角速度とが関連付けられたデータテーブルを記録し、前記スイッチング素子の前回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度に基づいて当該インバータ装置から前記モータに出力される出力電圧を求め、該出力電圧を前記ドライブ信号のデューティで割ることにより前記直流電源の第１の推定直流電圧を求め、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度及びｑ軸電流に対応する値を前記データテーブルから求め、該データテーブルから求めた値と前記第１の推定直流電圧との積を前記直流電源の第２の推定直流電圧とし、前記前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの回転数に基づいて前記モータの目標出力電圧を示す指令値を求め、該指令値を前記第２の推定直流電圧で割ることにより前記ドライブ信号のディーティを求めることを特徴とする。

また、上記インバータ装置の制御手段は、前記前回の駆動制御タイミングにおいて、前記第２の推定直流電圧をローパスフィルタにかけるように構成してもよい。
また、本発明の制御装置は、モータの各相に設けられ、オン、オフすることにより直流電源の直流電力を交流に変換し前記モータを駆動する複数のスイッチング素子と、前記モータの回転子の位置を検出する位置検出手段とを備えるインバータ装置に設けられ、前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフを制御するドライブ信号を出力する制御装置であって、前記スイッチング素子の前回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度に基づいて前記インバータ装置から前記モータに出力される出力電圧を求め、該出力電圧を前記ドライブ信号のデューティで割ることにより前記直流電源の推定直流電圧を求め、前記前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの回転数に基づいて前記モータの目標出力電圧を示す指令値を求め、該指令値を前記推定直流電圧で割ることにより前記ドライブ信号のディーティを求めることを特徴とする。

また、上記制御装置は、前記前回の駆動制御タイミングにおいて、前記推定直流電圧をローパスフィルタにかけるように構成してもよい。
また、本発明の制御装置は、モータの各相に設けられ、オン、オフすることにより直流電源の直流電力を交流に変換し前記モータを駆動する複数のスイッチング素子と、前記モータの回転子の位置を検出する位置検出手段とを備えるインバータ装置に設けられ、前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフを制御するドライブ信号を出力する制御装置であって、予め、前記モータの角速度と前記モータに流れる電流のｑ軸電流との関係を示す値と前記モータの角速度とが関連付けられたデータテーブルを記録し、前記スイッチング素子の前回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度に基づいて前記インバータ装置から前記モータに出力される出力電圧を求め、該出力電圧を前記ドライブ信号のデューティで割ることにより前記直流電源の第１の推定直流電圧を求め、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度及びｑ軸電流に対応する値を前記データテーブルから求め、前記データテーブルから求めた値と前記第１の推定直流電圧との積を前記直流電源の第２の推定直流電圧とし、前記前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの回転数に基づいて前記モータの目標出力電圧を示す指令値を求め、該指令値を前記第２の推定直流電圧で割ることにより前記ドライブ信号のディーティを求めることを特徴とする。

また、上記制御装置は、前記前回の駆動制御タイミングにおいて、前記第２の推定直流電圧をローパスフィルタにかけるように構成してもよい。

本発明によれば、直流電源の直流電圧の変動に伴ってドライブ信号のデューティを変動させることができるので、直流電源の直流電圧が急に変動しても、モータに流れる電流の変動を抑えることができる。

以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の実施形態のインバータ装置を示す図である。なお、図４に示す構成と同じ構成には同じ符号を付している。また、図１に示す３相モータ４２は、例えば、永久磁石同期モータとする。また、図１に示す３相モータ４２は、例えば、コンプレッサ用のモータとする。

図１に示すように、インバータ装置１は、スイッチング素子２〜７と、電流センサ８及び９と、三相／二相変換部１０と、レゾルバ（ｒｅｓｏｌｖｅｒ）１１と、ＲＤ（ｒｅｓｏｌｖｅｒ／ｄｉｇｉｔａｌ）変換部１２と、電気角算出部１３と、回転数算出部１４と、回転数制御部１５と、電流制御部１６と、ドライブ信号出力部１７とを備えて構成されている。なお、レゾルバ１１やＲＤ変換部１２などにより「特許請求の範囲」に記載の位置検出手段を構成するものとする。また、電流制御部１６やドライブ信号出力部１７などにより「特許請求の範囲」に記載の制御手段及び制御装置を構成するものとする。また、三相／二相変換部１０、ＲＤ変換部１２、電気角算出部１３、回転数算出部１４、回転数制御部１５、電流制御部１６、または、ドライブ信号出力部１７は、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）などで構成されてもよい。

上記スイッチング素子２〜７は、例えば、図１に示すようなＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ以外にもＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが考えられる。また、スイッチング素子２及び３、スイッチング素子４及び５、並びに、スイッチング素子６及び７は、それぞれ互いに直列に接続され、直流電源４１に並列に接続されている。また、スイッチング素子２及び３の中点は３相モータ４２のＵ相の入力と接続され、スイッチング素子４及び５の中点は３相モータ４２のＶ相の入力と接続され、スイッチング素子６及び７の中点は３相モータ４２のＷ相の入力に接続されている。

上記電流センサ８及び９は、例えば、ＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）やホール素子などが考えられ、電流センサ８がＶ相に設けられ、電流センサ９がＷ相に設けられている。なお、３相モータ４２の各相の電流は、各相のシャント抵抗に印加される電圧に基づいて求めるようにしてもよい。

上記三相／二相変換部１０は、電流センサ８よりＶ相の電流を求め、電流センサ９よりＷ相の電流を求め、残りのＵ相の電流をＶ相の電流とＷ相の電流の合計電流から求め、Ｕ相〜Ｗ相のそれぞれの電流から３相モータ４２に流れる電流のｄ軸方向の電流（以下、ｄ軸電流という）及びｑ軸方向の電流（以下、ｑ軸電流という）を求める。例えば、３相モータ４２の回転子のＮ極をｄ軸とし、そのｄ軸から９０度進んだ方向をｑ軸とする。

上記レゾルバ１１は、３相モータ４２の固定子及び回転子にそれぞれ設けられるコイルやトランスなどであって、回転子の位置を示す誘起電圧を出力する。
上記ＲＤ変換部１２は、レゾルバ１１から出力される誘起電圧をデジタル値に変換する。

上記電気角算出部１３は、ＲＤ変換部１２から出力されるデジタル値に基づいて３相モータ４２の電気角θ（ｎ）を算出する。
上記回転数算出部１４は、ＲＤ変換部１２から出力されるデジタル値に基づいて３相モータ４２の回転数ｆ（ｎ）を算出する。

上記回転数制御部１５は、外部からの３相モータ４２の目標回転数を示す回転数指令値と回転数算出部１４から出力される回転数ｆ（ｎ）との差分を電流指令値として出力する。

上記電流制御部１６は、回転数制御部１５から出力される電流指令値と三相／二相変換部１０から出力されるｄ軸電流及びｑ軸電流とに基づいてインバータ装置１から３相モータ４２に出力される目標電圧を示す電圧指令値Ｖｏｕｔ（ｎ）を出力する。なお、電流制御部１６は、ＰＩ（Ｐ：Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ、Ｉ：Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御を行うことにより電圧指令値Ｖｏｕｔ（ｎ）を求めるように構成してもよい。

上記ドライブ信号出力部１７は、電流制御部１６から出力される電圧指令値Ｖｏｕｔ（ｎ）と電気角算出部１３から出力される電気角θ（ｎ）とに基づいてドライブ信号を出力する。

そして、スイッチング素子２〜７は、それぞれ、ドライブ信号出力部１７から出力されるドライブ信号に基づいてオン、オフすることにより、３相モータ４２の各相に互いに位相が１２０度づつ異なる交流電力を供給し３相モータ４２を駆動する。

本実施形態のインバータ装置１の特徴とする点は、スイッチング素子２〜７の前回の駆動制御タイミングにおいて、電気角算出部１３から出力される電気角θ（ｎ−１）から得られる３相モータ４２の角速度に基づいてインバータ装置１から３相モータ４２に出力される出力電圧を求め、その出力電圧をドライブ信号のデューティで割ることにより直流電源４１の推定直流電圧を求め、前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおいて、回転数算出部１４から出力される回転数ｆ（ｎ）に基づいて３相モータ４２の目標出力電圧を示す電圧指令値Ｖｏｕｔ（ｎ）を求め、その電圧指令値Ｖｏｕｔ（ｎ）を推定直流電圧で割ることによりドライブ信号のディーティを求めている点である。なお、３相モータ４２の角速度は、回転数算出部１４から出力される回転数ｆ（ｎ）から求めるようにしてもよい。

図２は、本発明の実施形態のインバータ装置１の動作の一例を示すフローチャートである。なお、図２において、ステップＳ１−１〜Ｓ２−１は、スイッチング素子２〜７の前回の駆動制御タイミング（１サンプル前）におけるインバータ装置１の動作を示している。また、図２において、ステップＳ１−２〜Ｓ２−２は、スイッチング素子２〜７の前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおけるインバータ装置１の動作を示している。また、図２において、ステップＳＴ１〜ＳＴ５は、スイッチング素子２〜７の前回の駆動制御タイミングにおけるインバータ装置１の動作を示している。

まず、インバータ装置１から３相モータ４２に出力される電圧ＶＯＵＴ（ｎ−２）に応じて３相モータ４２に流れる電流Ｉ（ｎ−１）が変動する。
次に、ステップＳ１−１において、電流制御部１６は、ＰＩ制御を行い、電圧指令値Ｖｏｕｔ（ｎ−１）を演算する。

次に、ステップＳ２−１において、ドライブ信号出力部１７は、電圧指令値Ｖｏｕｔ（ｎ−１）を、前回の駆動制御タイミングよりも１サンプル前の駆動制御タイミングにおいて求められた直流電源４１の推定直流電圧Ｖｄｃ＊＊（ｎ−２）で割ることにより、ドライブ信号のデューティＤ（ｎ−１）を求める。

これにより、インバータ装置１から３相モータ４２に出力される出力電圧ＶＯＵＴ（ｎ−１）は、ＶＯＵＴ（ｎ−１）＝Ｄ（ｎ−１）×ＶＤＣ（ｎ−１）となる。なお、ＶＤＣ（ｎ−１）は、前回の駆動制御タイミングにおける直流電源４１の実際の直流電圧とする。

また、ステップＳＴ１において、ドライブ信号出力部１７は、電気角算出部１３から出力される電気角θ（ｎ−１）から３相モータ４２の角速度ω（ｎ−１）を求め、その角速度ω（ｎ−１）と速度起電力係数ＫＥとの積をインバータ装置１から３相モータ４２に出力される出力電圧Ｖｏｕｔ＊（ｎ−１）とする。なお、電気角算出部１３から出力される電気角θ（ｎ−１）を時間で微分することにより３相モータ４２の角速度ω（ｎ−１）を求めるようにしてもよい。

ここで、３相モータ４２の角速度ω（ｎ−１）と速度起電力係数ＫＥとの積を出力電圧Ｖｏｕｔ＊（ｎ−１）とする理由を説明する。
一般に、モータにかかる電圧Ｖの電圧方程式は、以下の２つの式で表すことができる。

なお、Ｖｄ：ｄ軸モータ電圧、Ｖｑ：ｑ軸モータ電圧、Ｒ：抵抗、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、ω：角速度、ｐ：微分演算子、Ｉｄ：ｄ軸モータ電流、Ｉｑ：ｑ軸モータ電流、ｅ：ＫＥω、ＫＥ：速度起電力係数、Ｉｄ＝０とする。

また、上記（２）式より、Ｖｄ＝−ωＬｑ×Ｉｑ、Ｖｑ＝（Ｒ＋ｐＬｑ）×Ｉｑ＋ＫＥωとなる。なお、「Ｒ＋ｐＬｑ」は、モータが定常状態のとき「Ｒ」とする。
そして、上記（２）式により求めたＶｄ及びＶｑを上記（１）式に代入することによりモータの電圧Ｖが求まる。

すなわち、モータの電圧Ｖを求める際、上記（２）式において、「−ωＬｑ」、「Ｒ」、及び「ＫＥω」のそれぞれの値が支配的となっている。そして、特に、モータが定常状態のときは、上記（２）式において、「ＫＥω」の値が最も支配的となるため、モータの電圧Ｖを、Ｖ≒ＫＥωと表すことができる。

これにより、３相モータ４２の角速度ω（ｎ−１）と速度起電力係数ＫＥとの積を出力電圧Ｖｏｕｔ＊（ｎ−１）とすることができる。
なお、モータが定常状態でないときは、上記（２）式において、「−ωＬｑ」及び「Ｒ」のそれぞれの値も支配的となるため、「−ωＬｑ」及び「Ｒ」のそれぞれの値も考慮してモータの電圧Ｖを求めることが望ましい。すなわち、モータの回転数が大きくトルクが小さい場合は、モータの角速度ωの影響が大きくなり、モータの回転数が小さくトルクが大きい場合は、モータの電流のｑ軸電流Ｉｑの影響が大きくなる。例えば、角速度ωとｑ軸電流Ｉｑとの関係を示す比を角速度ωに基づいて求め、その求めた比をＶ≒ＫＥωで求めたモータの電圧Ｖにかけることによりモータの電圧Ｖを補正することが考えられる。

次に、ステップＳＴ２において、ドライブ信号出力部１７は、出力電圧Ｖｏｕｔ＊（ｎ−１）を、上記ステップＳ１で求めたデューティＤ（ｎ−１）で割ることにより、直流電源４１の仮の推定直流電圧Ｖ１（ｎ−１）（第１の推定直流電圧）を演算する。

次に、ステップＳＴ３において、ドライブ信号出力部１７は、３相モータ４２の角速度ω（ｎ−１）に対応する値Ｍａｐ（ｎ−１）をデータテーブル（マップ）から求める。なお、データテーブルは、予め、ドライブ信号出力部１７に記録されるものであり、３相モータ４２の角速度ω（ｎ−１）とｑ軸電流Ｉｑ（ｎ−１）との関係を示す値Ｍａｐ（ｎ−１）と、３相モータ４２の角速度ω（ｎ−１）とが関連付けられて記録されているものとする。また、データテーブルは、例えば、ｑ軸電流Ｉｑ（ｎ−１）が大きくなると、値Ｍａｐ（ｎ−１）が大きくなるように設定されているものとする。

次に、ステップＳＴ４において、ドライブ信号出力部１７は、値Ｍａｐ（ｎ−１）と仮の推定直流電圧Ｖ１（ｎ−１）との積を直流電源４１の推定直流電圧Ｖｄｃ＊（ｎ−１）（第２の推定直流電圧）とする。

これにより、インバータ装置１から３相モータ４２に出力される出力電圧Ｖｏｕｔ＊（ｎ−１）を補正することができ、直流電源４１の推定直流電圧Ｖｄｃ＊（ｎ−１）をより正確に求めることができる。

そして、ステップＳＴ５において、ドライブ信号出力部１７は、さらに、推定直流電圧Ｖｄｃ＊（ｎ−１）にローパスフィルタをかけてＶｄｃ＊＊（ｎ−１）とする。なお、推定直流電圧Ｖｄｃ＊＊（ｎ−１）は、例えば、Ｖｄｃ＊＊（ｎ−１）＝Ａ（定数）×（Ｖｄｃ＊＊（ｎ−１）−Ｖｄｃ＊＊（ｎ−２））＋Ｖｄｃ＊＊（ｎ−２）により求めるようにしてもよい。

これにより、３相モータ４２の駆動をスムーズにさせることができる。
また、インバータ装置１から３相モータ４２に出力される出力電圧ＶＯＵＴ（ｎ−１）に応じて３相モータ４２に流れる電流Ｉ（ｎ）が変動すると、ステップＳ１−２において、電流制御部１６は、ＰＩ制御を行い、電圧指令値Ｖｏｕｔ（ｎ）を演算する。

次に、ステップＳ２−２において、ドライブ信号出力部１７は、電圧指令値Ｖｏｕｔ（ｎ）を、上記ステップＳＴ５において求められた推定直流電圧Ｖｄｃ＊＊（ｎ−１）で割ることにより、デューティＤ（ｎ）を求める。

これにより、インバータ装置１から３相モータ４２に出力される出力電圧ＶＯＵＴ（ｎ）は、ＶＯＵＴ（ｎ）＝Ｄ（ｎ）×ＶＤＣ（ｎ）となる。なお、ＶＤＣ（ｎ）は、前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおける直流電源４１の実際の直流電圧とする。

そして、インバータ装置１は、上述のステップＳ１−１〜Ｓ２−１、ステップＳ１−２〜Ｓ２−２、及びステップＳＴ１〜ＳＴ５をスイッチング素子２〜７の駆動制御タイミング毎に繰り返し行い、スイッチング素子２〜７にそれぞれ入力されるドライブ信号のデューティＤ（ｎ）を決定する。

なお、３相モータ４２の停止中は、直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ（ｎ）の推定が行えないため、３相モータ４２の起動時では、インバータ装置１から３相モータ４２に出力される出力電圧Ｖｄｃ＊＊（ｎ−１）は、使用される直流電源４１の直流電圧の最低条件に制限しておく。

また、図２に示すフローチャートは、例えば、フローチャートに対応するプログラムが予めＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）やＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）などに記録され、ＣＰＵなどによりそのプログラムがＲＯＭやＲＡＭなどから取り出されて実行されることにより実現されてもよい。

図３（ａ）は、直流電源４１の直流電圧が急に上昇した場合における直流電源４１の直流電圧と３相モータ４２の電流との関係の一例を示すグラフである。また、図３（ｂ）は、図３（ａ）に示すグラフにおける直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ及び３相モータ４２の電流Ｉのそれぞれの値を示す表である。なお、図３（ａ）において、グラフの左側の縦軸は直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ［Ｖ］を示し、グラフの右側の縦軸は３相モータ４２の電流Ｉ［Ａ］を示し、横軸は時間ｔ［ｍｓ］を示している。

図３（ａ）または図３（ｂ）に示すように、直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ（ｎ）が上昇した直後では、直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ（ｎ）の急な上昇の影響を受けてインバータ装置１の出力電圧ＶＯＵＴ（ｎ）が大きくなり３相モータ４２の電流Ｉ（ｎ）が増加している（例えば、時間ｔ＝５：電流Ｉ＝０．１９２２４８〜時間ｔ＝６：電流Ｉ＝０．２３０８５６）。

そして、３相モータ４２の電流Ｉ（ｎ）が増加すると、値Ｍａｐ（ｎ−１）が大きくなり、推定直流電圧Ｖｄｃ＊＊（ｎ−１）が大きくなるので、ドライブ信号のデューティＤ（ｎ）が小さくなり、３相モータ４２の電流Ｉ（ｎ）も小さくなる（例えば、時間ｔ＝６：電流Ｉ＝０．２３０８５６〜時間ｔ＝７：電流Ｉ＝０．２１４７１５）。

そして、直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ（ｎ）の上昇が止まり一定になると、推定直流電圧Ｖｄｃ＊＊（ｎ−１）が変動しなくなるため、ドライブ信号のデューティＤ（ｎ）が変動しなくなり、３相モータ４２の電流Ｉ（ｎ）が変動しなくなる（例えば、時間ｔ＝１２：電流Ｉ＝０．１９１９９６〜時間ｔ＝１３：電流Ｉ＝０．１９１２８４）。

このように、電圧指令値Ｖｏｕｔ（ｎ）を、前回の駆動制御タイミングにおける直流電源４１の推定直流電圧Ｖｄｃ＊＊（ｎ−１）で割ることにより、ドライブ信号のデューティＤ（ｎ）を求めているので、直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ（ｎ）の上昇直後は、その直流電圧ＶＤＣ（ｎ）の上昇の影響を受けてインバータ装置１の出力電圧ＶＯＵＴ（ｎ）も大きくなり、３相モータ４２の電流Ｉ（ｎ）が増加するが、すぐに、３相モータ４２の電流Ｉ（ｎ）の増加に伴って値Ｍａｐ（ｎ−１）が大きくなるため、推定直流電圧Ｖｄｃ＊＊（ｎ−１）が大きくなりデューティＤ（ｎ）が小さくなる。そして、デューティＤ（ｎ）が小さくなると、インバータ装置１の出力電圧ＶＯＵＴ（ｎ）が小さくなるので、３相モータ４２に流れる電流Ｉ（ｎ）も小さくなる。

このように、直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ（ｎ）の変動に伴ってドライブ信号のデューティＤ（ｎ）を変動させることができるので、直流電源４１の直流電圧ＶＤＣ（ｎ）が急に変動しても、３相モータ４２に流れる電流Ｉ（ｎ）の変動を抑えることができる。

また、インバータ装置１は、直流電源４１の直流電圧を推定する際、Ｖｏｕｔ＊（ｎ−１）≒ＫＥω（ｎ−１）によりインバータ装置１から３相モータ４２に出力される出力電圧Ｖｏｕｔ＊（ｎ−１）を求めているので、上記（１）式及び上記（２）式をそのまま使用してインバータ装置１から３相モータ４２に出力される出力電圧を求める場合に比べて、直流電源４１の直流電圧を推定する際の計算量を減らすことができる。これにより、電流制御部１６やドライブ信号出力部１７などを安価なＣＰＵなどで構成することができる。

なお、上記実施形態では、３相モータ４２を駆動させる際の直流電源４１の直流電圧を推定する構成であるが、２相または４相以上のモータを駆動させる際の直流電源４１の直流電圧を推定するように構成してもよい。

また、上記実施形態では、直流電源４１からインバータ装置１に直流電力を供給する構成であるが、交流電力を直流電力に変換する直流電源からインバータ装置１に直流電力を供給するように構成してもよい。

本発明の実施形態のインバータ装置を示す図である。 インバータ装置の動作の一例を示すフローチャートである。 直流電源の直流電圧と３相モータの電流との関係を示す図である。 既存のインバータ装置を示す図である。 直流電源の直流電圧と３相モータの電流との関係を示す図である。

符号の説明

１ インバータ装置
２〜７ スイッチング素子
８、９ 電流センサ
１０ 三相／二相変換部
１１ レゾルバ
１２ ＲＤ変換部
１３ 電気角算出部
１４ 回転数算出部
１５ 回転数制御部
１６ 電流制御部
１７ ドライブ信号出力部
４０ インバータ装置
４１ 直流電源
４２ ３相モータ

Claims (8)

1. モータの各相に設けられ、オン、オフすることにより直流電源の直流電力を交流に変換し前記モータを駆動する複数のスイッチング素子と、
   前記モータの回転子の位置を検出する位置検出手段と、
   前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフを制御するドライブ信号を出力する制御手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記スイッチング素子の前回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度に基づいて当該インバータ装置から前記モータに出力される出力電圧を求め、該出力電圧を前記ドライブ信号のデューティで割ることにより前記直流電源の推定直流電圧を求め、
   前記前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの回転数に基づいて前記モータの目標出力電圧を示す指令値を求め、該指令値を前記推定直流電圧で割ることにより前記ドライブ信号のディーティを求める、
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. 請求項１に記載のインバータ装置であって、
   前記制御手段は、前記前回の駆動制御タイミングにおいて、前記推定直流電圧をローパスフィルタにかける、
   ことを特徴とするインバータ装置。
3. モータの各相に設けられ、オン、オフすることにより直流電源の直流電力を交流に変換し前記モータを駆動する複数のスイッチング素子と、
   前記モータの回転子の位置を検出する位置検出手段と、
   前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフを制御するドライブ信号を出力する制御手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、予め、前記モータの角速度と前記モータに流れる電流のｑ軸電流との関係を示す値と前記モータの角速度とが関連付けられたデータテーブルを記録し、
   前記スイッチング素子の前回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度に基づいて当該インバータ装置から前記モータに出力される出力電圧を求め、該出力電圧を前記ドライブ信号のデューティで割ることにより前記直流電源の第１の推定直流電圧を求め、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度及びｑ軸電流に対応する値を前記データテーブルから求め、該データテーブルから求めた値と前記第１の推定直流電圧との積を前記直流電源の第２の推定直流電圧とし、
   前記前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの回転数に基づいて前記モータの目標出力電圧を示す指令値を求め、該指令値を前記第２の推定直流電圧で割ることにより前記ドライブ信号のディーティを求める、
   ことを特徴とするインバータ装置。
4. 請求項３に記載のインバータ装置であって、
   前記制御手段は、前記前回の駆動制御タイミングにおいて、前記第２の推定直流電圧をローパスフィルタにかける、
   ことを特徴とするインバータ装置。
5. モータの各相に設けられ、オン、オフすることにより直流電源の直流電力を交流に変換し前記モータを駆動する複数のスイッチング素子と、前記モータの回転子の位置を検出する位置検出手段とを備えるインバータ装置に設けられ、前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフを制御するドライブ信号を出力する制御装置であって、
   前記スイッチング素子の前回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度に基づいて前記インバータ装置から前記モータに出力される出力電圧を求め、該出力電圧を前記ドライブ信号のデューティで割ることにより前記直流電源の推定直流電圧を求め、
   前記前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの回転数に基づいて前記モータの目標出力電圧を示す指令値を求め、該指令値を前記推定直流電圧で割ることにより前記ドライブ信号のディーティを求める、
   ことを特徴とする制御装置。
6. 請求項５に記載の制御装置であって、
   前記前回の駆動制御タイミングにおいて、前記推定直流電圧をローパスフィルタにかける、
   ことを特徴とする制御装置。
7. モータの各相に設けられ、オン、オフすることにより直流電源の直流電力を交流に変換し前記モータを駆動する複数のスイッチング素子と、前記モータの回転子の位置を検出する位置検出手段とを備えるインバータ装置に設けられ、前記複数のスイッチング素子のそれぞれのオン、オフを制御するドライブ信号を出力する制御装置であって、
   予め、前記モータの角速度と前記モータに流れる電流のｑ軸電流との関係を示す値と前記モータの角速度とが関連付けられたデータテーブルを記録し、
   前記スイッチング素子の前回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度に基づいて前記インバータ装置から前記モータに出力される出力電圧を求め、該出力電圧を前記ドライブ信号のデューティで割ることにより前記直流電源の第１の推定直流電圧を求め、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの角速度及びｑ軸電流に対応する値を前記データテーブルから求め、前記データテーブルから求めた値と前記第１の推定直流電圧との積を前記直流電源の第２の推定直流電圧とし、
   前記前回の駆動制御タイミングの次回の駆動制御タイミングにおいて、前記位置検出手段で検出された回転子の位置から得られる前記モータの回転数に基づいて前記モータの目標出力電圧を示す指令値を求め、該指令値を前記第２の推定直流電圧で割ることにより前記ドライブ信号のディーティを求める、
   ことを特徴とする制御装置。
8. 請求項７に記載の制御装置であって、
   前記前回の駆動制御タイミングにおいて、前記第２の推定直流電圧をローパスフィルタにかける、
   ことを特徴とする制御装置。
   
   

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