JPWO2018079299A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

本発明の課題は、電圧検出器の診断を低コストで実施することができる電力変換装置の提供することである。
電力変換装置は、インバータを駆動する制御回路と、トランジスタＳ０を有し、インバータの入力電圧を変換して制御回路への印加電圧を出力する電源回路１１ｂと、電源回路１１ｂのトランジスタＳ０に入力されるスイッチング信号のスイッチング周期およびオン時間に基づいて、入力電圧を検出する直流入力電圧検出器４の診断を行うマイクロコントローラ９ａとを備える。

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

電圧形インバータ（以降、本発明ではインバータと称する）は直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器で、広く、交流モータの可変速駆動用途に使われている。環境意識の高まりを背景に市場規模を拡大するハイブリッド電気自動車や電気自動車の中核部品のひとつでもある。インバータとモータ間に流れる３相電流を検出し、この検出値が電流指令に追従するように、マイクロプロセッサなどにより所定の制御演算が行われ、その結果に応答して、インバータを構成するスイチング素子がオンオフ制御される。

インバータにおいては、その出力電圧を演算するために、インバータの入力電圧の検出が必要である。その場合、電圧検出器の故障に起因した予期しないモータトルクにより、自動車の挙動が不安定になることを防止する事を目的に、電圧検出器を２重化し、２つの検出値を比較して電圧検出器の診断を行うことが必要である（例えば、特許文献１参照）。特許文献１には、インバータ並びに、それに直流電圧を供給するバッテリーユニットが個別に配置される場合において、それぞれに搭載された電圧検出器の検出値を比較する方法が記載されている。

特開２００６−８１３４１号公報

しかしながら、同じ電圧検出器を２組用意し、両者の検出値の比較により診断を行う方法では、回路部品のコストアップや、追加部品実装のために基板面積が増加し、小型化の阻害要因になるという問題がある。また、特許文献１に記載の構成では、個別配置されるユニット間の通信により電圧検出値を送受信する必要があるが、車両の場合、一般に通信はCAN（Controller Area Network）により行われ、その送受信インターバルは10ms〜100msで行われる。そのため、判定にかかる時間が長いという課題がある。

本発明の一態様によると、電力変換装置は、インバータ回路を駆動する制御回路部と、スイッチング回路を有し、前記インバータ回路の入力電圧を変換して前記制御回路部への印加電圧を出力する電源回路と、前記スイッチング回路に入力されるスイッチング信号のスイッチング周期およびオン時間に基づいて、前記入力電圧を検出する電圧検出部の診断を行う診断部とを備える。

本発明によれば、電圧検出器の診断を低コストで実施することができる。

図１は、自動車用途の交流モータ駆動系の構成を示す図である。 図２は、直流入力電圧検出器の一例を示す図である。 図３は、第１の実施の形態におけるスイッチング電源を示す図である。 図４は、第１の実施の形態におけるスイッチングコントローラ動作時の各部波形を示す図である。 図５は、第１の実施の形態における、オン時間Ｔon、スイッチング周期Ｔs、並びに、オンデューティの演算結果を示す図である。 図６は、第２の実施の形態におけるスイッチング電源を示す図である。 図７は、第２の実施の形態におけるスイッチングコントローラ動作時の各部波形を示す図である。 図８は、第２の実施の形態における、オン時間Ｔon、スイッチング周期Ｔs、並びに、オンデューティの演算結果を示す図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は、自動車用途の交流モータ駆動系の構成を示す図である。交流モータ駆動系は、バッテリー１と、レゾルバ等の回転位置検出器８を備える交流モータ３と、電力変換装置１００とを備えている。電力変換装置１００は、インバータ２、直流入力電圧検出器４、Ｕ相電流検出器５、Ｖ相電流検出器６、Ｗ相電流検出器７、制御回路９、ゲート駆動回路１０、制御やゲート駆動に必要な電源回路１１ａ，１１ｂ等を備えている。

正極ラインＰと負極ラインＮとの間には、スイッチングリプル電流を吸収するコンデンサ１２と、直列接続されたコンデンサ１３，１４とが、バッテリー１及びインバータ２に対して並列接続されている。コンデンサ１３，１４はコモンモードノイズ電流を吸収するために設けられたものであり、コンデンサ１３とコンデンサ１４との接続点はグラウンドに接続されている。インバータ２にはスイッチング素子としてトランジスタＴu+、Ｔv+、Ｔw+、Ｔu-、Ｔv-、Ｔw-を備えている。インバータ２のスイッチング素子近傍には素子保護を目的とする温度検出器１５が実装されている。

なお、産業用途や民生用途の交流モータの可変速駆動系の場合には、インバータの入力ＤＣ電源として、バッテリー１の代わりに商用電源を入力とした整流回路を採用し、整流回路から出力される平滑電圧（ＤＣ電圧）を供給する点が異なるが、その他は同様に構成できる。

図２は、直流入力電圧検出器４の一例を示す図である。Ｐ部電位とＮ部電位との差である入力電圧ＶＰＮは、抵抗ＲＤ１〜ＲＤ４により分圧される。抵抗ＲＤ１，ＲＤ２間の電位および抵抗ＲＤ３，ＲＤ４間の電位は、分圧電圧の入力部インピーダンスを高めるためのオペアンプＯＰ１，ＯＰ２で構成されたバッファアンプを介して、差動アンプ４１に入力される。差動アンプ４１はオペアンプＯＰ０、抵抗Ｒi0〜Ｒi2およびＲＦＢで構成される。差動アンプ４１から出力された入力電圧ＶＰＮの分圧値は、抵抗ＲＦ０およびコンデンサＣＦ０で構成されるローパスフィルタを経て、制御回路９のマイクロコントローラ９ａのＡＤ変換部に入力される。

ここで、抵抗ＲＯＦ1、ＲＯＦ2、直流電圧ＶＯＦにより、ＰＮ電圧検出値にオフセット電圧を加算している。また、車両の場合Ｐ-ＧＮＤ、Ｎ-ＧＮＤ間の絶縁抵抗を２．５ＭΩ以上にする必要があるため、抵抗値ＲＤ１＋ＲＤ２、ＲＤ３＋ＲＤ４はそれぞれ、少なくとも５ＭΩに設定される。

図３は、ゲート駆動回路用の電源回路１１ｂの一例を示す図である。電源回路１１ｂは、一次巻線ＰＲおよび二次巻線ＳＥ０〜ＳＥ３を有するトランスと、一次巻線ＰＲに直列接続されたトランジスタＳ０と、トランジスタＳ０のオンオフをコントロールするスイッチングコントローラＩＣ１とを備えている。トランジスタＳ０のスイッチング動作を制御するスイッチングコントローラＩＣ１は、電源電圧がＦＢ端子に入力される。スイッチングコントローラＩＣ１は、ＦＢ端子に入力された電源電圧と内部の基準電圧との差電圧を内蔵されたエラーアンプにて求め、その結果に基づくオンオフ信号をＯＵＴ端子からトランジスタＳ０のゲート端子へ出力する。なお、オンオフ周期（すなわちＰＷＭ周期）は、ＲＴＣＴ端子とＧＮＤ０端子との間に接続した抵抗ＲＴおよびコンデンサＣＴの値により決まる。

スイッチングコントローラＩＣ１の電流検出端子ＣＳには、トランジスタＳ０のドレイン、ソースと直列に接続したシャント抵抗ＲＳの電圧ＶＲＳが入力される。スイッチングコントローラＩＣ１は、何らかの不具合によりトランジスタＳ０に過電流が流れて電圧ＶＲＳが所定の閾値を超えた場合に、スイッチング動作を停止し、トランジスタＳ０を保護する。

トランジスタＳ０のドレインは、トランスＴ０の一次巻線ＰＲの一端に接続されている。一次巻線ＰＲの他端は、直流入力のＰ端子に接続されている。トランジスタＳ０のソースはシャント抵抗ＲＳの一端に接続されている。シャント抵抗ＲＳの他端は、直流入力のＮ端子に接続されている。

トランジスタＳ０がオンすると、トランスＴ０の一次巻線ＰＲに直流入力電圧が印加され、入力Ｐ端子から一次巻線ＰＲを通って入力Ｎ端子に向かって電流が流れ、一次巻線ＰＲに磁気エネルギーが蓄積される。次いで、トランジスタＳ０をオフすると、トランスＴ０に蓄積されたエネルギーは、各二次巻線ＳＥ０〜ＳＥ３に伝達される。各二次巻線ＳＥ０〜ＳＥ３には、巻線の一端からダイオードＤＳ０〜ＤＳ３、コンデンサＣＳ０〜ＣＳ３を経て巻線の他端へと流れる電流ループが形成される。その結果、各コンデンサＣＳ0〜ＣＳ3は充電され、電圧ＶＳ０〜ＶＳ３が出力される。

図３に示す構成では、トランスＴ０の二次巻線ＳＥ０〜ＳＥ３と一次巻線ＰＲとの間の結合極性を逆極性にしているので、トランジスタＳ０のオン期間には、ダイオードＤＳ０〜ＤＳ３の作用によって二次巻線には電流が流れず、一次巻線ＰＲに磁気エネルギーを溜めることができる。また、コンデンサＣＳ０〜ＣＳ３充電期間、トランスＴ０の漏れインダクタンスが電流の平滑機能を担うことができるので、電源回路にコイルを別途追加する必要がなく、部品点数が少ないという特徴がある。このような回路方式は、一般にＲＣＣ（Ringing Choke Converter）と呼ばれ、小容量スイッチング電源として、広く使われている。なお、トランスＴ０の漏れインダクタンスに起因してトランスＴ０のドレインに発生するサージ電圧を低減する目的で、一次巻線ＰＲの両端に接続されるコンデンサＣＦを設けている。

インバータ２のトランジスタＴu+、Ｔv+、Ｔw+のエミッタ端子の電位は、それぞれのコレクタに接続されるトランジスタＴu-、Ｔv-、Ｔw-のオンオフ状態により変化する。そのため、トランジスタＴu+、Ｔv+、Ｔw+の各ゲート駆動回路用の電源グランドは、絶縁する必要がある。スイッチング電源出力ＶＳ１〜ＶＳ３がトランジスタＴu+、Ｔv+、Ｔw+の各ゲート駆動回路用として、それぞれ使われる。一方、トランジスタＴu-、Ｔv-、Ｔw-のエミッタは入力Ｎ端子に接続されるので、エミッタの電位は変化しない。そのため、スイッチング電源出力（二次巻線ＳＥ０の出力電圧）ＶＳ０を共通に使用することができる。すなわち、図３に示すように、二次巻線ＳＥ０の一端は入力Ｎ端子に接続される。

また、スイッチングコントローラＩＣ１のＧＮＤ０端子も入力Ｎ端子に接続されるので、二次巻線ＳＥ０の出力電圧ＶＳ０を抵抗ＶＦＢ０およびＶＦＢ１で分圧し、その分圧電圧を出力検出電圧としてスイッチングコントローラＩＣ１のＦＢ端子に入力することができる。

スイッチングコントローラＩＣ１のコントロールにより出力される二次巻線ＳＥ０の出力電圧ＶＳ０は、ダイオードＤ０のカソードとツェナダイオードＺ０のカソードとを抵抗Ｒ０を介して接続した回路の、ダイオードＤ０のアノードに入力される。ツェナダイオードＺ０のアノードは入力Ｎ端子に接続されている。スイッチングコントローラＩＣ１は、ツェナダイオードＺ０のツェナ電圧を駆動電源ＶＣＣとして得ている。ツェナダイオードＺ０に並列接続されたコンデンサＣ０は、リプル電圧を抑制する役割を果たしている。

抵抗Ｒ１、ツェナダイオードＺ１およびトランジスタＳ１で構成される回路は、入力端子Ｐ，Ｎに入力電圧ＶＰＮが印加された直後に、スイッチングコントローラＩＣ１に駆動電源ＶＣＣを供給するためのスイッチ回路である。抵抗Ｒ１の一端はＰ端子に接続され、他端はツェナダイオードＺ１のカソードとトランジスタＳ１のゲートとに接続されている。ツェナダイオードＺ１のアノードは、Ｎ端子に接続されている。入力端子Ｐ，Ｎに電圧が印加されると、抵抗Ｒ１とツェナダイオードＺ１との直列回路に電流が流れ、ツェナダイオードＺ１の電圧が所定値に上昇するとトランジスタＳ１がオンする。

トランジスタＳ１のドレインはＰ端子に接続され、トランジスタＳ１のソースはダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列回路を介して、Ｎ端子に接続されている。ダイオードＤ１のアノードがトランジスタＳ１のソースに接続されているので、トランジスタＳ１がオンになるとコンデンサＣ１は充電される。

コンデンサＣ１の電圧が充電により上昇してツェナダイオードＺ１の電圧（ツェナ電圧ＶＺ１）に近づくと、トランジスタＳ１は非能動状態になり、その抵抗はコンデンサＣ１の電圧上昇と共に増加する。そして、「（ツェナ電圧ＶＺ１）−（コンデンサＣ１の電圧）」がトランジスタＳ１のゲートスレッシュホールド電圧を下回ると、トランジスタＳ１はオフ状態になる。これにより、コンデンサＣ１の電圧は、ツェナ電圧ＶＺ１近傍に収斂する。

コンデンサＣ１の電圧はダイオードＤ０と抵抗Ｒ０の接続点に供給され、スイッチングコントローラＩＣ１の電源ＶＣＣとされる。ここで、ダイオードＤ０，Ｄ１は出力電圧ＶＳ０、ＰＮ入力電圧（上限は前記のとおりツェナダイオードＺ１の電圧程度）のそれぞれの電圧の大小により、大きいほうの電圧を選択する役割を果たしている。

トランジスタＳ０のオン時間を長くするほど一次巻線ＰＲに流れる電流は大きくなり、トランジスタＳ０をオフした際に二次巻線ＳＥ０〜ＳＥ３に流れる電流も大きくなる。その結果、トランジスタＳ０のオン時間を長くするほど、二次巻線ＳＥ０〜ＳＥ３の出力電圧ＶＳ０〜ＶＳ３は多くなる。また、トランジスタＳ０がオンの時に流れる電流は入力電圧ＶＰＮの増減に伴って増加・減少する。

スイッチングコントローラＩＣ１は、出力電圧ＳＶ０が一定値となるようにトランジスタＳ０のオンオフ時間を制御する。そのため、入力電圧ＶＰＮが減少すると、スイッチングコントローラＩＣ１はトランジスタＳ０のオン時間を入力電圧減少前よりも長くして、出力電圧ＳＶ０を一定値に保持しようと動作する。

本実施の形態では、このような特徴を利用し、トランジスタＳ０におけるスイッチング周期に対するオン時間の割合（デューティ）に基づいて入力電圧ＶＰＮを検出し、その検出値と図２の直流入力電圧検出回路４の検出値と比較することで、直流入力電圧検出回路４の異常を判定するようにした。図３に示す構成では、スイッチング情報取得回路１１０を設けてトランジスタＳ０のスイッチング周期、オン時間を検出し、その検出結果をマイクロコントローラ９ａに入力するようにした。

（スイッチング情報取得回路１１０の説明）
図１の制御回路９に実装されてモータ制御処理を実行するマイクロコントローラ９ａは、図示しない車両の上位コントローラと通信するため、高圧バッテリーと絶縁する構成とするのが一般的である。その場合は、スイッチングコントローラＩＣ１のゲート電圧ＶＧＳをオプトカプラや磁気カプラ等の絶縁素子を用いて、絶縁を図ればよい。

図３のスイッチング情報取得回路１１０は、オプトカプラＰＨ、抵抗ＲＬおよび抵抗ＲＰを備えている。オプトカプラＰＨの発光ダイオードは、カソードがスイッチングコントローラＩＣ１のグラウンドＧＮＤ０と接続され、アノードが抵抗ＲＰを介してスイッチングコントローラＩＣ１のゲート電圧出力に接続される。また、オプトカプラＰＨの受光トランジスタのコレクタは、抵抗ＲＬを介して制御回路９の電源ＶＳに接続されている。受光トランジスタのエミッタはグラウンドＧＮＤに接続されている。

ゲート電圧ＶＧＳが非０正の値となって発光ダイオードの順方向電圧ＶＦ以上になると、オプトカプラＰＨ内の発光ダイオードが発光し、２次側の受光トランジスタがオン状態となる。その結果、受光トランジスタのコレクタ電圧は略０（トランジスタの飽和電圧があるため、完全な０とはならない）になる。一方、ゲート電圧ＶＧＳがトランジスタＳ０をオフにする電圧になると、オプトカプラＰＨ内の発光ダイオードが消光し、２次側の受光トランジスタはオフ状態になる。その結果、受光トランジスタのコレクタ電圧はＶＳになる。

ここで、トランジスタＳ０をオンにするゲート電圧ＶＧＳをＶＴＨとした場合、ＶＴＨはＶＴＨ≧ＶＦに設定すると良い。加えて、発光ダイオードの順方向電流がオプトカプラの駆動推奨電流範囲となるように、抵抗ＲＰを設定すると良い。

図４は、スイッチングコントローラＩＣ１動作時の各部波形を示す図である。図４（ａ）にはＶＳ０、ＶＡＣ０、ＶＧＳ、入力電圧ＶＰＮの波形を示し、図４（ｂ）にはスイッチング情報取得回路１１０から出力される信号ＶＯＳの波形を示す。なお、ＶＡＣ０は、二次巻線ＳＥ０とダイオードＤＳ０との接続点の電圧である。ここでは、トランジスタＳ０のゲート電圧ＶＧＳのスイッチング周期が５μs（周波数２００kHz）、二次巻線ＳＥ０の出力電圧ＶＳ０が１５Ｖ、制御回路９の電源ＶＳが５Ｖとなるように各電気回路定数をそれぞれ設定している。図４では、入力電圧ＶＰＮを４００Ｖとした場合の波形を示した。

トランジスタＳ０のゲート電圧ＶＧＳをオプトカプラＰＨに入力し、そのときに得られる絶縁後の信号ＶＯＳは、ゲート電圧ＶＧＳが０の期間はＶＳ（＝５Ｖ）となり、ゲート電圧ＶＧＳが非０正の値の期間は略０Ｖとなっていることがわかる。信号ＶＯＳは、マイクロコントローラ９ａの周期測定タイマ機能を選択できるポートに入力されている。マイクロコントローラ９ａは、信号ＶＯＳの立ち下がりから立ち上がりまでの時間を計数することで、トランジスタＳ０のオン時間Ｔonを測定する。さらに、信号ＶＯＳの立ち上がりから次の立ち上がりまでの時間を計数することで、トランジスタＳ０のスイッチング周期Ｔsを測定する。また、マイクロコントローラ９ａの演算処理により、オンデューティ（Ｔon/Ｔs）を演算する。

図５は、入力電圧ＶＰＮの電圧を２５０〜４５０ＶＤＣの範囲で変化させた場合の、オン時間Ｔon、スイッチング周期Ｔs、並びに、オンデューティ（符号Ｄｕｔｙで示す曲線）の演算結果を示したものである。図５に示す特性情報をマイクロコントローラ９ａに記憶しておけば、スイッチング情報取得回路１１０からの信号ＶＯＳに基づいて得られるオンデューティ（Ｔon/Ｔs）の値から、入力電圧ＶＰＮの値を算出することができる。

そして、信号ＶＯＳに基づき算出された入力電圧ＶＰＮと、マイクロコントローラ９ａのＡＤ変換により得られる直流入力電圧検出器４の検出値とを比較し、それらの差分値が所定の閾値以上である場合には直流入力電圧検出器４の異常と判定する。

本実施の形態では、既に実装されている回路の信号を利用して直流入力電圧検出器４の診断を行うようにしているので、従来のように電圧検出器を２つ設ける構成に比べてコスト低減を図ることができる。また、特許文献１の場合のように個別配置されるユニット間の通信により電圧検出値を送受信する必要がないので、通信に起因する判定時間の長時間化という問題を、避けることができる。

さらに、直流入力電圧検出器４の診断を、マイクロコントローラ９ａのＡＤ変換とパルス立ち上がり/立ち下がり計数結果とにより行っているので、被監視システムと監視システムが同一の機能障害に陥るのを避けることができ、同一因子故障に伴う誤診断の確率を低減することができる。

なお、スイッチング情報取得回路１１０は、電源回路１１ｂに設けても良いし、制御回路９側に設けても良い。

（変形例）
図３に示す例では、ゲート電圧ＶＧＳの変化情報をオプトカプラＰＨを介してマイクロコントローラ９ａに入力するようにしたが、オプトカプラＰＨに代えてトランスを用いるようにしても良い。トランスの一次側にゲート電圧ＶＧＳを入力することで、二次側から電気的に絶縁された信号を取得することができる。

−第２の実施の形態−
図６は、第２の実施の形態における電源回路１１ｂを示す図である。第１の実施の形態におけるスイッチング情報取得回路１１０では、トランジスタＳ０のゲートに入力される信号を絶縁素子であるオプトカプラＰＨを介してマイクロコントローラ９ａに入力することで、スイッチング情報を取得した。一方、第２の実施の形態では、トランスＴ０に既に設けられている二次巻線ＳＥ４を利用し、スイッチング情報取得回路１２０は、二次巻線ＳＥ４の電圧ＶＡＣ４を検出することでスイッチング情報を取得するようにした。電圧ＶＡＣ４は、二次巻線ＳＥ４とダイオードＤＳ４との接続点の電圧である。

二次巻線ＳＥ４の一端は、制御回路９のスイッチング電源グラウンドＧＮＤに接続されている。一方、二次巻線ＳＥ４の他端（ダイオードＤＳ４との接続点）は、抵抗ＲＬの一端に接続されている。抵抗ＲＬの他端は、ダイオードＤＣ１のアノード、ダイオードＤＣ０のカソード、そしてマイクロコントローラ９ａのそれぞれに接続されている。そして、ダイオードＤＣ１のカソードは電源ＶＳに接続され、ダイオードＤＣ０のアノードはグラウンドＧＮＤに接続されている。

トランジスタＳ０のスイッチング動作に応じて、二次巻線ＳＥ４の出力電圧が変化する。二次巻線ＳＥ４の電圧が負の場合は、ダイオードＤＣ０が導通状態になり、抵抗ＲＬを通してグラウンドＧＮＤから二次巻線ＳＥ４方向へと電流が流れる。その結果、マイクロコントローラ９ａの入力ポートの信号ＶＴＳは略０Ｖとなる。なお、ダイオードの順方向電圧があるため、完全な０Ｖとはならない。逆に、二次巻線ＳＥ４の電圧が正の場合は、ダイオードＤＣ１が導通状態になり、抵抗ＲＬを通して二次巻線ＳＥ４から電源ＶＳ方向へと電流が流れる。その結果、信号ＶＴＳの電圧は電源ＶＳの電圧となる。

図７は、図６に示す回路の各部波形を示したものである。図７（ａ）にはＶＳＢ、ＶＡＣ４、ＶＧＳ、入力電圧ＶＰＮの波形を示し、図７（ｂ）にはスイッチング情報取得回路１２０から出力される信号ＶＴＳの波形を示す。なお、ＶＳＢは二次巻線ＳＥ４の出力電圧である。ここでは、トランジスタＳ０のゲート電圧ＶＧＳのスイッチング周期が５μs（周波数２００kHz）、二次巻線ＳＥ０の出力電圧ＶＳ０が１５Ｖ、制御回路９の電源ＶＳが５Ｖとなるように各電気回路定数をそれぞれ設定している。図７では、入力電圧ＶＰＮを４００Ｖとした場合の波形を示した。

図７（ｂ）から分かるように、二次巻線ＳＥ４の電圧ＶＡＣ４をダイオードＤＣ０、ＤＣ１の直列回路の中点に抵抗ＲＬを通し入力すると、マイクロコントローラ９ａに入力される信号ＶＴＳは、ゲート電圧ＶＧＳが０の期間はＶＳ（＝５Ｖ）となり、ゲート電圧ＶＧＳが非０の期間は略０Ｖとなっていることがわかる。

信号ＶＴＳはマイクロコントローラ９ａの周期測定タイマ機能の選択できるポートに入力されており、信号ＶＴＳの立ち下がりから立ち上がりまでの時間を計数することで、トランジスタＳ０のオン時間Ｔonを測定する。また、信号ＶＴＳの立ち上がりから次の立ち上がりまでの時間を計数することで、トランジスタＳ０のスイッチング周期Ｔsを測定する。そして、マイクロコントローラ９ａの演算処理により、オンデューティ（Ｔon/Ｔs）を演算する。

図８は、入力電圧ＶPNの電圧を２５０〜４５０ＶＤＣの範囲で変化させた場合の、オン時間Ｔon、スイッチング周期Ｔs、並びに、オンデューティ（Ｄｕｔｙで示す曲線）の演算結果を示したものである。図８の特性情報をマイクロコントローラ９ａに記憶しておけば、スイッチング情報取得回路１２０からの信号ＶＴＳに基づいて得られるオンデューティ（Ｔon/Ｔs）から、入力電圧ＶＰＮの値を算出することができる。

そして、信号ＶＴＳに基づき算出された入力電圧ＶＰＮと、マイクロコントローラ９ａのＡＤ変換により得られる直流入力電圧検出器４の検出値とを比較し、それらの差分値が所定の閾値以上である場合には直流入力電圧検出器４の異常と判定する。なお、図５のＤｕｔｙ曲線と図８のＤｕｔｙ曲線とを比較すると、図５の場合の方が曲線の傾きが大きくなっている。そのため、第１の実施の形態の構成の方が、入力電圧ＶＰＮをより精度良く算出することができる。

本実施の形態においても、第１の実施の形態の場合と同様に、既に設けられている構成（トランスＴ０の二次巻線ＳＥ４）を利用することで、コスト低減、および判定時間の長時間化の回避を行うことができる。また、直流入力電圧検出器４の診断を、マイクロコントローラ９ａのＡＤ変換とパルス立ち上がり/立ち下がり計数結果により行っているので、被監視システムと監視システムが同一の機能障害に陥るのを避けることができ、同一因子故障に伴う誤診断の確率を低減することができる。

さらに、電源ＶＳＢを、制御回路９の電源回路１１ａが異常となった場合のバックアップ電源として用いることができる。

上述した実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（Ｃ１）電力変換装置１００は、インバータ２を駆動する制御回路９と、トランジスタＳ０を有し、インバータ２の入力電圧を変換して制御回路９への印加電圧を出力する電源回路１１ｂと、前記入力電圧を検出する直流入力電圧検出器４の診断を行う診断部として機能するマイクロコントローラ９ａとを備える。マイクロコントローラ９ａは、トランジスタＳ０に入力されるスイッチング信号のスイッチング周期およびオン時間に基づいて、直流入力電圧検出器４の診断を行う。

このように、既に実装されている回路の信号、すなわち、スイッチングコントローラＩＣ１からトランジスタＳ０のゲートに出力されるスイッチング信号に基づいて診断を行う構成としているので、従来に比べてコスト低減が図れると共に、従来のような通信に起因する判定時間の長時間化という問題を回避することができる。

さらに、直流入力電圧検出器４の診断を、スイッチング信号のスイッチング周期およびオン時間（すなわち、マイクロコントローラ９ａのＡＤ変換とパルス立ち上がり/立ち下がり計数結果）に基づいて行っているので、被監視システムと監視システムが同一の機能障害に陥るのを避けることができ、同一因子故障に伴う誤診断の確率を低減することができる。

（Ｃ２）また、図３に示すように、スイッチング信号を電気的に絶縁してマイクロコントローラ９ａに入力する絶縁素子（オプトカプラＰＨ）を備えることで、マイクロコントローラ９ａとの間の電気的絶縁を図ることができる。絶縁素子としては、オプトカプラＰＨに限らず磁気カプラ等を使用しても良い。

（Ｃ３）また、スイッチング信号をトランスにより絶縁し、そのトランスの二次出力に基づいて診断を行うようにしても良い。

（Ｃ４）例えば、図６に示すように、電源回路１１ｂのトランスＴ０を、スイッチング信号を絶縁するトランスとして兼用しても良く、図３に示す構成の場合と同様の効果を奏することができると共に、さらにコスト低減を図ることができる。さらに、この構成の場合には、信号検出に用いる二次巻線ＳＥ４の出力電圧ＶＳＢを、マイクロコントローラ９ａのバックアップ電源として用いることが可能である。

また、トランスＴ０を兼用する代わりに、スイッチング信号検出用のトランスを個別に設け、そのトランスの一次側にゲート電圧ＶＧＳを入力し、トランスの二次側の信号を図６のスイッチング情報取得回路１２０を介してマイクロコントローラ９ａに入力するようにしても良い。

上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１…バッテリー、２…インバータ、３…交流モータ、４…直流入力電圧検出器、９…制御回路、１０…ゲート駆動回路、１１ａ，１１ｂ…電源回路、１００…電力変換装置、１１０，１２０…スイッチング情報取得回路、ＩＣ１…スイッチングコントローラ、ＰＨ…オプトカプラ、Ｓ０…トランジスタ、ＳＥ０〜ＳＥ４…二次巻線、Ｔ０…トランス

Claims (4)

1. インバータ回路を駆動する制御回路部と、
   スイッチング回路を有し、前記インバータ回路の入力電圧を変換して前記制御回路部への印加電圧を出力する電源回路と、
   前記スイッチング回路に入力されるスイッチング信号のスイッチング周期およびオン時間に基づいて、前記入力電圧を検出する電圧検出部の診断を行う診断部とを備える、電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記スイッチング信号を電気的に絶縁して前記診断部に入力する絶縁素子を備える、電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記スイッチング信号をトランスにより絶縁し、前記トランスの二次出力に基づいて前記診断を行う、電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記電源回路のトランスを、前記スイッチング信号を絶縁するトランスとして兼用する、電力変換装置。

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