JP2020002936A - 触媒温度算出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高める。【解決手段】電気加熱式の触媒２の温度を算出する触媒温度算出装置６は、信号生成部８、触媒２に印加される電圧を検出する電圧検出部９、触媒２に流れる電流を検出する電流検出部１０および温度推定部１１を備える。信号生成部８は、車両のボディアースを基準とした低圧電源１３から電力供給を受け、触媒２への通電を行う通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を触媒２に与えることができる。温度推定部１１は、検出用信号が触媒２に与えられる検出期間における電圧検出信号Ｓｂと電流検出信号Ｓｃとに基づいて触媒２の直流抵抗および交流インピーダンスの一方または双方を検出し、その検出結果に基づいて触媒２の温度を推定する。信号生成部８は、検出用信号の出力ノードと低圧電源１３との間を絶縁する絶縁部８ａを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化する電気加熱式の触媒の温度を算出する触媒温度算出装置に関する。

従来、内燃機関の排気を浄化する電気加熱式の触媒が設けられる車両は、その触媒の温度をフィードバック制御するためのシステムであるＥＨＣシステムを備えている。なお、以下では、電気加熱式の触媒のことをＥＨＣとも呼ぶこととする。ＥＨＣシステムには、ＥＨＣの温度を速やかに所望する目標温度まで上昇させる制御を実現するため、例えば特許文献１に開示されるようなＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置が設けられる。

ＥＨＣの温度は、その直流抵抗および交流インピーダンスの一方または双方と相関があることが知られている。なお、以下では、直流抵抗および交流インピーダンスのことを、まとめて電気特性とも呼ぶこととする。そこで、従来の触媒温度算出装置では、ＥＨＣに対して高電圧が通電される期間にＥＨＣに流れる電流およびＥＨＣに印加される電圧が計測される。そして、従来の触媒温度算出装置では、電流および電圧の計測値からＥＨＣの電気特性が算出され、その電気特性に基づいてＥＨＣの温度が推定される。

特開２０１１−２３１７０９号公報

例えばハイブリッド車などの電動車両は、高電圧バッテリを備えており、その高電圧バッテリによりＥＨＣへの通電が行われる。この場合、高電圧バッテリから電力供給を受けるインバータおよびインバータにより駆動されるモータの動作に伴って生じる高電圧ノイズが高電圧バッテリの出力に重畳する。そのため、このような環境下では、高電圧ノイズの影響により、触媒温度算出装置による電流および電圧の計測誤差が大きくなり、その結果、温度の算出精度が低下するおそれがある。

そこで、このような高電圧ノイズが触媒温度算出装置による電流および電圧の計測結果に及ぼす影響を排除するため、例えば電池監視ＩＣなどで実施されている数秒程度の平均化処理を実施することが考えられる。しかし、ＥＨＣシステムにおいて、このような平均化処理を実施すると、ＥＨＣの温度を算出するまでに要する時間が長期化して温度フィードバック制御が破綻する可能性があり、システムの安全性の担保が困難となる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができる触媒温度算出装置を提供することにある。

請求項１に記載の触媒温度算出装置は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒の温度を算出する。触媒温度算出装置は、信号生成部（８、７２、１０２、１１２、１３２）、触媒に印加される電圧を検出する電圧検出部（９、６２、９２）、触媒に流れる電流を検出する電流検出部（１０）および温度推定部（１１）を備える。信号生成部は、車両のボディアースを基準とした電源から電力供給を受け、触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を触媒に与えることができる。温度推定部は、検出用信号が触媒に与えられる検出期間における電圧検出部による電圧の検出値および電流検出部による電流の検出値に基づいて触媒の直流抵抗および交流インピーダンスの一方または双方を検出し、その検出結果に基づいて触媒の温度を推定する。

上記構成では、触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号が触媒に与えられる検出期間に、触媒に印加される電圧および触媒に流れる電流が検出される。そのため、上記構成によれば、従来技術において説明した高電圧ノイズが通電部の出力電圧に重畳するような場合でも、その影響により、電圧および電流の検出誤差が大きくなることがない。そのため、上記構成では、数秒程度の平均化処理などを実施することなく、温度の推定精度を良好に維持することができる。

したがって、上記構成によれば、電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができるという優れた効果が得られる。そして、このような効果を奏する触媒温度算出装置を用いた触媒の温度を制御するＥＨＣシステムによれば、運転条件または始動条件に関わらず温度のフィードバック制御が成立することになり、車両の排気エミッションの改善に寄与することができる。特に、ゼロエミッション達成のために触媒の温度を短時間で目標温度まで昇温する必要があるＥＨＣシステムほど、高応答の温度フィードバック制御が必要となることから、上記構成の触媒温度算出装置を用いるメリットが大きくなる。

車両絶縁の法規対応の観点から、比較的高い電圧により触媒への通電を行う通電部は、車両のボディアースとの間で絶縁されている必要がある。そこで、上記構成の触媒温度算出装置において、信号生成部は、検出用信号の出力ノードと車両のボディアースを基準とした電源との間を絶縁する絶縁部（８ａ、１８、１０５）を備えている。このような構成によれば、検出用信号の出力ノードに接続される触媒、ひいては通電部と、車両のボディアースとの間の絶縁を確保することができる。

上記構成において、触媒に流れる電流を検出するためには、検出用信号の出力ノードから触媒へと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗が設けられるのが一般的である。ここで、仮に、信号生成部が絶縁部を備えていない構成であるとすると、上記検出抵抗として、絶縁法規を満足できる程度に高い抵抗値のものを用いる必要が生じる。比較的高い抵抗値の検出抵抗を用いると、次のような問題が生じる。

すなわち、検出期間に触媒に印加される電圧は、検出用信号の電圧を、検出抵抗と触媒の直流抵抗または交流インピーダンスとにより分圧した電圧となる。そのため、検出抵抗の抵抗値が高いほど、検出期間における触媒への印加電圧および触媒に流れる電流が小さくなり、電圧検出部による電圧の検出精度および電流検出部による電流の検出精度が低下するおそれがある。これに対し、上記構成のように信号生成部が絶縁部を備えた構成である場合、検出抵抗の抵抗値を低く抑えることができるため、電圧および電流の検出精度を高めることができる。

上記構成において、信号生成部は、通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成する構成である。そのため、通電部により触媒への通電が行われる期間、通電部から信号生成部へと流れる電流、つまり逆流が生じる可能性があり、このような逆流が流れると信号生成部が故障するおそれがある。そこで、請求項２に記載の触媒温度算出装置は、さらに、通電部により触媒への通電が行われている期間において通電部から信号生成部へと流れる電流を阻止する逆流阻止部（１２、２４、５２、８２、１０３）を備える。このような構成によれば、通電部により触媒への通電が行われている期間における逆流の発生を確実に防止することができる。

上記構成において、触媒は、その直流抵抗または交流インピーダンスが低いほど、その温度を速やかに上昇させることができる。ただし、触媒の直流抵抗または交流インピーダンスが低くなると、触媒に流れる電流を検出するための検出抵抗の抵抗値によっては、電圧および電流の検出精度が低下するおそれがある。しかし、上記構成では、信号生成部が絶縁部を備えていることから、検出抵抗の抵抗値を低く抑えることができるため、触媒として、直流抵抗または交流インピーダンスの低いものを採用することができる。例えば、請求項５に記載の触媒温度算出装置のように、通電部と車両のボディアースとの間の絶縁抵抗より小さい直流抵抗または交流インピーダンスを有する触媒を採用することができる。そして、上記構成の触媒温度算出装置と、直流抵抗または交流インピーダンスの低い触媒とを採用したＥＨＣシステムによれば、触媒の温度を素早く上昇させることが可能となり、排気エミッションを一層改善することができる。

請求項８に記載の触媒温度算出装置では、通電部は、車両に搭載されるバッテリから電力供給を受けるようになっている。また、この場合、電圧検出部は、バッテリで発生するノイズ成分を除去するための低域通過フィルタ（２６）を備える。車両に搭載されるバッテリで発生するノイズ成分は、比較的低い周波数（例えば数百Ｈｚ）から比較的高い周波数（例えば数ＭＨｚ）までの幅広い周波数のものとなる。

低域通過フィルタにより、このようなノイズ成分の全てを除去しようとすると、そのカットオフ周波数は、バッテリで発生するノイズ成分の周波数の下限値付近に設定しなければならない。しかし、このような低いカットオフ周波数の低域通過フィルタを備えた電圧検出部は、時定数の関係から、電圧の検出に多大な時間を要することになる。ただし、バッテリで発生するノイズ成分の全てが、通電部を通過して触媒側へと到達するわけではなく、比較的低いノイズ成分については通電部で大きく減衰されると考えられる。

そこで、この場合、低域通過フィルタのカットオフ周波数は、通電部による触媒への通電が停止されている期間にバッテリから通電部を通過して触媒側へと到達するノイズ成分の下限周波数より低いという条件を満たす周波数に設定されている。このようにすれば、バッテリで発生するノイズ成分に起因した電圧検出部の検出精度の低下を抑制しつつ、電圧検出部による電圧の検出時間が長引くことを防止することができる。つまり、上記構成によれば、触媒の温度の算出精度を一層高めるとともに、その応答性を一層高めることができる。

第１実施形態に係るＥＨＣシステムの構成を模式的に示す図 第１実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第１実施形態に係るＥＨＣに印加される電圧およびＥＨＣに流れる電流の波形を模式的に示す図 第１実施形態に係る電圧検出部および電流検出部の具体的な構成例を示す図 第１実施形態に係る検出時間およびＬＰＦのカットオフ周波数の関係を示す図 第１実施形態に係る高電圧ノイズの影響を除去するためのＬＰＦのカットオフ周波数の設定手法を説明するための図 第１実施形態に係る高電圧ノイズおよびスイッチングノイズの影響を除去するためのＬＰＦのカットオフ周波数の設定手法を説明するための図 第１実施形態に係るＥＨＣシステムにおいて実行される制御の内容を模式的に示す図 第１実施形態に係る各部の動作状態およびＥＨＣの温度を示すタイミングチャート 比較例に係る触媒温度算出装置の構成を模式的に示す図 絶縁電源の変形例を示す図その１ 絶縁電源の変形例を示す図その２ 第２実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第３実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第４実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第４実施形態に係るＥＨＣに印加される電圧およびＥＨＣに流れる電流の波形を模式的に示す図 第４実施形態に係る高電圧ノイズおよびスイッチングノイズの影響を除去するためのＬＰＦのカットオフ周波数の設定手法を説明するための図 第５実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第６実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第７実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第７実施形態に係るＥＨＣに印加される電圧およびＥＨＣに流れる電流の波形を模式的に示す図 第７実施形態に係る高電圧ノイズの影響を除去するためのＬＰＦのカットオフ周波数の設定手法を説明するための図 第８実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第９実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第１０実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図

以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１〜図１２を参照して説明する。

＜ＥＨＣシステム１について＞
図１に示すＥＨＣシステム１は、例えばハイブリッド車などの車両に設けられるものであり、ＥＨＣ２を加熱するとともにＥＨＣ２の温度が所望する目標温度となるように温度フィードバック制御を行う。ＥＨＣ２は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒である。ＥＨＣシステム１は、通電部３、通電制御部４、ＥＣＵ５、触媒温度算出装置６などを備えている。通電部３は、高圧電源７から電力供給を受け、高圧電源７の電圧に応じた電圧を出力し、その出力電圧をＥＨＣ２に印加することができる。

高圧電源７は、車両に搭載されるバッテリのうち、比較的高い電圧（例えば数百Ｖ）を出力する高電圧バッテリである。なお、以下では、ＥＨＣ２に対して通電部３が印加する電圧のことを高電圧とも呼ぶこととする。通電部３は、高電圧の給電経路に直列に介在する例えばＩＧＢＴなどのスイッチング素子を備えた電源回路として構成されている。このような構成により、通電部３は、ＥＨＣ２に対する高電圧の印加、つまりＥＨＣ２への通電を実行および停止することができる。

通電部３の動作、具体的には通電部３によるＥＨＣ２への通電の実行および停止は、通電制御部４により制御される。通電制御部４には、触媒温度算出装置６から出力されるＥＨＣ２の温度推定値を表す温度検出信号Ｓａが与えられている。また、通電制御部４には、ＥＣＵ５からＥＨＣ２への通電の実行および停止のタイミングなどを指令する指令信号が与えられている。

通電制御部４は、温度検出信号Ｓａが表すＥＨＣ２の温度推定値およびＥＣＵ５から与えられる指令信号に基づいて通電部３の動作を制御する。また、通電制御部４は、ＥＨＣ２の温度推定値などをＥＣＵ５へと送信する。ＥＣＵ５は、電池ＥＣＵおよびエンジンＥＣＵである。電池ＥＣＵは、高圧電源７を監視する機能などを有する電子制御装置である。エンジンＥＣＵは、車両の様々な運転状態における各種センサ信号に基づいて各種アクチュエータを統合的に制御し、最適なエンジン状態での動作を実現する電子制御装置である。

触媒温度算出装置６は、ＥＨＣ２の温度を算出するものであり、信号生成部８、電圧検出部９、電流検出部１０、温度推定部１１、逆流阻止部１２などを備えている。信号生成部８は、低圧電源１３から電力供給を受け、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与えることができる。信号生成部８の動作、具体的には検出用信号をＥＨＣ２に与えるか否かは、通電制御部４により制御される。

信号生成部８は、検出用信号の出力ノードと低圧電源１３との間を絶縁する絶縁部８ａを備えている。低圧電源１３は、車両に搭載されるバッテリのうち、比較的低い電圧（例えば１２Ｖ、２４Ｖなど）を出力する低電圧バッテリである。このような低電圧バッテリである低圧電源１３は、車両のボディアースを基準とした電源となっている。

電圧検出部９は、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。電圧検出部９から出力される電圧の検出値を表す電圧検出信号Ｓｂは、温度推定部１１に与えられる。電流検出部１０は、ＥＨＣ２に流れる電流を検出する。電流検出部１０から出力される電流の検出値を表す電流検出信号Ｓｃは、温度推定部１１に与えられる。温度推定部１１は、電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。

具体的には、温度推定部１１は、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間における電圧検出信号Ｓｂが表す電圧の検出値および電流検出信号Ｓｃが表す電流の検出値に基づいて、ＥＨＣ２の直流抵抗Ｒおよび交流インピーダンスＺａｃのうち少なくとも一方を算出する。なお、以下では、直流抵抗Ｒおよび交流インピーダンスＺａｃを区別する必要がない場合、それらを電気特性と総称することとする。

ＥＨＣ２の温度は、ＥＨＣ２の仕様などに依存するが、その電気特性と相関がある。温度推定部１１には、使用されるＥＨＣ２の温度と電気特性との相関を表すテーブルが記憶されている。温度推定部１１は、上述したようにして算出した電気特性および上記テーブルに基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。温度推定部１１から出力される温度の推定値を表す温度検出信号Ｓａは、前述したように通電制御部４に与えられる。

上記構成では、高圧電源７から電力供給を受ける通電部３と、低圧電源１３から電力供給を受ける信号生成部８との両方が、ＥＨＣ２に対して電圧を印加することができるようになっている。そのため、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間、通電部３から信号生成部８へと電流が流れるおそれがある。逆流阻止部１２は、このような電流である逆流を阻止するために設けられている。

＜触媒温度算出装置６について＞
上記したような機能を有する触媒温度算出装置６の具体的な構成としては、例えば図２に示すような構成を採用することができる。図２に示す構成において、信号生成部８は、検出用信号として直流電圧を生成し、その直流電圧をＥＨＣ２に印加することができる構成となっている。この場合、信号生成部８による直流電圧の印加の実行および停止は、通電制御部４により制御される。

信号生成部８は、絶縁電源１４、抵抗１５、１６およびＯＰアンプ１７を備えている。絶縁電源１４は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、低圧電源１３から電源線Ｌ１、Ｌ２を介して供給される直流電圧ＶＢを任意の電圧値を有する直流電圧Ｖｄに変換し、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して出力する。なお、電源線Ｌ２は、車両のボディアースに接続されている。また、電源線Ｌ３の電位は、触媒温度算出装置６を含むＥＨＣシステム１の基準電位となる。絶縁電源１４は、トランス１８、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子１９、ダイオード２０およびコンデンサ２２を備えている。

トランス１８は、前述した絶縁部８ａとして機能するもので、一次巻線１８ａおよび二次巻線１８ｂを備えている。一次巻線１８ａの一方の端子は電源線Ｌ１に接続され、その他方の端子はスイッチング素子１９のドレインに接続されている。スイッチング素子１９のソースは、電源線Ｌ２に接続されている。

スイッチング素子１９のゲートには、通電制御部４により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子１９は、そのゲート駆動信号に応じて、所定の周波数でオンオフされる、つまりスイッチング動作される。

二次巻線１８ｂの一方の端子はダイオード２０を順方向に介して電源線Ｌ３に接続され、その他方の端子は電源線Ｌ４に接続されている。コンデンサ２２は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に接続されている。上記構成の絶縁電源１４では、スイッチング素子１９のスイッチング動作により、直流電圧Ｖｄが生成される。

抵抗１５、１６は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に直列接続されており、絶縁電源１４から出力される直流電圧Ｖｄを、それらの抵抗比に応じた分圧比で分圧する。ＯＰアンプ１７は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ１７は、その反転入力端子と出力端子が接続されており、ボルテージフォロアとして機能する。ＯＰアンプ１７の非反転入力端子には、抵抗１５、１６の相互接続ノードであるノードＮ１の電圧、つまり直流電圧Ｖｄが分圧された分圧電圧が与えられている。

ＯＰアンプ１７の出力端子は、信号生成部８における検出用信号の出力ノードとなるノードＮ２に接続されている。したがって、上記構成の信号生成部８では、ＯＰアンプ１７から出力される直流電圧が検出用信号に相当する。この場合、検出用信号となる直流電圧の電圧値は、抵抗１５、１６の抵抗比により定まる分圧比に応じて、所望する値に設定されている。上記構成の信号生成部８は、絶縁部８ａとして機能するトランス１８により、車両のボディアースを基準とした低圧電源１３との絶縁が確保されている。

図２に示す構成では、ＥＨＣ２に流れる電流ｉを検出するため、信号生成部８のノードＮ２からＥＨＣ２へと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗２３が設けられている。具体的には、検出抵抗２３の一方の端子はノードＮ２に接続され、その他方の端子はノードＮ３に接続されている。ノードＮ３には、前述した逆流阻止部１２として機能するダイオード２４のアノードが接続されている。ダイオード２４のカソードは、ノードＮ４に接続されている。ノードＮ４と、出力電源線Ｌ４に接続されるノードＮ５との間には、ＥＨＣ２が接続されている。

電圧検出部９には、信号生成部８とダイオード２４との相互接続ノードに相当するノードＮ３の電圧が与えられている。電圧検出部９は、ノードＮ３の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部９は、電源線Ｌ４の電位を基準としたノードＮ３の電圧、つまりノードＮ３およびノードＮ５間の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。電流検出部１０には、検出抵抗２３の各端子電圧が与えられている。電流検出部１０は、検出抵抗２３の各端子電圧の差に基づいてＥＨＣ２に流れる電流を検出する。

上記構成では、絶縁電源１４のスイッチング素子１９の動作が制御されることにより、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間にＯＰアンプ１７の出力電圧がＥＨＣ２に印加されるようになっている。したがって、本実施形態では、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間となる。

図３に示すように、このような検出期間におけるノードＮ３およびノードＮ５間の電圧は、ダイオード２４の順方向電圧Ｖｆよりも高い一定の直流電圧となる。なお、この電圧の値は、前述したように、抵抗１５、１６による分圧比に応じて所望する値に設定することができる。また、このような検出期間にＥＨＣ２に流れる電流ｉは、ＥＨＣ２に一定の電圧が印加されていることから、その一定の電圧に応じた一定の電流となる。

なお、この場合、ＥＨＣ２としては、その直流抵抗Ｒと温度とに相関があるものが用いられる。温度推定部１１は、ＥＨＣ２に一定の直流電圧が印加されるとともに一定の電流が流れる検出期間における電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の直流抵抗Ｒを検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。

＜電圧検出部９および電流検出部１０について＞
電圧検出部９および電流検出部１０の具体的な構成としては、例えば図４に示すような構成を採用することができる。図４に示すように、電圧検出部９は、増幅回路２５、低域通過フィルタ２６およびＡ／Ｄ変換器２７を備えている。なお、以下では、低域通過フィルタのことをＬＰＦと省略するとともに、Ａ／Ｄ変換器のことをＡＤＣと省略することとする。

増幅回路２５は、ＯＰアンプ２８および抵抗２９、３０により構成されている。ＯＰアンプ２８は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ２８の非反転入力端子には、抵抗２９を介して検出対象の電圧であるノードＮ３の電圧が与えられる。ＯＰアンプ２８の非反転入力端子は、抵抗３０を介して、その出力端子に接続されている。このような構成により、増幅回路２５は、ＯＰアンプ２８の出力端子から、検出対象の電圧を増幅した電圧を出力する。

ＬＰＦ２６は、抵抗３１およびコンデンサ３２からなるＲＣフィルタである。抵抗３１は、ＯＰアンプ２８の出力端子およびコンデンサ３２の一方の端子の間に接続されている。コンデンサ３２の他方の端子は、電源線Ｌ４に接続されている。抵抗３１およびコンデンサ３２の相互接続ノードであるノードＮ６は、ＡＤＣ２７の入力端子に接続されている。ＡＤＣ２７は、ノードＮ６の電圧、つまりＬＰＦ２６の出力電圧をデジタル信号に変換して出力する。ＡＤＣ２７から出力されるデジタル信号は、電圧検出信号Ｓｂとして温度推定部１１に与えられる。

また、図４に示すように、電流検出部１０は、増幅回路３３、ＬＰＦ３４およびＡＤＣ３５を備えている。増幅回路３３は、ＯＰアンプ３６および抵抗３７〜４０により構成されている。ＯＰアンプ３６は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ３６の非反転入力端子および反転入力端子には、それぞれ抵抗３７および抵抗３８を介して検出抵抗２３の各端子電圧が与えられる。

ＯＰアンプ２８の非反転入力端子は、抵抗３９を介して電源線Ｌ４に接続されている。ＯＰアンプ２８の反転入力端子は、抵抗４０を介して、その出力端子に接続されている。このような構成により、増幅回路３３は、ＯＰアンプ３６の出力端子から、検出抵抗２３の各端子電圧の差電圧を増幅した電圧を出力する。

ＬＰＦ３４は、抵抗４１およびコンデンサ４２からなるＲＣフィルタである。抵抗４１は、ＯＰアンプ３６の出力端子およびコンデンサ４２の一方の端子の間に接続されている。コンデンサ４２の他方の端子は、電源線Ｌ４に接続されている。抵抗４１およびコンデンサ４２の相互接続ノードであるノードＮ７は、ＡＤＣ３５の入力端子に接続されている。ＡＤＣ３５は、ノードＮ７の電圧、つまりＬＰＦ３４の出力電圧をデジタル信号に変換して出力する。ＡＤＣ３５から出力されるデジタル信号は、電流検出信号Ｓｃとして温度推定部１１に与えられる。

車両に搭載される高電圧バッテリである高圧電源７の出力には、高圧電源７から電力供給を受ける図示しないインバータおよびインバータにより駆動される図示しないモータの動作に伴って生じる高電圧ノイズが重畳する。電圧検出部９および電流検出部１０は、このような高電圧ノイズが重畳した電圧に基づいて、電圧および電流を検出する構成となっている。そこで、電圧検出部９および電流検出部１０には、このような高電圧ノイズの影響を除去するためのＬＰＦ２６および３４が設けられている。なお、以下では、ＬＰＦ２６および３４を区別する必要がない場合、それらをＬＰＦと総称することとする。

高圧電源７で発生するノイズ成分は、例えば数百Ｈｚ〜数ＭＨｚといった、比較的低い周波数から比較的高い周波数までの幅広い周波数のものとなる。ＬＰＦにより、このようなノイズ成分の全てを除去しようとすると、そのカットオフ周波数は、高圧電源７で発生するノイズ成分の周波数の下限値、例えば数百Ｈｚ付近に設定しなければならない。

しかし、図５に示すように、ＬＰＦのカットオフ周波数は、電圧検出部９および電流検出部１０の検出時間、ひいては温度推定部１１による温度の推定時間に反比例するようになっている。そのため、ＬＰＦのカットオフ周波数が低くなるほど、電圧および電流の検出時間、ひいては温度の推定時間が長くなる。したがって、ＬＰＦのカットオフ周波数を、高圧電源７で発生するノイズ成分の周波数の下限値に設定した場合、温度の推定に多大な時間を要することになる。

ただし、高圧電源７で発生するノイズ成分は、その全てが通電部３を通過してＥＨＣ２側へと到達するわけではなく、比較的低いノイズ成分については通電部３で大きく減衰されると考えられる。そこで、この場合、ＬＰＦのカットオフ周波数は、次のような条件を満たす周波数に設定されている。

すなわち、図６に示すように、高圧電源７で発生するノイズ成分の下限値が周波数ｆminであるとともに上限値が周波数ｆmaxであるとすると、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間に高圧電源７から通電部３を通過してＥＨＣ２側へと到達するノイズ成分の下限周波数ｆａは、周波数ｆminよりも高い周波数となる。

本実施形態では、ＬＰＦのカットオフ周波数は、周波数ｆminより高く且つ下限周波数ｆａより低いという条件を満たす周波数に設定される。なお、下限周波数ｆａは、通電部３を構成する電源回路の特性、具体的にはＩＧＢＴおよびＩＧＢＴに逆並列接続される還流ダイオードであるＦＷＤの接合容量成分などにより定まる。

ＬＰＦのカットオフ周波数を、このような条件を満たす周波数に設定すれば、高電圧ノイズの影響を確実に除去しつつ、検出時間がむやみに増大することを防止することができる。ただし、上記構成では、絶縁電源１４を構成するスイッチング素子１９のスイッチング動作に伴って発生するスイッチングノイズが、電圧検出部９および電流検出部１０による検出動作に影響を及ぼす可能性もある。

そこで、このようなスイッチングノイズの影響をも除去するためには、ＬＰＦのカットオフ周波数は、下限周波数ｆａよりも低いという条件だけでなく、スイッチング素子１９によるスイッチング動作の周波数であるスイッチング周波数よりも低いという条件をも満たす周波数に設定すればよい。例えば、図７に示すように、スイッチング素子１９のスイッチング周波数ｆｂが周波数ｆminより高く且つ下限周波数ｆａより低い周波数である場合、ＬＰＦのカットオフ周波数は、周波数ｆminより高く且つスイッチング周波数ｆｂより低いという条件を満たす周波数に設定すればよい。

次に、上記構成のＥＨＣシステム１の全体的な動作について説明する。
ＥＨＣシステム１では、車両が始動されると、図８に示すような内容の制御が実行される。なお、図８に示す各処理のうち、ステップＳ１０１〜Ｓ１０４は、触媒温度算出装置６を主体として実行されるものであり、ＥＨＣ２の温度を算出するための処理である。また、ステップＳ１０５〜Ｓ１０８は、通電制御部４を主体として実行されるものであり、ＥＨＣ２の温度が目標温度Ｔｇとなるようにフィードバック制御するための処理である。

まず、ステップＳ１０１では、信号生成部８からＥＨＣ２への検出用信号の出力が開始される。ステップＳ１０２では、ＥＨＣ２に印加される電圧の検出およびＥＨＣ２に流れる電流の検出が実行される。ステップＳ１０３では、ステップＳ１０２で検出された電圧および電流の検出値に基づいてＥＨＣ２の電気特性が算出される。ステップＳ１０４では、ステップＳ１０３で算出された電気特性などに基づいてＥＨＣ２の温度が推定される。

ステップＳ１０５では、ＥＨＣ２の目標温度Ｔｇと、ステップＳ１０３で推定された推定温度Ｔｅとの差ΔＴ（＝Ｔｇ−Ｔｅ）が閾値Ｔth未満であるか否かが判断される。閾値Ｔthは、ＥＨＣ２の温度が目標温度Ｔｇに達したか否かを判断するためのものであり、本実施形態では、ゼロに設定されている。なお、閾値Ｔthは、種々の誤差を考慮したうえで上記判断ができるような任意の値に設定すればよい。

ここで、ＥＨＣ２の温度が目標温度Ｔｇに達している場合、差ΔＴがゼロ未満、つまり「ΔＴ＜０」となる。この場合、ステップＳ１０５で「ＹＥＳ」となり、本制御が終了となる。一方、ＥＨＣ２の温度が目標温度Ｔｇに達していない場合、差ΔＴがゼロ以上、つまり「ΔＴ≧０」となる。この場合、ステップＳ１０５で「ＮＯ」となり、ステップＳ１０６に進む。ステップＳ１０６では、信号生成部８からＥＨＣへの検出用信号の出力が停止されるとともに、通電部３によるＥＨＣ２への通電が開始される。これにより、ＥＨＣ２の加熱が開始される。

ステップＳ１０７は、ＥＨＣ２の加熱が開始された開始時点から所定時間が経過するまで待機するために設けられている。したがって、ステップＳ１０７では、所定時間が経過したか否かが判断される。ここで、開始時点から所定時間が経過すると、ステップＳ１０７で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ１０８に進む。ステップＳ１０８では、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止される。これにより、ＥＨＣ２の加熱が停止される。ステップＳ１０８の実行後は、ステップＳ１０１へ戻り、再びＥＨＣ２の温度を算出するための各処理から順に実行される。

上述した制御において、信号生成部８から検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間は、電圧検出部９が電圧検出に要する時間、電流検出部１０が電流検出に要する時間、温度推定部１１が温度の推定に要する時間などに応じた期間となる。詳細は後述するが、本実施形態では、これらの時間を短く抑えることができるようになっているため、検出期間を短くすることができる。

また、上述した制御において、通電部３によるＥＨＣ２への通電が行われる通電期間は、ステップＳ１０７で用いられる所定時間に応じた期間となる。そして、その所定時間は、差ΔＴに基づいて決定されるようになっている。すなわち、図９に示すように、差ΔＴが大きいほど所定時間が長い時間に設定されて通電期間が長くなり、差ΔＴが小さいほど所定時間が短い時間に設定されて通電期間が短くなる。

ＥＨＣシステム１において上述したような制御が実行されることにより、車両の始動後、ＥＨＣ２の温度が短時間で目標温度Ｔｇまで昇温されることになる。なお、この場合、通電部３によるＥＨＣ２への通電が行われる期間と、信号生成部８により検出用信号がＥＨＣ２に与えられる期間とが重複しないようになっている。すなわち、この場合、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間に、検出用信号がＥＨＣ２に与えられることによりＥＨＣ２の電気特性、ひいては温度が求められるようになっている。

以上説明したように、本実施形態の触媒温度算出装置６は、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与えることができる信号生成部８を備えている。そして、この場合、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間に、ＥＨＣ２に印加される電圧およびＥＨＣ２に流れる電流が検出される。そのため、上記構成によれば、高圧電源７で発生する高電圧ノイズが通電部３の出力電圧に重畳するような場合でも、その影響により、電圧および電流の検出誤差が大きくなることがない。そのため、本実施形態の触媒温度算出装置６では、数秒程度の平均化処理などを実施することなく、温度の推定精度を良好に維持することができる。

したがって、本実施形態の触媒温度算出装置６によれば、ＥＨＣ２の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができるという優れた効果が得られる。そして、このような効果を奏する触媒温度算出装置６を用いたＥＨＣシステム１によれば、運転条件または始動条件に関わらず温度のフィードバック制御が成立することになり、車両の排気エミッションの改善に寄与することができる。特に、ゼロエミッション達成のためにＥＨＣ２の温度を短時間で目標温度まで昇温する必要があるシステムほど、高応答の温度フィードバック制御が必要となることから、上記構成の触媒温度算出装置６を用いるメリットが大きくなる。

車両絶縁の法規対応の観点から、例えば数百Ｖといった比較的高い電圧によりＥＨＣ２への通電を行う通電部３は、車両のボディアースとの間で絶縁されている必要がある。そこで、本実施形態の信号生成部８は、検出用信号の出力ノードと車両のボディアースを基準とした低圧電源１３との間を絶縁する絶縁部８ａを備えている。このような構成によれば、検出用信号の出力ノードに接続されるＥＨＣ２、ひいては通電部３と、車両のボディアースとの間の絶縁を確保することができる。

一般に、ＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置において、ＥＨＣに流れる電流を検出するためには、検出用信号の出力ノードからＥＨＣへと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗が設けられる。例えば、図１０に示す触媒温度算出装置のように、検出用信号として交流電圧を生成する信号生成部４３を備え、その交流電圧をカップリングコンデンサＣ１、Ｃ２を介してＥＨＣ４４に印加する構成の場合、交流電圧の出力ノードからＥＨＣ４４へと至る信号ラインに直列に介在するように検出抵抗Ｒ１、Ｒ２が設けられる。なお、以下では、図１０に示す触媒温度算出装置のことを比較例と呼ぶ。

比較例のように、信号生成部４３が絶縁部を備えていない構成である場合、検出抵抗Ｒ１、Ｒ２としては、絶縁法規を満足できる程度に高い抵抗値のものを用いる必要が生じる。比較的高い抵抗値の検出抵抗を用いると、次のような問題が生じる。すなわち、検出期間にＥＨＣに印加される電圧は、検出用信号の電圧を、検出抵抗とＥＨＣの直流抵抗または交流インピーダンスとにより分圧した電圧となる。

そのため、検出抵抗の抵抗値が高いほど、検出期間におけるＥＨＣへの印加電圧およびＥＨＣに流れる電流が小さくなり、ＥＨＣに印加される電圧の検出精度およびＥＨＣに流れる電流の検出精度が低下するおそれがある。これに対し、本実施形態のように、信号生成部８が絶縁部８ａを備えた構成である場合、検出抵抗２３の抵抗値を低く抑えることができるため、絶縁法規を満足しつつ、電圧検出部９による電圧の検出精度および電流検出部１０による電流の検出精度を高めることができる。

本実施形態では、信号生成部８は、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成する構成である。そのため、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われる期間、通電部３から信号生成部８へと流れる電流、つまり逆流が生じる可能性があり、このような逆流が流れると信号生成部８が故障するおそれがある。そこで、触媒温度算出装置６は、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部８へと流れる電流を阻止する逆流阻止部１２を備えている。このような構成によれば、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間における逆流の発生を確実に防止することができる。

ＥＨＣ２は、その直流抵抗Ｒまたは交流インピーダンスＺａｃが低いほど、その温度を速やかに上昇させることができる。ただし、ＥＨＣ２の直流抵抗Ｒまたは交流インピーダンスＺａｃが低くなると、検出抵抗２３の抵抗値によっては、電圧および電流の検出精度が低下するおそれがある。これは、前述したように、検出期間にＥＨＣ２に印加される電圧が、検出用信号の電圧を検出抵抗２３とＥＨＣ２の直流抵抗Ｒまたは交流インピーダンスＺａｃとにより分圧した電圧となることに起因している。

しかし、本実施形態では、信号生成部８が絶縁部８ａを備えていることから、検出抵抗２３の抵抗値を低く抑えることができるため、ＥＨＣ２として、直流抵抗Ｒの低いものを採用することができる。本実施形態では、例えば、通電部３と車両のボディアースとの間の絶縁抵抗より小さい直流抵抗Ｒを有するＥＨＣを採用することができる。そして、上記構成の触媒温度算出装置６と、直流抵抗Ｒの低いＥＨＣ２とを採用したＥＨＣシステム１によれば、ＥＨＣ２の温度を素早く上昇させることが可能となり、排気エミッションを一層改善することができる。

また、本実施形態の触媒温度算出装置６では、信号生成部８は、検出用信号として直流電圧を生成し、その直流電圧をＥＨＣ２に印加することができる構成となっている。そのため、温度推定部１１は、検出期間における電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の直流抵抗Ｒを検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定することができる。したがって、本実施形態の触媒温度算出装置６は、直流抵抗Ｒと温度とに相関がある仕様のＥＨＣを用いるＥＨＣシステムに好適なものとなる。

本実施形態では、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間には、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されるようになっている。このような構成によれば、高圧電源７において発生する高電圧ノイズが電圧検出部９および電流検出部１０の検出動作に与える影響を一層低減することができ、その結果、電圧および電流の検出誤差を一層小さく抑えることができる。

電圧検出部９は、信号生成部８と逆流阻止部１２として機能するダイオード２４との相互接続ノードであるノードＮ３の電圧、つまりダイオード２４のアノード側の電圧からＥＨＣ２に印加される電圧を検出する構成となっている。このような構成によれば、電圧検出部９には、通電部３から出力される高電圧が印加されることがない。そのため、電圧検出部９に対し、高電圧から回路素子を保護するための構成、つまり過電圧保護のための構成などを付与する必要がなく、電圧検出部９の回路規模を小さく抑えることができる。

本実施形態において、通電部３は、車両に搭載される高圧電源７から電力供給を受けるようになっている。また、この場合、電圧検出部９および電流検出部１０は、高圧電源７で発生するノイズ成分を除去するためのＬＰＦを備えている。そして、車両に搭載される高圧電源７で発生するノイズ成分は幅広い周波数のものとなっている。ＬＰＦにより、このようなノイズ成分の全てを除去しようとすると、そのカットオフ周波数は、高圧電源７で発生するノイズ成分の周波数の下限値付近に設定しなければならない。しかし、このような低いカットオフ周波数のＬＰＦを備えた構成では、電圧または電流の検出に多大な時間を要することになる。

ただし、高圧電源７で発生するノイズ成分の全てが、通電部３を通過してＥＨＣ２側へと到達するわけではなく、比較的低いノイズ成分については通電部３で大きく減衰されると考えられる。そこで、この場合、ＬＰＦのカットオフ周波数は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間に高圧電源７から通電部３を通過してＥＨＣ２側へと到達するノイズ成分の下限周波数ｆａより低いという条件を満たす周波数に設定されている。

このようにすれば、高圧電源７で発生するノイズ成分に起因した電圧検出部９および電流検出部１０の検出精度の低下を抑制しつつ、電圧検出部９および電流検出部１０における検出時間、ひいては温度推定部１１による温度の推定時間が長引くことを防止することができる。つまり、本実施形態によれば、ＥＨＣ２の温度の算出精度を一層高めるとともに、その応答性を一層高めることができる。

本実施形態の構成では、絶縁電源１４を構成するスイッチング素子１９のスイッチング動作に伴い発生するスイッチングノイズが、電圧検出部９および電流検出部１０による検出動作に影響を及ぼす可能性もある。そこで、ＬＰＦのカットオフ周波数は、下限周波数ｆａより低いという条件に加え、スイッチング素子１９によるスイッチングの周波数ｆｂより低いという条件をも満たす周波数に設定すればよい。このようにすれば、高圧電源７で発生するノイズ成分および絶縁電源１４で発生するスイッチングノイズに起因した電圧検出部９および電流検出部１０の検出精度の低下を抑制しつつ、電圧および電流の検出時間および温度の推定時間が長引くことを防止することができる。

なお、電流検出部１０では、検出抵抗２３の各端子電圧の差電圧に基づいてＥＨＣ２の電流を検出する差動検出の構成であることから、高電圧ノイズやスイッチングノイズによるコモンモードノイズの影響を受けて検出誤差が生じる可能性は低い。電圧検出部９についても、同様に差動検出の構成とすれば、コモンモードノイズの影響を受け難くすることが可能である。ただし、本実施形態では、電流検出部１０だけが差動検出の構成とされている。このように、電流検出部１０だけが差動検出の構成とされる場合、電流検出部１０のＬＰＦ３４のカットオフ周波数は、必ずしも、電圧検出部９のＬＰＦ２６のカットオフ周波数と同様の考え方で設定しなくともよい。

ただし、ＬＰＦ２６およびＬＰＦ３４のカットオフ周波数が互いに異なる値となる場合、それらによる遅延時間が異なる時間となる。そうすると、ＥＨＣ２に印加される電圧の検出タイミングと、ＥＨＣ２に流れる電流の検出タイミングとにずれが生じることになり、その結果、温度推定部１１による温度の推定精度が低下するおそれがある。そこで、本実施形態では、電流検出部１０のＬＰＦ３４のカットオフ周波数は、上述したような考え方で設定される電圧検出部９のＬＰＦ２６のカットオフ周波数と同様の周波数としている。このようにすれば、電圧および電流の検出タイミングにずれが生じることがなくなり、その結果、温度推定部１１による温度の推定精度を良好に維持することができる。

＜絶縁電源の変形例＞
本実施形態のように、検出用信号を生成する信号生成部に絶縁電源が含まれるような構成とする場合、その絶縁電源としては、種々の構成を採用することができる。例えば、信号生成部に用いられる絶縁電源として、図１１および図１２に示すような構成を採用することができる。

図１１に示す絶縁電源１４Ａは、一般的なフライバック方式の絶縁電源１４に対し、ダイオード２１が追加された構成となっている。ダイオード２１は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に、電源線Ｌ４側をアノードとして接続されている。また、図１２に示す絶縁電源１４Ｂは、絶縁電源１４Ａに対し、インダクタ４５が追加されている。インダクタ４５は、ダイオード２０、２１の共通のカソードと、電源線Ｌ３との間に接続されている。つまり、絶縁電源１４Ｂは、一般的なフォワード方式の絶縁電源の構成となっている。これらの構成によっても、絶縁電源１４と同様、トランス１８を絶縁部８ａとして機能させることができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第２実施形態について図１３を参照して説明する。
図１３に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置５１は、図２に示した第１実施形態の触媒温度算出装置６に対し、ダイオード２４に代えて例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子５２を備えている点などが異なる。

スイッチング素子５２のソースは、ノードＮ３に接続され、そのドレインはノードＮ４に接続されている。スイッチング素子５２のゲートには、通電制御部４から出力されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子５２は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。つまり、スイッチング素子５２のオンオフは、通電制御部４により制御される。

具体的には、通電制御部４は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が実行されている期間にはスイッチング素子５２がオフされるとともに、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間にはスイッチング素子５２がオンされるようにスイッチング素子５２のオンオフを制御する。

上記構成によれば、スイッチング素子５２は、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部８へと流れる電流を阻止する逆流阻止部１２として機能する。このような本実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。

（第３実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第３実施形態について図１４を参照して説明する。
図１４に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置６１は、図２に示した第１実施形態の触媒温度算出装置６に対し、電圧検出部９に代えて電圧検出部６２を備えている点などが異なる。電圧検出部６２は、電圧検出部９と同様の構成となっている。

ただし、電圧検出部６２には、ダイオード２４とＥＨＣ２との相互接続ノードに相当するノードＮ４の電圧が与えられている。電圧検出部６２は、ノードＮ４の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部６２は、電源線Ｌ４の電位を基準としたノードＮ４の電圧、つまりノードＮ４およびノードＮ５間の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。さらに、本実施形態によれば、次のような効果が得られる。すなわち、第１実施形態の電圧検出部９は、ダイオード２４のアノード側の電圧からＥＨＣ２に印加される電圧を検出する構成となっている。このような構成では、ダイオード２４の順方向電圧Ｖｆが温度により変動すると、その変動に応じて電圧検出部９による電圧の検出値も変動するため、電圧の検出精度が低下するおそれがある。

これに対し、本実施形態の電圧検出部６２は、ダイオード２４のカソード側の電圧からＥＨＣ２に印加される電圧を検出する構成となっている。このような構成によれば、ダイオード２４の順方向電圧Ｖｆが温度により変動したとしても、その変動に応じて電圧検出部６２による電圧の検出値が変動することがないため、電圧の検出精度を良好に維持することができる。

（第４実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第４実施形態について図１５〜図１７を参照して説明する。
図１５に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置７１は、図２に示した第１実施形態の触媒温度算出装置６に対し、信号生成部８に代えて信号生成部７２を備えている点などが異なる。信号生成部７２は、検出用信号として直流成分に交流成分が重畳した脈動電圧を生成し、その脈動電圧をＥＨＣ２に印加することができる構成となっている。

信号生成部７２は、信号生成部８が備える構成に加え、発振回路７３を備えている。発振回路７３には、ノードＮ１の電圧、つまり直流電圧Ｖｄが分圧された分圧電圧が与えられている。発振回路７３は、その分圧電圧を中心として上下に振幅する正弦波状の脈動電圧を生成し、ボルテージフォロアとして機能するＯＰアンプ１７へと出力する。

そのため、上記構成の信号生成部７２では、ＯＰアンプ１７から分圧電圧を中心として上下に振幅する正弦波状の脈動電圧が出力されることになり、このＯＰアンプ１７の出力電圧が検出用信号に相当する。この場合、ＯＰアンプ１７から出力される脈動電圧の直流成分の電圧値は、抵抗１５、１６の抵抗比により定まる分圧比に応じて、所望する値に設定されている。また、この場合、ＯＰアンプ１７から出力される脈動電圧の交流成分の振幅および周波数は、発振回路７３の仕様に応じて、所望する値に設定されている。

図１６に示すように、上記構成では、検出期間におけるノードＮ３およびノードＮ５間の電圧は、ダイオード２４の順方向電圧Ｖｆよりも高い一定の電圧を中心として上下に振幅する正弦波状の脈動電圧となる。なお、上記一定の電圧の値は、前述したように、抵抗１５、１６による分圧比に応じて所望する値に設定することができる。また、このような検出期間にＥＨＣ２に流れる電流ｉは、ＥＨＣ２に上述したような脈動電圧が印加されていることから、一定の電流を中心として上下に振幅する正弦波状の脈動電流となる。

なお、この場合、ＥＨＣ２としては、直流抵抗Ｒおよび交流インピーダンスＺａｃの少なくとも一方と温度とに相関があるものが用いられる。温度推定部１１は、ＥＨＣ２に脈動電圧が印加されるとともに脈動電流が流れる検出期間における電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の直流抵抗Ｒおよび交流インピーダンスＺａｃを検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。

本実施形態の電圧検出部９および電流検出部１０の具体的な構成としては、第１実施形態と同様、図４に示すような構成を採用することができる。ただし、この場合、ＬＰＦのカットオフ周波数の設定については、次のように変更する必要がある。すなわち、本実施形態では、検出用信号として脈動電圧が用いられている。そのため、ＬＰＦは、その脈動電圧における交流成分については通過させる必要がある。

そこで、本実施形態では、ＬＰＦのカットオフ周波数は、下限周波数ｆａより低いという条件およびスイッチング周波数より低いという条件だけでなく、脈動電圧の交流成分の周波数より高いという条件をも満たす周波数に設定される。例えば、図１７に示すように、交流成分の周波数ｆｃが周波数ｆminより高く且つスイッチング周波数ｆｂより低い周波数である場合、ＬＰＦのカットオフ周波数は、周波数ｆｃより高く且つスイッチング周波数ｆｂより低いという条件を満たす周波数に設定すればよい。

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。また、本実施形態の触媒温度算出装置７１では、信号生成部７２は、検出用信号として脈動電圧を生成し、その脈動電圧をＥＨＣ２に印加することができる構成となっている。そのため、温度推定部１１は、検出期間における電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の直流抵抗Ｒおよび交流インピーダンスＺａｃを検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定することができる。したがって、本実施形態の触媒温度算出装置７１は、直流抵抗Ｒと温度に相関がある仕様のＥＨＣを用いるＥＨＣシステムおよび交流インピーダンスＺａｃと温度に相関がある仕様のＥＨＣを用いるＥＨＣシステムの双方に好適なものとなる。

（第５実施形態）
以下、第４実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第５実施形態について図１８を参照して説明する。
図１８に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置８１は、図１５に示した第４実施形態の触媒温度算出装置７１に対し、ダイオード２４に代えて例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子８２を備えている点などが異なる。

スイッチング素子８２のソースは、ノードＮ３に接続され、そのドレインはノードＮ４に接続されている。スイッチング素子８２のゲートには、通電制御部４から出力されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子８２は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。つまり、スイッチング素子８２のオンオフは、通電制御部４により制御される。

具体的には、通電制御部４は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が実行されている期間にはスイッチング素子８２がオフされるとともに、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間にはスイッチング素子８２がオンされるようにスイッチング素子８２のオンオフを制御する。

上記構成によれば、スイッチング素子８２は、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部７２へと流れる電流を阻止する逆流阻止部１２として機能する。このような本実施形態によっても、第４実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。

（第６実施形態）
以下、第４実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第６実施形態について図１９を参照して説明する。
図１９に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置９１は、図１５に示した第４実施形態の触媒温度算出装置７１に対し、電圧検出部９に代えて電圧検出部９２を備えている点などが異なる。電圧検出部９２は、電圧検出部９と同様の構成となっている。

ただし、電圧検出部９２には、ダイオード２４とＥＨＣ２との相互接続ノードに相当するノードＮ４の電圧が与えられている。電圧検出部９２は、ノードＮ４の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部９２は、電源線Ｌ４の電位を基準としたノードＮ４の電圧、つまりノードＮ４およびノードＮ５間の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。

以上説明した本実施形態によっても、第４実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。さらに、本実施形態の電圧検出部９２は、ダイオード２４のカソード側の電圧からＥＨＣ２に印加される電圧を検出する構成となっている。このような構成によれば、ダイオード２４の順方向電圧Ｖｆが温度により変動したとしても、その変動に応じて電圧検出部９２による電圧の検出値が変動することがないため、電圧の検出精度を良好に維持することができる。

（第７実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第７実施形態について図２０〜図２２を参照して説明する。
図２０に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置１０１は、図２に示した第１実施形態の触媒温度算出装置６に対し、信号生成部８に代えて信号生成部１０２を備えている点、ダイオード２４に代えて例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子１０３を備えている点などが異なる。信号生成部１０２は、検出用信号として正弦波状の交流電圧を生成し、その交流電圧をＥＨＣ２に印加することができる構成となっている。この場合、信号生成部１０２による交流電圧の印加の実行および停止は、通電制御部４により制御される。

信号生成部１０２は、発振回路１０４およびトランス１０５を備えている。図示は省略しているが、発振回路１０４には、低圧電源１３から電源線Ｌ１、Ｌ２を介して直流電圧ＶＢが供給されている。発振回路１０４は、直流電圧ＶＢから所定の周波数および振幅を有する正弦波状の交流電圧を生成する。トランス１０５は、絶縁部８ａとして機能するもので、一次巻線１０５ａおよび二次巻線１０５ｂを備えている。

一次巻線１０５ａには、発振回路１０４から出力される交流電圧が印加されている。二次巻線１０５ｂの一方の端子は電源線Ｌ３に接続され、その他方の端子は電源線Ｌ４に接続されている。上記構成の信号生成部１０２では、トランス１０５の二次巻線１０５ｂの両端子から正弦波状の交流電圧が出力されることになり、その交流電圧が検出用信号に相当する。この場合、トランス１０５の二次巻線１０５ｂから出力される交流電圧の振幅および周波数は、発振回路１０４の仕様に応じて、所望する値に設定されている。

スイッチング素子１０３のソースは、ノードＮ３に接続され、そのドレインはノードＮ４に接続されている。スイッチング素子１０３のゲートには、通電制御部４から出力されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子１０３は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。つまり、スイッチング素子１０３のオンオフは、通電制御部４により制御される。

具体的には、通電制御部４は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が実行されている期間にはスイッチング素子１０３がオフされるとともに、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間にはスイッチング素子１０３がオンされるようにスイッチング素子１０３のオンオフを制御する。上記構成によれば、スイッチング素子１０３は、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部１０２へと流れる電流を阻止する逆流阻止部１２として機能する。

図２１に示すように、上記構成では、検出期間におけるノードＮ３およびノードＮ５間の電圧は、回路の基準電位である０Ｖを中心として上下に振幅する正弦波状の交流電圧となる。また、このような検出期間にＥＨＣ２に流れる電流ｉは、ＥＨＣ２に上述したような交流電圧が印加されていることから、０Ａを中心として上下に振幅する正弦波状の交流電流となる。

なお、この場合、ＥＨＣ２としては、交流インピーダンスＺａｃと温度とに相関があるものが用いられる。温度推定部１１は、ＥＨＣ２に交流電圧が印加されるとともに交流電流が流れる検出期間における電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の交流インピーダンスＺａｃを検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。

本実施形態の電圧検出部９および電流検出部１０の具体的な構成としては、第１実施形態と同様、図４に示すような構成を採用することができる。ただし、この場合、ＬＰＦのカットオフ周波数の設定については、次のように変更する必要がある。すなわち、本実施形態では、信号生成部１０２は、スイッチング動作を行う構成を有していない。そのため、ＬＰＦのカットオフ周波数の設定において、第１実施形態のように、スイッチング周波数を考慮する必要がない。しかし、本実施形態では、検出用信号として交流電圧が用いられている。そのため、ＬＰＦは、その交流電圧の周波数成分については通過させる必要がある。

そこで、本実施形態では、ＬＰＦのカットオフ周波数は、下限周波数ｆａより低いという条件だけでなく、交流電圧の周波数より高いという条件をも満たす周波数に設定される。例えば、図２２に示すように、交流電圧の周波数ｆｄが周波数ｆminより高く且つ下限周波数ｆａより低い周波数である場合、ＬＰＦのカットオフ周波数は、周波数ｆｄより高く且つ下限周波数ｆａより低いという条件を満たす周波数に設定すればよい。

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。また、本実施形態の触媒温度算出装置１０１では、信号生成部１０２は、検出用信号として交流電圧を生成し、その交流電圧をＥＨＣ２に印加することができる構成となっている。そのため、温度推定部１１は、検出期間における電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の交流インピーダンスＺａｃを検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定することができる。したがって、本実施形態の触媒温度算出装置１０１は、交流インピーダンスＺａｃと温度に相関がある仕様のＥＨＣを用いるＥＨＣシステムに好適なものとなる。

（第８実施形態）
以下、第７実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第８実施形態について図２３を参照して説明する。
図２３に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置１１１は、図２０に示した第７実施形態の触媒温度算出装置１０１に対し、信号生成部１０２に代えて信号生成部１１２を備えている点、スイッチング素子１０３に代えてコンデンサ１１３を備えている点などが異なる。

信号生成部１１２は、信号生成部１０２と同様の構成となっている。ただし、信号生成部１１２は、交流電圧を常時出力するように構成されている。この場合、ノードＮ３およびノードＮ４の間には、コンデンサ１１３が接続されている。そのため、上記構成では、信号生成部１１２により生成される交流電圧が、コンデンサ１１３を介してＥＨＣ２に常時印加されるようになっている。

したがって、上記構成では、検出用信号である交流電圧がＥＨＣ２に与えられる検出期間に、通電部３によるＥＨＣ２への通電が行われることがある。すなわち、本実施形態では、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が行われている期間も含む。

上記構成では、検出期間におけるノードＮ３およびノードＮ５間の電圧は、０Ｖを中心として上下に振幅する正弦波状の交流電圧となる。また、このような検出期間にＥＨＣ２に流れる電流ｉは、ＥＨＣ２に上述したような交流電圧が印加されていることから、０Ａを中心として上下に振幅する正弦波状の交流電流となる。

以上説明した本実施形態では、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間に通電部３によるＥＨＣ２への通電が実行されることがある。したがって、本実施形態によれば、高圧電源７において発生する高電圧ノイズが電圧検出部９および電流検出部１０の検出動作に与える影響の低減効果は若干低くなるものの、概ね第７実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。

（第９実施形態）
以下、第８実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第９実施形態について図２４を参照して説明する。
図２４に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置１２１は、図２３に示した第８実施形態の触媒温度算出装置１１１に対し、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子１２２が追加されている点などが異なる。

スイッチング素子１２２のソースは、ノードＮ３に接続され、そのドレインは、コンデンサ１１３を介してノードＮ４に接続されている。スイッチング素子１２２のゲートには、通電制御部４から出力されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子１２２は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。つまり、スイッチング素子１２２のオンオフは、通電制御部４により制御される。

上記構成では、スイッチング素子１２２がオンのとき、信号生成部１１２により生成される交流電圧がコンデンサ１１３を介してＥＨＣ２に印加される。また、上記構成では、スイッチング素子１２２がオフのとき、信号生成部１１２により生成される交流電圧がＥＨＣ２に印加されることはない。

以上説明した本実施形態によっても、第８実施形態と同様の作用および効果が得られる。なお、第８実施形態の構成では、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている状態から通電が実行された状態へと切り替わる過渡時に、信号生成部１１２へと電流が流れるようになっていた。このような構成では、検出抵抗２３の抵抗値を大きくするなどして過渡時に流れる電流を抑制する必要がある。しかし、検出抵抗２３の抵抗値を大きくすると、前述した理由から検出精度が低下するおそれがある。

これに対し、本実施形態では、通電部３によるＥＨＣ２への通電の実行または停止に応じて、スイッチング素子１２２のオンオフを制御することができる構成となっている。そのため、例えば通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている状態から通電が実行された状態へと切り替わる期間にスイッチング素子１２２がオフとなるようにすれば、信号生成部１１２へと電流が流れることがなくなる。また、このようにすれば、検出抵抗２３の抵抗値を大きくする必要がないことから、検出精度を良好に維持することができる。

（第１０実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第１０実施形態について図２５を参照して説明する。
図２５に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置１３１は、図２に示した第１実施形態の触媒温度算出装置６に対し、信号生成部８に代えて信号生成部１３２を備えている点などが異なる。

信号生成部１３２は、信号生成部８に対し、トランジスタ１３３および抵抗１３４が追加されている点などが異なる。トランジスタ１３３は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタであり、そのエミッタは抵抗１３４を介して電源線Ｌ３に接続されている。この場合、ＯＰアンプ１７の反転入力端子は、トランジスタ１３３のエミッタに接続され、その出力端子はトランジスタ１３３のベースに接続されている。

上記構成によれば、ＯＰアンプ１７の作用により、トランジスタ１３３のコレクタ電流が一定の電流となるように、トランジスタ１３３の導通状態が制御される。したがって、上記構成の信号生成部１３２では、トランジスタ１３３のコレクタ電流、つまりトランジスタ１３３のコレクタから検出抵抗２３側へと流れる直流電流が検出用信号に相当する。この場合、検出用信号となる直流電流の電流値は、抵抗１５、１６の抵抗比により定まる分圧比および抵抗１３４の抵抗値に応じて、所望する値に設定されている。

以上説明した本実施形態の構成によれば、検出期間においてＥＨＣ２に流れる電流ｉは、一定の電流となる。また、この場合、検出期間においてＥＨＣ２に印加される電圧は、ＥＨＣ２に一定の電流ｉが流れていることから、その一定の電流に応じた一定の直流電圧となる。つまり、本実施形態によっても、第１実施形態と同様、検出期間に、ＥＨＣ２に一定の直流電圧を印加するとともに、ＥＨＣ２に一定の電流を流すことができる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。

本発明は、ＥＨＣシステム１に設けられる触媒温度算出装置に限らず、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置全般に適用することができる。
電圧検出部の具体的な構成としては、図４に示した構成に限らずともよく、ＥＨＣに印加される電圧を検出することができる構成であればよい。電流検出部の具体的な構成としては、上記各実施形態で示したものに限らずともよく、ＥＨＣに流れる電流を検出することができる構成であればよい。

絶縁部は、絶縁電源１４などのトランス１８を用いた構成に限らずともよく、検出用信号の出力ノードと低圧電源１３との間を絶縁する構成であればよい。例えば、低圧電源１３から信号生成部８などへの電力供給ラインをフォトカプラなどにより接続することで、上記絶縁を実現する構成でもよい。
第１〜第７実施形態および第１０実施形態において、信号生成部が、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部へと電流が流れても故障などの問題が生じないような構成となっていれば、逆流阻止部１２を省いてもよい。

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

２…ＥＨＣ、３…通電部、６、５１、６１、７１、８１、９１、１０１、１１１、１２１、１３１…触媒温度算出装置、７…高圧電源、８、７２、１０２、１１２、１３２…信号生成部、８ａ…絶縁部、９、６２、９２…電圧検出部、１０…電流検出部、１１…温度推定部、１２…逆流阻止部、１３…低圧電源、１８、１０５…トランス、２４…ダイオード、５２、８２、１０３…スイッチング素子、２６…ＬＰＦ、Ｎ３、Ｎ４…ノード。

Claims (15)

1. 車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒の温度を算出する触媒温度算出装置であって、
   前記車両のボディアースを基準とした電源から電力供給を受け、前記触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を前記触媒に与えることができる信号生成部（８、７２、１０２、１１２、１３２）と、
   前記触媒に印加される電圧を検出する電圧検出部（９、６２、９２）と、
   前記触媒に流れる電流を検出する電流検出部（１０）と、
   前記検出用信号が前記触媒に与えられる検出期間における前記電圧検出部による電圧の検出値および前記電流検出部による電流の検出値に基づいて前記触媒の直流抵抗および交流インピーダンスの一方または双方を検出し、その検出結果に基づいて前記触媒の温度を推定する温度推定部（１１）と、
   を備え、
   前記信号生成部は、前記検出用信号の出力ノードと前記電源との間を絶縁する絶縁部（８ａ、１８、１０５）を備える触媒温度算出装置。
2. さらに、前記通電部により前記触媒への通電が行われている期間において前記通電部から前記信号生成部へと流れる電流を阻止する逆流阻止部（１２、２４、５２、８２、１０３）を備える請求項１に記載の触媒温度算出装置。
3. 前記電圧検出部は、前記逆流阻止部と前記触媒との相互接続ノード（Ｎ４）の電圧から前記触媒に印加される電圧を検出する請求項２に記載の触媒温度算出装置。
4. 前記電圧検出部は、前記信号生成部と前記逆流阻止部との相互接続ノード（Ｎ３）の電圧から前記触媒に印加される電圧を検出する請求項２に記載の触媒温度算出装置。
5. 前記触媒は、前記通電部と前記車両のボディアースとの間の絶縁抵抗より小さい直流抵抗または交流インピーダンスを有する請求項１から４のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。
6. 前記検出期間は、前記通電部による前記触媒への通電が停止されている期間である請求項１から５のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。
7. 前記検出期間は、前記通電部による前記触媒への通電が行われている期間である請求項１から５のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。
8. 前記通電部は、車両に搭載されるバッテリから電力供給を受けるようになっており、
   前記電圧検出部は、前記バッテリで発生するノイズ成分を除去するための低域通過フィルタ（２６）を備え、
   前記低域通過フィルタのカットオフ周波数は、前記通電部による前記触媒への通電が停止されている期間に前記バッテリから前記通電部を通過して前記触媒側へと到達するノイズ成分の下限周波数より低いという条件を満たす周波数に設定されている請求項１から６のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。
9. 前記信号生成部（８）は、前記検出用信号として直流電圧を生成し、その直流電圧を前記触媒に印加することができる請求項１から６のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。
10. 前記通電部は、車両に搭載されるバッテリから電力供給を受けるようになっており、
    前記信号生成部は、スイッチング動作によって前記直流電圧を生成する構成であり、
    前記電圧検出部は、前記バッテリで発生するノイズ成分を除去するための低域通過フィルタ（２６）を備え、
    前記低域通過フィルタのカットオフ周波数は、前記通電部による前記触媒への通電が停止されている期間に前記バッテリから前記通電部を通過して前記触媒側へと到達するノイズ成分の下限周波数より低いという条件および前記スイッチングの周波数より低いという条件を満たす周波数に設定されている請求項９に記載の触媒温度算出装置。
11. 前記信号生成部（１０２）は、前記検出用信号として交流電圧を生成し、その交流電圧を前記触媒に印加することができる請求項１から６のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。
12. 前記通電部は、車両に搭載されるバッテリから電力供給を受けるようになっており、
    前記電圧検出部は、前記バッテリで発生するノイズ成分を除去するための低域通過フィルタ（２６）を備え、
    前記低域通過フィルタのカットオフ周波数は、前記通電部による前記触媒への通電が停止されている期間に前記バッテリから前記通電部を通過して前記触媒側へと到達するノイズ成分の下限周波数より低いという条件および前記交流電圧の周波数より高いという条件を満たす周波数に設定されている請求項１１に記載の触媒温度算出装置。
13. 前記信号生成部（７２）は、前記検出用信号として直流成分に交流成分が重畳した脈動電圧を生成し、その脈動電圧を前記触媒に印加することができる請求項１から６のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。
14. 前記通電部は、車両に搭載されるバッテリから電力供給を受けるようになっており、
    前記信号生成部は、スイッチング動作によって前記直流成分を生成する構成であり、
    前記電圧検出部は、前記バッテリで発生するノイズ成分を除去するための低域通過フィルタ（２６）を備え、
    前記低域通過フィルタのカットオフ周波数は、前記通電部による前記触媒への通電が停止されている期間に前記バッテリから前記通電部を通過して前記触媒側へと到達するノイズ成分の下限周波数より低いという条件、前記スイッチングの周波数より低いという条件および前記交流成分の周波数より高いという条件を満たす周波数に設定されている請求項１３に記載の触媒温度算出装置。
15. 前記信号生成部（１１２）は、前記検出用信号として交流電圧を生成し、その交流電圧を前記触媒に印加することができる請求項７に記載の触媒温度算出装置。

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