JP2020063712A - 触媒温度算出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高める。【解決手段】触媒温度算出装置６は、信号生成部８、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出する電圧検出部９、ＥＨＣ２に流れる電流を検出する電流検出部１０および温度推定部１１を備える。信号生成部８は、車両のボディアースを基準とした低圧電源１４から電力供給を受け、ＥＨＣ２への通電を行う通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与えることができるもので、絶縁部８ａを有する。温度推定部１１は、通電部３によるＥＣＨ２への通電が停止されて検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間における電圧検出信号Ｓｂと電流検出信号Ｓｃとに基づいてＥＨＣ２の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。信号生成部８は、検出用信号の電圧を複数段階に切り替え可能な構成となっている。【選択図】図１

Description

本発明は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化する電気加熱式の触媒の温度を算出する触媒温度算出装置に関する。

従来、内燃機関の排気を浄化する電気加熱式の触媒が設けられる車両は、その触媒の温度をフィードバック制御するためのシステムであるＥＨＣシステムを備えている。なお、以下では、電気加熱式の触媒のことをＥＨＣとも呼ぶこととする。ＥＨＣシステムには、ＥＨＣの温度を速やかに所望する目標温度まで上昇させる制御を実現するため、例えば特許文献１に開示されるようなＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置が設けられる。

ＥＨＣの温度は、その直流抵抗と相関があることが知られている。なお、以下では、直流抵抗のことを電気特性とも呼ぶこととする。そこで、従来の触媒温度算出装置では、ＥＨＣに対して高電圧が通電される期間にＥＨＣに流れる電流およびＥＨＣに印加される電圧が計測される。そして、従来の触媒温度算出装置では、電流および電圧の計測値からＥＨＣの電気特性が算出され、その電気特性に基づいてＥＨＣの温度が推定される。

特開２０１１−２３１７０９号公報

例えばハイブリッド車などの電動車両は、高電圧バッテリを備えており、その高電圧バッテリによりＥＨＣへの通電が行われる。この場合、高電圧バッテリから電力供給を受けるインバータおよびインバータにより駆動されるモータの動作に伴って生じる高電圧ノイズが高電圧バッテリの出力に重畳する。そのため、このような環境下では、高電圧ノイズの影響により、触媒温度算出装置による電流および電圧の計測誤差が大きくなり、その結果、温度の算出精度が低下するおそれがある。

そこで、このような高電圧ノイズが触媒温度算出装置による電流および電圧の計測結果に及ぼす影響を排除するため、例えば電池監視ＩＣなどで実施されている数秒程度の平均化処理を実施することが考えられる。しかし、ＥＨＣシステムにおいて、このような平均化処理を実施すると、ＥＨＣの温度を算出するまでに要する時間が長期化して温度フィードバック制御が破綻する可能性があり、システムの安全性の担保が困難となる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができる触媒温度算出装置を提供することにある。

請求項１に記載の触媒温度算出装置は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒の温度を算出する。触媒温度算出装置は、信号生成部（８、６２）、触媒に印加される電圧を検出する電圧検出部（９、７２）、触媒に流れる電流を検出する電流検出部（１０）および温度推定部（１１）を備える。信号生成部は、車両のボディアースを基準とした電源から電力供給を受け、触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を触媒に与えることができる。温度推定部は、検出用信号が触媒に与えられる検出期間における電圧検出部による電圧の検出値および電流検出部による電流の検出値に基づいて触媒の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいて触媒の温度を推定する。

上記構成では、触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号が触媒に与えられる検出期間に、触媒に印加される電圧および触媒に流れる電流が検出される。そのため、上記構成によれば、従来技術において説明した高電圧ノイズが通電部の出力電圧に重畳するような場合でも、その影響により、電圧および電流の検出誤差が大きくなることがない。そのため、上記構成では、数秒程度の平均化処理などを実施することなく、温度の推定精度を良好に維持することができる。また、この場合、上記した検出期間は、通電部による触媒への通電が停止されている期間となっている。このような構成によれば、高電圧ノイズが電圧および電流の検出結果に及ぼす影響を一層低減することができ、その結果、電圧および電流の検出誤差を一層小さく抑えることができる。

したがって、上記構成によれば、電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができるという優れた効果が得られる。そして、このような効果を奏する触媒温度算出装置を用いた触媒の温度を制御するＥＨＣシステムによれば、運転条件または始動条件に関わらず温度のフィードバック制御が成立することになり、車両の排気エミッションの改善に寄与することができる。特に、ゼロエミッション達成のために触媒の温度を短時間で目標温度まで昇温する必要があるＥＨＣシステムほど、高応答の温度フィードバック制御が必要となることから、上記構成の触媒温度算出装置を用いるメリットが大きくなる。

車両絶縁の法規対応の観点から、比較的高い電圧により触媒への通電を行う通電部は、車両のボディアースとの間で絶縁されている必要がある。そこで、上記構成の触媒温度算出装置において、信号生成部は、検出用信号の出力ノードと車両のボディアースを基準とした電源との間を絶縁する絶縁部（８ａ、２１）を有している。このような構成によれば、検出用信号の出力ノードに接続される触媒、ひいては通電部と、車両のボディアースとの間の絶縁を確保することができる。

上記構成において、触媒に流れる電流を検出するためには、検出用信号の出力ノードから触媒へと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗が設けられるのが一般的である。ここで、仮に、信号生成部が絶縁部を備えていない構成であるとすると、上記検出抵抗として、絶縁法規を満足できる程度に高い抵抗値のものを用いる必要が生じる。比較的高い抵抗値の検出抵抗を用いると、次のような問題が生じる。

すなわち、検出期間に触媒に印加される電圧は、検出用信号の電圧を、検出抵抗と触媒の直流抵抗とにより分圧した電圧となる。そのため、検出抵抗の抵抗値が高いほど、検出期間における触媒への印加電圧および触媒に流れる電流が小さくなり、電圧検出部による電圧の検出精度および電流検出部による電流の検出精度が低下するおそれがある。これに対し、上記構成のように信号生成部が絶縁部を備えた構成である場合、検出抵抗の抵抗値を低く抑えることができるため、電圧および電流の検出精度を高めることができる。

上記構成において、通電部には、回路の簡素化などを目的としてスイッチング電源が用いられることがある。このようなスイッチング電源においては、サージ電圧からの回路保護などの観点から、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子に対して逆並列接続される還流用ダイオードが設けられる。通電部として、このような構成が採用される場合、次のような問題が生じる。すなわち、一般に、ダイオードには、そのカソードからアノードに向けて流れる漏れ電流である逆リーク電流が流れる。このような逆リーク電流は、温度が高くなるほど大きくなる。

スイッチング電源の出力と触媒との間を接続するためのハーネスの距離が長いほどサージ電圧が高くなることから、スイッチング電源の回路は、触媒の近傍、つまり内燃機関に近い箇所に搭載されることが多い。このように、スイッチング電源の回路が内燃機関に近い箇所に搭載されると、還流用ダイオードの周囲温度が高くなることから、還流ダイオードによる逆リーク電流が大きなものとなる。そのため、上記構成では、検出期間において、還流用ダイオードによる比較的大きな逆リーク電流が触媒へと流れてしまい、その影響により上記電流検出部による電流の検出結果に誤差が生じるおそれがある。

上記した逆リーク電流は、温度に依存して変化するものの、温度の変化は比較的緩やかなものであることから検出期間では一定であると仮定することができる。一方、信号生成部は、検出用信号の電圧または電流を複数段階に切り替え可能な構成となっている。つまり、この場合、触媒に与えられる検出用信号の電圧または電流を変化させることができる構成となっている。

検出期間において、検出用信号の電圧または電流を変化させれば、電圧検出部による電圧の検出値および電流検出部による電流の検出値も、その変化と同様に変化する。前述したように検出期間における逆リーク電流が一定であるとすれば、このような各検出値の変化は、逆リーク電流の影響を受けないものとなる。したがって、上記構成によれば、還流ダイオードによる逆リーク電流の影響を受けることなく、触媒の直流抵抗を精度良く検出し、その検出結果に基づいて触媒の温度を精度良く算出することができる。

第１実施形態に係るＥＨＣシステムの構成を模式的に示す図 第１実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第１実施形態に係る電圧検出部および電流検出部の具体的な構成例を示す図 第１実施形態に係る直流抵抗の具体的な検出手法を説明するための図 第１実施形態に係る各部の電圧および各部の電流を模式的に示すタイミングチャート 第１実施形態に係るＥＨＣシステムにおいて実行される制御の内容を模式的に示す図 絶縁電源の変形例を示す図その１ 絶縁電源の変形例を示す図その２ 第２実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 直流抵抗の具体的な検出手法の変形例を説明するための図その１ 直流抵抗の具体的な検出手法の変形例を説明するための図その２ 第３実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第４実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第４実施形態に係る直流抵抗の具体的な検出手法を説明するための図 第５実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第５実施形態に係る直流抵抗の具体的な検出手法を説明するための図その１ 第５実施形態に係る直流抵抗の具体的な検出手法を説明するための図その２ 第６実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図

以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１〜図８を参照して説明する。

＜ＥＨＣシステムの構成＞
図１に示すＥＨＣシステム１は、例えばハイブリッド車などの車両に設けられるものであり、ＥＨＣ２を加熱するとともにＥＨＣ２の温度が所望する目標温度となるように温度フィードバック制御を行う。ＥＨＣ２は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒である。ＥＨＣシステム１は、通電部３、通電制御部４、ＥＣＵ５、触媒温度算出装置６などを備えている。通電部３は、高圧電源７から電力供給を受け、高圧電源７の電圧に応じた電圧を出力し、その出力電圧をＥＨＣ２に印加することができる。

高圧電源７は、車両に搭載されるバッテリのうち、比較的高い電圧（例えば数百Ｖ）を出力する高電圧バッテリである。なお、以下では、ＥＨＣ２に対して通電部３が印加する電圧のことを高電圧とも呼ぶこととする。通電部３は、高電圧の給電経路に直列に介在する例えばＩＧＢＴなどのスイッチング素子を備えた電源回路、つまりスイッチング電源として構成されている。このような構成により、通電部３は、ＥＨＣ２に対する高電圧の印加、つまりＥＨＣ２への通電を実行および停止することができる。

通電部３の動作、具体的には通電部３によるＥＨＣ２への通電の実行および停止は、通電制御部４により制御される。通電制御部４には、触媒温度算出装置６から出力されるＥＨＣ２の温度推定値を表す温度検出信号Ｓａが与えられている。また、通電制御部４には、ＥＣＵ５からＥＨＣ２への通電の実行および停止のタイミングなどを指令する指令信号が与えられている。

通電制御部４は、温度検出信号Ｓａが表すＥＨＣ２の温度推定値およびＥＣＵ５から与えられる指令信号に基づいて通電部３の動作を制御する。また、通電制御部４は、ＥＨＣ２の温度推定値などをＥＣＵ５へと送信する。ＥＣＵ５は、電池ＥＣＵおよびエンジンＥＣＵである。電池ＥＣＵは、高圧電源７を監視する機能などを有する電子制御装置である。エンジンＥＣＵは、車両の様々な運転状態における各種センサ信号に基づいて各種アクチュエータを統合的に制御し、最適なエンジン状態での動作を実現する電子制御装置である。

触媒温度算出装置６は、ＥＨＣ２の温度を算出するものであり、信号生成部８、電圧検出部９、電流検出部１０、温度推定部１１、通電制御部１２、逆流阻止部１３などを備えている。信号生成部８は、低圧電源１４から電力供給を受け、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与えることができる。信号生成部８は、検出用信号の電圧を複数段階に切り替え可能な構成となっている。本実施形態では、信号生成部８は、検出用信号の電圧を、第１段階および第２段階の２段階に切り替え可能な構成となっている。

なお、以下では、第１段階の電圧のことを第１電圧とも呼び、第２段階の電圧のことを第２電圧とも呼ぶ。この場合、第１電圧および第２電圧の関係は、「第１電圧＜第２電圧」となっている。信号生成部８の動作、具体的には検出用信号をＥＨＣ２に与えるか否か、検出用信号の電圧の切り替えなどの動作は、通電制御部１２により制御される。通電制御部１２は、通電制御部４から与えられる信号などに基づいて、上記各動作を制御する。

信号生成部８は、検出用信号の出力ノードと低圧電源１４との間を絶縁する絶縁部８ａを備えている。低圧電源１４は、車両に搭載されるバッテリのうち、比較的低い電圧（例えば１２Ｖ、２４Ｖなど）を出力する低電圧バッテリである。このような低電圧バッテリである低圧電源１４は、車両のボディアースを基準とした電源となっている。

電圧検出部９は、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。電圧検出部９から出力される電圧の検出値を表す電圧検出信号Ｓｂは、温度推定部１１に与えられる。電流検出部１０は、ＥＨＣ２に流れる電流を検出する。電流検出部１０から出力される電流の検出値を表す電流検出信号Ｓｃは、温度推定部１１に与えられる。温度推定部１１は、電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。

具体的には、温度推定部１１は、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間における電圧検出信号Ｓｂが表す電圧の検出値および電流検出信号Ｓｃが表す電流の検出値に基づいて、ＥＨＣ２の直流抵抗を算出する。なお、以下では、直流抵抗のことを電気特性と呼ぶことがある。本実施形態では、温度推定部１１は、通電制御部４、１２とともに１つの演算・制御部として構成されている。このような演算・制御部は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを含むマイクロコンピュータなどから構成される。温度推定部１１および通電制御部４、１２は、演算・制御部のＣＰＵがＲＯＭなどに記憶されたプログラムを実行することにより実現されている、つまりソフトウェアにより実現されている。

ＥＨＣ２の温度は、ＥＨＣ２の仕様などに依存するが、その電気特性と相関がある。温度推定部１１には、使用されるＥＨＣ２の温度と電気特性との相関を表すテーブルが記憶されている。温度推定部１１は、上述したようにして算出した電気特性および上記テーブルに基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。温度推定部１１から出力される温度の推定値を表す温度検出信号Ｓａは、前述したように通電制御部４に与えられる。

上記構成では、高圧電源７から電力供給を受ける通電部３と、低圧電源１４から電力供給を受ける信号生成部８との両方が、ＥＨＣ２に対して電圧を印加することができるようになっている。そのため、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間、通電部３から信号生成部８へと電流が流れるおそれがある。逆流阻止部１３は、このような電流である逆流を阻止するために設けられている。

＜触媒温度算出装置の具体構成＞
上記したような機能を有する触媒温度算出装置６の具体的な構成としては、例えば図２に示すような構成を採用することができる。図２に示す構成において、信号生成部８は、検出用信号として直流電圧を生成し、その直流電圧をＥＨＣ２に印加することができる構成となっている。また、信号生成部８は、検出用信号としての直流電圧の電圧値を２段階に切り替えることができる構成となっている。この場合、信号生成部８による直流電圧の印加の実行および停止と、その直流電圧の電圧値の切り替えと、は、通電制御部１２により制御される。

信号生成部８は、絶縁電源１５、抵抗１６〜１８、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子１９およびＯＰアンプ２０を備えている。絶縁電源１５は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、低圧電源１４から電源線Ｌ１、Ｌ２を介して供給される直流電圧ＶＢを任意の電圧値を有する直流電圧Ｖｄに変換し、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して出力する。なお、電源線Ｌ２は、車両のボディアースに接続されている。また、電源線Ｌ４の電位は、触媒温度算出装置６を含むＥＨＣシステム１の基準電位となる。絶縁電源１５は、トランス２１、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子２２、ダイオード２３およびコンデンサ２４を備えている。

トランス２１は、前述した絶縁部８ａとして機能するもので、一次巻線２１ａおよび二次巻線２１ｂを備えている。一次巻線２１ａの一方の端子は電源線Ｌ１に接続され、その他方の端子はスイッチング素子２２のドレインに接続されている。スイッチング素子２２のソースは、電源線Ｌ２に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子２２のゲートには、通電制御部１２により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子２２は、そのゲート駆動信号に応じて、所定の周波数でオンオフされる、つまりスイッチング動作される。

二次巻線２１ｂの一方の端子はダイオード２３を順方向に介して電源線Ｌ３に接続され、その他方の端子は電源線Ｌ４に接続されている。コンデンサ２４は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に接続されている。上記構成の絶縁電源１５では、スイッチング素子２２のスイッチング動作により、直流電圧Ｖｄが生成される。

抵抗１６、１７は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に直列接続されている。スイッチング素子１９のドレインは、抵抗１８を介して、抵抗１６、１７の相互接続ノードであるノードＮ１に接続されている。スイッチング素子１９のソースは、電源線Ｌ４に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子１９のゲートには、通電制御部１２により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子１９は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。

ＯＰアンプ２０は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ２０は、その反転入力端子と出力端子が接続されており、ボルテージフォロアとして機能する。ＯＰアンプ２０の非反転入力端子には、ノードＮ１の電圧が与えられている。ＯＰアンプ２０の出力端子は、信号生成部８における検出用信号の出力ノードとなるノードＮ２に接続されている。したがって、上記構成の信号生成部８では、ＯＰアンプ２０から出力される直流電圧が検出用信号に相当する。

上記構成では、スイッチング素子１９がオンのとき、ノードＮ１の電圧、ひいてはＯＰアンプ２０から出力される直流電圧は、直流電圧Ｖｄを、抵抗１６の抵抗値と、抵抗１７および抵抗１８の並列合成抵抗値と、により定まる分圧比で分圧した電圧となる。また、上記構成では、スイッチング素子１９がオフのとき、ノードＮ１の電圧、ひいてはＯＰアンプ２０のから出力される直流電圧は、直流電圧Ｖｄを、抵抗１６の抵抗値と、抵抗１７の抵抗値と、により定まる分圧比で分圧した電圧となる。

この場合、スイッチング素子１９がオンのときのノードＮ１の電圧が前述した第１電圧に相当するとともに、スイッチング素子１９がオフのときのノードＮ１の電圧が前述した第２電圧に相当する。このように、上記構成では、検出用信号となる直流電圧は、第１電圧と、その第１電圧より高い第２電圧と、の２段階に切り替えられる。第１電圧の値および第２電圧の値は、抵抗１６〜１８の各抵抗値により定まる分圧比に応じて、所望する値に設定されている。上記構成の信号生成部８は、絶縁部８ａとして機能するトランス２１により、車両のボディアースを基準とした低圧電源１４との絶縁が確保されている。

図２に示す構成では、ＥＨＣ２に流れる電流を検出するため、信号生成部８のノードＮ２からＥＨＣ２へと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗２５が設けられている。具体的には、検出抵抗２５の一方の端子はノードＮ２に接続され、その他方の端子はノードＮ３に接続されている。ノードＮ３には、前述した逆流阻止部１３として機能するダイオード２６のアノードが接続されている。ダイオード２６のカソードは、ノードＮ４に接続されている。つまり、ダイオード２６は、通電部３と信号生成部８との間に、信号生成部８側をアノードとして接続されている。ノードＮ４と、電源線Ｌ４に接続されるノードＮ５との間には、ＥＨＣ２が接続されている。

電圧検出部９には、ダイオード２６とＥＨＣ２との相互接続ノードに相当するノードＮ４の電圧が与えられている。電圧検出部９は、ノードＮ４の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部９は、電源線Ｌ４の電位を基準としたノードＮ４の電圧、つまりノードＮ４およびノードＮ５間の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。電流検出部１０には、検出抵抗２５の各端子電圧が与えられている。電流検出部１０は、検出抵抗２５の各端子電圧の差に基づいてＥＨＣ２に流れる電流を検出する。

上記構成において、通電部３は、例えばＩＧＢＴであるスイッチング素子２７、２８を備えたスイッチング電源となっている。この場合、サージ電圧からの回路保護などの観点から、スイッチング素子２７、２８には、還流ダイオードが逆並列接続されている。なお、以下では、還流用ダイオードのことをＦＷＤと省略する。スイッチング素子２７のコレクタは、高圧電源７の高電位側端子に接続され、そのエミッタはノードＮ４に接続されている。

スイッチング素子２８のエミッタは、高圧電源７の低電位側端子に接続され、そのコレクタはノードＮ５に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子２７、２８の各ゲートには、通電制御部４により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子２７、２８は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。このような構成により、通電部３によるＥＨＣ２への通電の実行および停止が、通電制御部４により制御されるようになっている。この場合、通電制御部４は、ＥＨＣ２への通電を実行する際にはスイッチング素子２７、２８をオン制御するとともに、ＥＨＣ２への通電を停止する際にはスイッチング素子２７、２８をオフ制御する。

通電制御部４は、このようなＥＣＨ２への通電の状況、つまり通電を実行中であるか否かを表す信号を、通電制御部１２へと出力する。通電制御部１２は、通電制御部４から与えられる上記信号などに基づいて、絶縁電源１５のスイッチング素子２２の動作を制御する。具体的には、通電制御部１２は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間にＯＰアンプ２０の出力電圧がＥＨＣ２に印加されるように、絶縁電源１５のスイッチング素子２２の動作を制御する。したがって、本実施形態では、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間となる。

＜電圧検出部および電流検出部の具体構成＞
電圧検出部９および電流検出部１０の具体的な構成としては、例えば図３に示すような構成を採用することができる。図３に示すように、電圧検出部９は、増幅回路２９、低域通過フィルタ３０およびＡ／Ｄ変換器３１を備えている。なお、以下では、低域通過フィルタのことをＬＰＦと省略するとともに、Ａ／Ｄ変換器のことをＡＤＣと省略することとする。

増幅回路２９は、ＯＰアンプ３２および抵抗３３、３４により構成されている。ＯＰアンプ３２は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ３２の非反転入力端子には、抵抗３３を介して検出対象の電圧であるノードＮ４の電圧が与えられる。ＯＰアンプ３２の反転入力端子は、抵抗３４を介して、その出力端子に接続されている。このような構成により、増幅回路２９は、ＯＰアンプ３２の出力端子から、検出対象の電圧を増幅した電圧を出力する。

ＬＰＦ３０は、抵抗３５およびコンデンサ３６からなるＲＣフィルタである。抵抗３５は、ＯＰアンプ３２の出力端子およびコンデンサ３６の一方の端子の間に接続されている。コンデンサ３６の他方の端子は、電源線Ｌ４に接続されている。抵抗３５およびコンデンサ３６の相互接続ノードであるノードＮ６は、ＡＤＣ３１の入力端子に接続されている。ＡＤＣ３１は、ノードＮ６の電圧、つまりＬＰＦ３０の出力電圧をデジタル信号に変換して出力する。ＡＤＣ３１から出力されるデジタル信号は、電圧検出信号Ｓｂとして温度推定部１１に与えられる。

また、図３に示すように、電流検出部１０は、増幅回路３７、ＬＰＦ３８およびＡＤＣ３９を備えている。増幅回路３７は、ＯＰアンプ４０および抵抗４１〜４４により構成されている。ＯＰアンプ４０は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ４０の非反転入力端子および反転入力端子には、それぞれ抵抗４１および抵抗４２を介して検出抵抗２５の各端子電圧が与えられる。

ＯＰアンプ４０の非反転入力端子は、抵抗４３を介して電源線Ｌ４に接続されている。ＯＰアンプ４０の反転入力端子は、抵抗４４を介して、その出力端子に接続されている。このような構成により、増幅回路３７は、ＯＰアンプ４０の出力端子から、検出抵抗２５の各端子電圧の差電圧を増幅した電圧を出力する。

ＬＰＦ３８は、抵抗４５およびコンデンサ４６からなるＲＣフィルタである。抵抗４５は、ＯＰアンプ４０の出力端子およびコンデンサ４６の一方の端子の間に接続されている。コンデンサ４６の他方の端子は、電源線Ｌ４に接続されている。抵抗４５およびコンデンサ４６の相互接続ノードであるノードＮ７は、ＡＤＣ３９の入力端子に接続されている。ＡＤＣ３９は、ノードＮ７の電圧、つまりＬＰＦ３８の出力電圧をデジタル信号に変換して出力する。ＡＤＣ３９から出力されるデジタル信号は、電流検出信号Ｓｃとして温度推定部１１に与えられる。

車両に搭載される高電圧バッテリである高圧電源７の出力には、高圧電源７から電力供給を受ける図示しないインバータおよびインバータにより駆動される図示しないモータの動作に伴って生じる高電圧ノイズが重畳する。電圧検出部９および電流検出部１０は、このような高電圧ノイズが重畳した電圧に基づいて、電圧および電流を検出する構成となっている。そこで、電圧検出部９および電流検出部１０には、このような高電圧ノイズの影響を除去するためのＬＰＦ３０および３８が設けられている。

＜直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出手法＞
この場合、ＥＨＣ２としては、その直流抵抗Ｒ_ＥＨＣと温度とに相関があるものが用いられる。温度推定部１１は、上記検出期間における電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。ただし、この場合、通電部３がＦＷＤを有するスイッチング素子２７、２８から構成されていることに起因して次のような問題が生じるおそれがある。すなわち、一般に、ダイオードには、そのカソードからアノードに向けて流れる漏れ電流である逆リーク電流が流れる。このような逆リーク電流は、温度が高くなるほど大きくなる。

また、通電部３の出力とＥＨＣ２との間を接続するためのハーネスの距離が長いほどサージ電圧が高くなることから、スイッチング電源の回路は、ＥＨＣ２の近傍、つまりエンジンルームなどの内燃機関に近い箇所に搭載されることが多い。このように、スイッチング電源の回路が内燃機関に近い箇所に搭載されると、ＦＷＤの周囲温度が高くなることから、ＦＷＤによる逆リーク電流が例えばｍＡオーダーの比較的大きな電流となる。

このようなことから、上記構成では、通電部３のスイッチング素子２７、２８がオフされる検出期間において、ＦＷＤによる比較的大きな逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫがＥＨＣ２へと流れることにより、電流検出部１０による電流の検出値と、ＥＨＣ２に実際に流れる電流の値とに乖離が生じる。つまり、上記構成では、逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの影響により、電流検出部１０による電流の検出結果に誤差が生じてしまい、それにより、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出精度が低下するおそれがある。

そこで、本実施形態では、次のようにして直流抵抗Ｒ_ＥＨＣが検出されるようになっている。すなわち、逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫは、前述したように温度に依存して変化する。ただし、温度の変化は、比較的緩やかなものであり、温度が変化するのに要する時間は、例えば数秒程度の時間となることが一般的である。これに対し、上記した検出期間は、ＥＨＣ２の温度のフィードバック制御を成立させる必要があることなどから、例えばマイクロ秒オーダー、ミリ秒オーダーなどの比較的短い時間に設定される。このようなことから、逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫは、検出期間においては一定であると仮定することができる。

そして、信号生成部８は、検出用信号の電圧を２段階に切り替え可能な構成となっている。つまり、この場合、ＥＨＣ２に与えられる検出用信号の電圧を変化させることができる構成となっている。検出期間において、検出用信号の電圧を変化させれば、電圧検出部９による電圧の検出値および電流検出部１０による電流の検出値も、その変化と同様に変化する。前述したように検出期間における逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫが一定であるとすれば、このような各検出値の変化は、逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの影響を受けないものとなる。

本実施形態の温度推定部１１は、上述したような考え方に基づいて、次のように直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出する。すなわち、温度推定部１１は、検出用信号の電圧が第１電圧から第２電圧へと切り替えられた際における電圧検出部９による電圧の検出値の差分および電流検出部１０による電流の検出値の差分に基づいて直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出する。以下、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの具体的な検出手法について、図４および図５を参照して説明する。

以下の説明では、図４に示すように、検出用信号の電圧、つまりＯＰアンプ２０の出力電圧をＶ_ＯＵＴとし、検出用信号の電流、つまりノードＮ２からＥＨＣ２へと流れる電流をＩ_ＯＵＴとし、検出抵抗２５の抵抗値をＲ_ｓとし、ＥＨＣ２に印加される電圧をＶ_ｖとし、ＥＨＣ２に流れる電流をＩ_ＥＨＣとし、電流Ｉ_ＯＵＴが検出抵抗２５に流れることにより生じる電圧降下、つまり検出抵抗２５の端子間電圧をＶ_ｉとする。上記構成では、電圧検出部９は、電圧Ｖ_ｖに対応する電圧を検出するようになっており、電流検出部１０は、電圧Ｖ_ｉに対応する電流Ｉ_ＯＵＴを検出するようになっている。この場合、回路方程式により、下記（１）式が導出される。
Ｖ_ｖ＝Ｒ_ＥＨＣ（Ｉ_ＯＵＴ＋Ｉ_ＬＥＡＫ） …（１）

本実施形態では、図５に示すように、検出期間を除く期間、つまりＥＨＣ２への通電が実行されている期間Ｔａ、Ｔｃにおいて、ＯＰアンプ２０の出力電圧、つまり検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴは、第１電圧に切り替えられている。そして、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴは、検出期間の開始時点である時刻ｔ１から検出期間の途中の時刻ｔ２までの期間、第１電圧に切り替えられた状態が維持されている。したがって、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間、検出用信号の電流Ｉ_ＯＵＴは、第１電圧に応じた一定の第１電流となる。

この場合、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴは、時刻ｔ２において、第２電圧に切り替えられる。そして、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴは、時刻ｔ２から検出期間の終了時点である時刻ｔ３までの期間、第２電圧に切り替えられた状態が維持されている。したがって、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間、検出用信号の電流Ｉ_ＯＵＴは、第２電圧に応じた一定の第２電流となる。検出用信号の電流Ｉ_ＯＵＴの電流値、つまり第１電流および第２電流は、通電部３の構成に基づいて想定される逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの電流値よりも十分に大きい値となっている。つまり、信号生成部８は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間において通電部３から信号生成部８へと流れる逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫよりも大きい電流Ｉ_ＯＵＴを有する検出用信号をＥＨＣ２に与えることができる構成となっている。

このように、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴが第１電圧から第２電圧へと切り替えられた際における電圧Ｖ_ｖの変化量である差電圧ΔＶ_ｖは、検出期間において逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫが一定であるという仮定に基づいて、下記（２）式により表される。ただし、検出用信号の電圧が第１電圧から第２電圧へと切り替えられた際における電流Ｉ_ＯＵＴの変化量を差電流ΔＩ_ＯＵＴとする。なお、差電圧ΔＶ_ｖおよび差電流ΔＩ_ＯＵＴは、それぞれ上述した電圧の検出値の差分および電流の検出値の差分に相当する。
ΔＶ_ｖ＝Ｒ_ＥＨＣ・ΔＩ_ＯＵＴ …（２）

上記（２）式におけるΔＩ_ＯＵＴは、検出用信号の電圧が第１電圧から第２電圧へと切り替えられた際における電流Ｉ_ＥＨＣの変化量である差電流ΔＩ_ＥＨＣと同等の値となる。上記（２）式を直流抵抗Ｒ_ＥＨＣについて解くと、下記（３）式が導出される。下記（３）式から明らかなように、このような手法により検出される直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの値は、ＦＷＤの逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの影響を受けることがない値となる。

次に、上記構成のＥＨＣシステム１の全体的な動作について説明する。
ＥＨＣシステム１では、車両が始動されると、図６に示すような内容の制御が実行される。なお、図６に示す各処理のうち、ステップＳ１０１〜Ｓ１０６は、触媒温度算出装置６を主体として実行されるものであり、ＥＨＣ２の温度を算出するための処理である。また、ステップＳ１０７〜Ｓ１１０は、通電制御部４を主体として実行されるものであり、ＥＨＣ２の温度が目標温度Ｔｇとなるようにフィードバック制御するための処理である。

まず、ステップＳ１０１では、信号生成部８からＥＨＣ２に対し、第１電圧を有する検出用信号の出力が開始される。ステップＳ１０２では、ＥＨＣ２に印加される電圧の検出およびＥＨＣ２に流れる電流の検出が実行される。ステップＳ１０３では、信号生成部８からＥＨＣ２に対し、第２電圧を有する検出用信号の出力が開始される。ステップＳ１０４では、ＥＨＣ２に印加される電圧の検出およびＥＨＣ２に流れる電流の検出が実行される。なお、以下の説明および図５では、第１電圧を有する検出用信号のことを第１検出用信号とも呼び、第２電圧を有する検出用信号のことを第２検出用信号とも呼ぶ。

ステップＳ１０５では、前述したような検出手法により、電気特性が算出される。すなわち、ステップＳ１０５では、ステップＳ１０２で検出された電圧の検出値およびステップＳ１０４で検出された電圧の検出値の差分と、ステップＳ１０２で検出された電流の検出値およびステップＳ１０４で検出された電流の検出値の差分と、に基づいて直流抵抗Ｒ_ＥＨＣが算出される。ステップＳ１０６では、ステップＳ１０５で算出された電気特性などに基づいてＥＨＣ２の温度が推定される。

ステップＳ１０７では、ＥＨＣ２の目標温度Ｔｇと、ステップＳ１０３で推定された推定温度Ｔｅとの差ΔＴ（＝Ｔｇ−Ｔｅ）が閾値Ｔth未満であるか否かが判断される。閾値Ｔthは、ＥＨＣ２の温度が目標温度Ｔｇに達したか否かを判断するためのものであり、本実施形態では、ゼロに設定されている。なお、閾値Ｔthは、種々の誤差を考慮したうえで上記判断ができるような任意の値に設定すればよい。

ここで、ＥＨＣ２の温度が目標温度Ｔｇに達している場合、差ΔＴがゼロ未満、つまり「ΔＴ＜０」となる。この場合、ステップＳ１０７で「ＹＥＳ」となり、本制御が終了となる。一方、ＥＨＣ２の温度が目標温度Ｔｇに達していない場合、差ΔＴがゼロ以上、つまり「ΔＴ≧０」となる。この場合、ステップＳ１０７で「ＮＯ」となり、ステップＳ１０８に進む。ステップＳ１０８では、信号生成部８からＥＨＣへの検出用信号の出力が停止されるとともに、通電部３によるＥＨＣ２への通電が開始される。これにより、ＥＨＣ２の加熱が開始される。

ステップＳ１０９は、ＥＨＣ２の加熱が開始された開始時点から所定時間が経過するまで待機するために設けられている。したがって、ステップＳ１０９では、所定時間が経過したか否かが判断される。ここで、開始時点から所定時間が経過すると、ステップＳ１０９で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ１１０に進む。ステップＳ１１０では、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止される。これにより、ＥＨＣ２の加熱が停止される。ステップＳ１１０の実行後は、ステップＳ１０１へ戻り、再びＥＨＣ２の温度を算出するための各処理から順に実行される。

上述した制御において、信号生成部８から検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間は、電圧検出部９が電圧検出に要する時間、電流検出部１０が電流検出に要する時間、温度推定部１１が温度の推定に要する時間などに応じた期間となる。詳細は後述するが、本実施形態では、これらの時間を短く抑えることができるようになっているため、検出期間を短くすることができる。

また、上述した制御において、通電部３によるＥＨＣ２への通電が行われる通電期間は、ステップＳ１０９で用いられる所定時間に応じた期間となる。そして、その所定時間は、差ΔＴに基づいて決定されるようになっている。すなわち、差ΔＴが大きいほど所定時間が長い時間に設定されて通電期間が長くなり、差ΔＴが小さいほど所定時間が短い時間に設定されて通電期間が短くなる。

ＥＨＣシステム１において上述したような制御が実行されることにより、車両の始動後、ＥＨＣ２の温度が短時間で目標温度Ｔｇまで昇温されることになる。なお、この場合、通電部３によるＥＨＣ２への通電が行われる期間と、信号生成部８により検出用信号がＥＨＣ２に与えられる期間とが重複しないようになっている。すなわち、この場合、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間に、検出用信号がＥＨＣ２に与えられることによりＥＨＣ２の電気特性、ひいては温度が求められるようになっている。

以上説明したように、本実施形態の触媒温度算出装置６は、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与えることができる信号生成部８を備えている。そして、この場合、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間に、ＥＨＣ２に印加される電圧およびＥＨＣ２に流れる電流が検出される。そのため、上記構成によれば、高圧電源７で発生する高電圧ノイズが通電部３の出力電圧に重畳するような場合でも、その影響により、電圧および電流の検出誤差が大きくなることがない。そのため、本実施形態の触媒温度算出装置６では、数秒程度の平均化処理などを実施することなく、温度の推定精度を良好に維持することができる。

したがって、本実施形態の触媒温度算出装置６によれば、ＥＨＣ２の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができるという優れた効果が得られる。そして、このような効果を奏する触媒温度算出装置６を用いたＥＨＣシステム１によれば、運転条件または始動条件に関わらず温度のフィードバック制御が成立することになり、車両の排気エミッションの改善に寄与することができる。特に、ゼロエミッション達成のためにＥＨＣ２の温度を短時間で目標温度まで昇温する必要があるシステムほど、高応答の温度フィードバック制御が必要となることから、上記構成の触媒温度算出装置６を用いるメリットが大きくなる。

車両絶縁の法規対応の観点から、例えば数百Ｖといった比較的高い電圧によりＥＨＣ２への通電を行う通電部３は、車両のボディアースとの間で絶縁されている必要がある。そこで、本実施形態の信号生成部８は、検出用信号の出力ノードと車両のボディアースを基準とした低圧電源１４との間を絶縁する絶縁部８ａを備えている。このような構成によれば、検出用信号の出力ノードに接続されるＥＨＣ２、ひいては通電部３と、車両のボディアースとの間の絶縁を確保することができる。

一般に、ＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置において、ＥＨＣに流れる電流を検出するためには、検出用信号の出力ノードからＥＨＣへと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗が設けられる。ここで、仮に、信号生成部８が絶縁部８ａを備えていない構成であるとすると、上記検出抵抗として、絶縁法規を満足できる程度に高い抵抗値のものを用いる必要が生じる。比較的高い抵抗値の検出抵抗を用いると、次のような問題が生じる。

すなわち、検出期間にＥＨＣ２に印加される電圧は、検出用信号の電圧を、検出抵抗２５とＥＨＣ２の直流抵抗とにより分圧した電圧となる。そのため、検出抵抗２５の抵抗値が高いほど、検出期間におけるＥＨＣ２への印加電圧およびＥＨＣ２に流れる電流が小さくなり、電圧検出部９による電圧の検出精度および電流検出部１０による電流の検出精度が低下するおそれがある。これに対し、本実施形態の構成のように信号生成部８が絶縁部８ａを備えた構成である場合、検出抵抗２５の抵抗値を低く抑えることができるため、電圧および電流の検出精度を高めることができる。

本実施形態のＥＨＣシステム１を構成する通電部３は、ＦＷＤを有するＩＧＢＴからなるスイッチング素子２７、２８を有するスイッチング電源として構成されている。このような構成では、検出期間において、ＦＷＤによる比較的大きな逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫがＥＨＣ２へと流れてしまい、その影響により電流検出部１０による電流の検出結果、ひいては温度推定部１１による直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの算出結果に誤差が生じるおそれがある。

そこで、本実施形態では、検出期間において、信号生成部８は、検出用信号の電圧を２段階に切り替える。そして、温度推定部１１は、検出用信号の電圧が第１電圧から第２電圧へと切り替えられた際における電圧検出部９による電圧の検出値の差分および電流検出部１０による電流の検出値の差分に基づいて直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出する。このようにすることで、ＦＷＤによる逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの影響を受けることなく、ＥＨＣ２の直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを精度良く検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を精度良く算出することができる。

本実施形態では、信号生成部８は、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成する構成である。そのため、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われる期間、通電部３から信号生成部８へと流れる電流、つまり逆流が生じる可能性があり、このような逆流が流れると信号生成部８が故障するおそれがある。そこで、触媒温度算出装置６は、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部８へと流れる電流を阻止する逆流阻止部１３を備えている。このような構成によれば、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間における逆流の発生を確実に防止することができる。

ＥＨＣ２は、その直流抵抗Ｒ_ＥＨＣが低いほど、その温度を速やかに上昇させることができる。ただし、ＥＨＣ２の直流抵抗Ｒ_ＥＨＣが低くなると、検出抵抗２５の抵抗値によっては、電圧および電流の検出精度が低下するおそれがある。これは、前述したように、検出期間にＥＨＣ２に印加される電圧が、検出用信号の電圧を検出抵抗２５とＥＨＣ２の直流抵抗Ｒ_ＥＨＣとにより分圧した電圧となることに起因している。

しかし、本実施形態では、信号生成部８が絶縁部８ａを備えていることから、検出抵抗２５の抵抗値を低く抑えることができるため、ＥＨＣ２として、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの低いものを採用することができる。本実施形態では、ＥＨＣ２として、例えば、通電部３と車両のボディアースとの間の絶縁抵抗より小さい直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを有するものを採用することができる。そして、上記構成の触媒温度算出装置６と、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの低いＥＨＣ２とを採用したＥＨＣシステム１によれば、ＥＨＣ２の温度を素早く上昇させることが可能となり、排気エミッションを一層改善することができる。

本実施形態では、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間には、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されるようになっている。このような構成によれば、高圧電源７において発生する高電圧ノイズが電圧検出部９および電流検出部１０の検出動作に与える影響を一層低減することができ、その結果、電圧および電流の検出誤差を一層小さく抑えることができる。

電圧検出部９は、検出対象の電圧を増幅するためのＯＰアンプ３２を備えている。また、電流検出部１０は、検出抵抗２５の各端子電圧の差電圧を増幅するためのＯＰアンプ４０を備えている。ＯＰアンプ３２、４０などのアンプには、通常、下記（４）式に示すようなオフセットβがある。ただし、アンプの入力電圧をＶ_ｉｎとし、アンプの出力電圧をＶ_ｏｕｔとし、アンプの増幅率をαとする。
Ｖ_ｏｕｔ＝α×Ｖ_ｉｎ＋β …（４）

このようなアンプのオフセットβは、逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫと同様、温度に依存して変化するものであり、その変化は比較的緩やかなものとなる。したがって、アンプのオフセットβについても、逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫと同様、検出期間においては一定であると仮定することができる。そのため、本実施形態のように、検出用信号の電圧が変化した際における電圧検出部９による電圧の検出値の差分および電流検出部１０による電流の検出値の差分に基づいて直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出するようにすれば、アンプのオフセットβの影響を受けることなく、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出することができる。したがって、本実施形態によれば、ＥＨＣ２の温度の算出精度を一層高めることができる。

なお、本実施形態のような直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出手法を採用しない場合でも、ＯＰアンプ３２、４０としてオフセット補正機能を有するアンプを採用するという対策、ＯＰアンプ３２、４０の周辺回路としてオフセット補正用の回路を追加するという対策などを施せば、アンプのオフセットβの影響を受けることなく直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出することができる。しかし、これらの対策では、回路構成が複雑化するとともに装置の製造コストが高くなるというデメリットがある。これに対し、本実施形態によれば、安価且つ簡易な構成で、アンプのオフセットβの影響を受けることなく直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出することができる。

上述したように、本実施形態の検出手法によれば、理想的には、逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの影響を受けることなく、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出することができる。しかし、実際には、回路素子のばらつきなどに起因して、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出結果に対する逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの影響を完全には排除できない可能性がある。そこで、信号生成部８は、逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫよりも大きい電流Ｉ_ＯＵＴを有する検出用信号をＥＨＣ２に与えることができる構成となっている。このような構成によれば、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出結果に対する逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの影響を完全には排除できない場合でも、それによる直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出精度の低下を最小限にとどめることができる。

＜絶縁電源の変形例＞
本実施形態のように、検出用信号を生成する信号生成部に絶縁電源が含まれるような構成とする場合、その絶縁電源としては、種々の構成を採用することができる。例えば、信号生成部に用いられる絶縁電源として、図７および図８に示すような構成を採用することができる。

図７に示す絶縁電源１５Ａは、一般的なフライバック方式の絶縁電源１５に対し、ダイオード４７が追加された構成となっている。ダイオード４７は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に、電源線Ｌ４側をアノードとして接続されている。また、図８に示す絶縁電源１５Ｂは、絶縁電源１５Ａに対し、インダクタ４８が追加されている。インダクタ４８は、ダイオード２３、４７の共通のカソードと、電源線Ｌ３との間に接続されている。つまり、絶縁電源１５Ｂは、一般的なフォワード方式の絶縁電源の構成となっている。これらの構成によっても、絶縁電源１５と同様、トランス２１を絶縁部８ａとして機能させることができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第２実施形態について図９〜図１１を参照して説明する。
＜触媒温度算出装置の具体構成＞
図９に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置５１は、図２に示した第１実施形態の触媒温度算出装置６に対し、ダイオード２６に代えて例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子５２を備えている点などが異なる。

スイッチング素子５２のソースは、ノードＮ３に接続され、そのドレインはノードＮ４に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子５２のゲートには、通電制御部１２から出力されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子５２は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。つまり、スイッチング素子５２のオンオフは、通電制御部１２により制御される。

具体的には、通電制御部１２は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が実行されている期間にはスイッチング素子５２がオフされるとともに、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間にはスイッチング素子５２がオンされるようにスイッチング素子５２のオンオフを制御する。

上記構成によれば、スイッチング素子５２は、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部８へと流れる電流を阻止する逆流阻止部１３として機能する。このような本実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。

＜直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出手法＞
上記構成では、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出手法として、第１実施形態と同様の手法に加え、次のような変形例の検出手法を採用することもできる。すなわち、この場合、信号生成部８から第１電圧に相当する０Ｖの検出用信号が出力される第１状態と、信号生成部８から第２電圧の検出用信号が出力される第２状態と、が切り替えられる。なお、この変形例における第２電圧としては、第１実施形態における第１電圧および第２電圧のうちいずれか一方を採用すればよい。

図１０に示すように、スイッチング素子５２がオフされることにより、第１状態に切り替えられる。なお、図１０では、オフ状態のスイッチング素子５２を、接点が開放されたスイッチのシンボルとして表している。第１状態においてＥＨＣ２に印加される電圧をＶ_ｖ１とすると、回路方程式により、下記（５）式が導出される。
Ｖ_ｖ１＝Ｒ_ＥＨＣ・Ｉ_ＬＥＡＫ …（５）

また、図１１に示すように、スイッチング素子５２がオンされることにより、第２状態に切り替えられる。なお、図１１では、オン状態のスイッチング素子５２を、接点が閉鎖されたスイッチのシンボルとして表している。この第２状態においてＥＨＣ２に印加される電圧をＶ_ｖ２とするとともに、ノードＮ２からＥＨＣ２へと流れる電流をＩ_ＯＵＴ２とすると、回路方程式により、下記（６）式が導出される。
Ｖ_ｖ２＝Ｒ_ＥＨＣ（Ｉ_ＯＵＴ２＋Ｉ_ＬＥＡＫ） …（６）

第１実施形態と同様、検出期間における逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫが一定であるとすれば、電圧Ｖ_ｖ１および電圧Ｖ_ｖ２の差、具体的には電圧Ｖ_ｖ２から電圧Ｖ_ｖ１を減算して得られる差電圧ΔＶ_ｖは、下記（７）式により表される。
ΔＶ_ｖ＝Ｖ_ｖ２−Ｖ_ｖ１＝Ｒ_ＥＨＣ・Ｉ_ＯＵＴ２ …（７）

上記（７）式を直流抵抗Ｒ_ＥＨＣについて解くと、下記（８）式が導出される。ただし、電流Ｉ_ＯＵＴ２が検出抵抗２５に流れることにより生じる電圧降下、つまり第２状態における検出抵抗２５の端子間電圧をＶ_ｉ２とする。下記（８）式から明らかなように、このような変形例の手法により検出される直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの値は、第１実施形態の検出手法と同様、ＦＷＤの逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの影響を受けることがない値となる。

（第３実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第３実施形態について図１２を参照して説明する。
＜触媒温度算出装置の具体構成＞
図１２に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置６１は、図２に示した第１実施形態の触媒温度算出装置６に対し、信号生成部８に代えて信号生成部６２を備えている点などが異なる。

信号生成部６２は、信号生成部８に対し、トランジスタ６３および抵抗６４が追加されている点などが異なる。トランジスタ６３は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタであり、そのエミッタは抵抗６４を介して電源線Ｌ３に接続されている。この場合、ＯＰアンプ２０の反転入力端子は、トランジスタ６３のエミッタに接続され、その出力端子はトランジスタ６３のベースに接続されている。

上記構成によれば、ＯＰアンプ２０の作用により、トランジスタ６３のコレクタ電流が一定の電流となるように、トランジスタ６３の導通状態が制御される。具体的には、スイッチング素子１９がオンのときには、トランジスタ６３のコレクタ電流が第１電圧に応じた一定の第１電流となるように、トランジスタ６３の導通状態が制御される。また、スイッチング素子１９がオフのときには、トランジスタ６３のコレクタ電流が第２電圧に応じた一定の第２電流となるように、トランジスタ６３の導通状態が制御される。

上記構成の信号生成部６２では、トランジスタ６３のコレクタ電流、つまりトランジスタ６３のコレクタから検出抵抗２５側へと流れる直流電流が検出用信号に相当する。つまり、信号生成部６２は、検出用信号の電流を２段階に切り替え可能な構成となっている。
この場合、検出用信号となる直流電流の電流値、つまり第１電流の値および第２電流の値は、抵抗１６〜１８の各抵抗値により定まる分圧比および抵抗６４の抵抗値に応じて、所望する値に設定されている。

以上説明した本実施形態の構成も、第１実施形態などの構成と同様、ＥＨＣ２に与えられる検出用信号の電圧および電流を変化させることができるようになっている。そのため、本実施形態の構成によっても、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出手法として前述した各手法を採用することが可能となる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態などと同様の作用および効果が得られる。

（第４実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第４実施形態について図１３および図１４を参照して説明する。
＜触媒温度算出装置の具体構成＞
図１３に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置７１は、図２に示した第１実施形態の触媒温度算出装置６に対し、電圧検出部９に代えて電圧検出部７２を備えている点などが異なる。電圧検出部７２は、電圧検出部９と同様の構成となっている。

ただし、電圧検出部７２には、信号生成部８とダイオード２６との相互接続ノードに相当するノードＮ３の電圧が与えられている。電圧検出部７２は、ノードＮ３の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部７２は、電源線Ｌ４の電位を基準としたノードＮ３の電圧、つまりノードＮ３およびノードＮ５間の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。

＜直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出手法＞
本実施形態のように、逆流阻止部としてダイオード２６を用いるとともに、電圧検出部７２がダイオード２６のアノード側の電圧を検出する構成の場合、次のような問題が生じる可能性がある。すなわち、一般に、ダイオードの順方向電圧は、常に一定ではなく、そのダイオードに流れる電流などに応じて変化する。そのため、本実施形態の構成では、検出用信号の電圧が２段階に切り替えられた際、切り替えの前後においてダイオード２６の順方向電圧が異なる値となる。このようなダイオード２６の順方向電圧の変化を無視してＥＨＣ２に印加される電圧、ひいてはＥＨＣ２の直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出を行うと、その検出精度が低下するおそれがある。

本実施形態では、ダイオード２６の順方向電圧の影響による直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出精度の低下を抑制するため、次のようにして直流抵抗Ｒ_ＥＨＣが検出されるようになっている。すなわち、本実施形態の温度推定部１１は、逆流阻止部１３として機能するダイオード２６による電圧降下、つまりダイオード２６の順方向電圧を推定し、その推定結果も考慮してＥＨＣ２の直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出するようになっている。以下、本実施形態における直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの具体的な検出手法について、図１４を参照して説明する。

以下の説明では、図１４に示すように、ダイオード２６の順方向電圧をＶ_ｆとする。また、上記構成では、電圧検出部７２により検出される電圧Ｖ_ｖは、ダイオード２６のアノード側の電圧となっている。この場合、回路方程式により、下記（９）式が導出される。
Ｖ_ｖ＝Ｖ_ｆ＋Ｒ_ＥＨＣ（Ｉ_ＯＵＴ＋Ｉ_ＬＥＡＫ） …（９）

第１実施形態と同様、検出期間における逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫが一定であるとすれば、差電圧ΔＶ_ｖは、下記（１０）式により表される。ただし、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴが第１電圧から第２電圧へと切り替えられた際における電圧Ｖ_ｆの変化量を差電圧ΔＶ_ｆとする。
ΔＶ_ｖ＝ΔＶ_ｆ＋Ｒ_ＥＨＣ・ΔＩ_ＯＵＴ …（１０）

また、この場合、ダイオードの理論式により下記（１１）式が導出される。また、その（１１）式を順方向電圧Ｖ_ｆについて解くと下記（１２）式が導出される。ただし、ダイオードの逆バイアス時における飽和電流をＩ_Ｓとし、電子の電荷をｑとし、結合係数、つまりキャリアの再結合電流に対する補正値をｎとし、ボルツマン定数をｋとし、温度をＴとする。

ここで、検出用信号の電流Ｉ_ＯＵＴが１ｍＡより大きく、且つ、ダイオード２６として飽和電流Ｉ_Ｓが１μＡ未満である一般的な汎用ダイオードを採用したとすると、上記（１２）式から下記（１３）式が導出される。また、差電圧ΔＶ_ｆは、下記（１４）式により表される。ただし、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴが第１電圧に切り替えられた際における電流Ｉ_ＯＵＴをＩ_ＯＵＴ１とし、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴが第２電圧に切り替えられた際における電流Ｉ_ＯＵＴをＩ_ＯＵＴ２とする。

上記（１０）式および上記（１４）式から、下記（１５）式が導出される。ただし、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴが第１電圧に切り替えられた際における検出抵抗２５の端子間電圧Ｖ_ｉをＶ_ｉ１とし、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴが第２電圧に切り替えられた際における検出抵抗２５の端子間電圧Ｖ_ｉをＶ_ｉ２とする。また、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴが第１電圧から第２電圧へと切り替えられた際における検出抵抗２５の端子間電圧Ｖ_ｉの変化量を差電圧ΔＶ_ｉとする。下記（１５）式から明らかなように、このような手法により検出される直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの値は、逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの影響およびダイオード２６の順方向電圧Ｖ_ｆの変動の影響を受けることがない値となる。

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。さらに、本実施形態によれば、次のような効果が得られる。すなわち、電圧検出部７２は、ダイオード２６のアノード側の電圧からＥＨＣ２に印加される電圧を検出する構成となっている。このような構成によれば、電圧検出部７２には、通電部３から出力される高電圧が印加されることがない。そのため、電圧検出部７２に対し、高電圧から回路素子を保護するための構成、つまり過電圧保護のための構成などを付与する必要がなく、電圧検出部７２の回路規模を小さく抑えることができる。

ただし、このような構成では、前述したように、検出用信号の切り替え時におけるダイオード２６の順方向電圧の変動の影響により直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出精度が低下する可能性がある。しかし、本実施形態の温度推定部１１は、本実施形態の温度推定部１１は、ダイオード２６の順方向電圧を推定し、その推定結果も考慮してＥＨＣ２の直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを検出するようになっている。したがって、本実施形態によれば、ダイオード２６の順方向電圧の変動の影響を受けることなく、ＥＨＣ２の直流抵抗Ｒ_ＥＨＣを精度良く検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を精度良く推定することができる。

（第５実施形態）
以下、第４実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第５実施形態について図１５〜図１７を参照して説明する。
＜触媒温度算出装置の具体構成＞
図１５に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置８１は、図１３に示した第４実施形態の触媒温度算出装置７１に対し、ダイオード２６に代えて第２実施形態と同様のスイッチング素子５２を備えている点などが異なる。

＜直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出手法＞
本実施形態の構成によっても、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出手法として第１実施形態において説明した手法を採用することができる。以下、図１６および図１７を参照しながら、その理由について説明する。なお、図１６および図１７では、オン状態のスイッチング素子５２を抵抗のシンボルとして表している。以下の説明では、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴが第１電圧に切り替えられた状態を第１状態とし、検出用信号の電圧Ｖ_ＯＵＴが第２電圧に切り替えられた状態を第２状態とする。

図１６に示すように、第１状態における電圧Ｖ_ＯＵＴ、電流Ｉ_ＯＵＴ、電圧Ｖ_ｉ、電圧Ｖｖを、それぞれ電圧Ｖ_ＯＵＴ１、電流Ｉ_ＯＵＴ１、電圧Ｖ_ｉ１、電圧Ｖ_ｖ１とすると、回路方程式により、下記（１６）式が導出される。ただし、スイッチング素子５２のオン抵抗をＲ_ＯＮとする。
Ｖ_ｖ１＝Ｒ_ＯＮ・Ｉ_ＯＵＴ１＋Ｒ_ＥＨＣ（Ｉ_ＯＵＴ１＋Ｉ_ＬＥＡＫ） …（１６）

図１７に示すように、第２状態における電圧Ｖ_ＯＵＴ、電流Ｉ_ＯＵＴ、電圧Ｖ_ｉ、電圧Ｖ_ｖを、それぞれ電圧Ｖ_ＯＵＴ２、電流Ｉ_ＯＵＴ２、電圧Ｖ_ｉ２、電圧Ｖ_ｖ２とすると、回路方程式により、下記（１７）式が導出される。
Ｖ_ｖ２＝Ｒ_ＯＮ・Ｉ_ＯＵＴ２＋Ｒ_ＥＨＣ（Ｉ_ＯＵＴ２＋Ｉ_ＬＥＡＫ） …（１７）

スイッチング素子５２は、一般的なＭＯＳＦＥＴであり、そのオン抵抗Ｒ_ＯＮは、ｍΩオーダーとなっている。したがって、オン抵抗Ｒ_ＯＮは、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣに比べて十分に小さく、それらは「Ｒ_ＯＮ＜＜Ｒ_ＥＨＣ」という関係となっている。このような関係を考慮すれば、上記（１６）式および（１７）式から、下記（１８）式および（１９）式が導出される。
Ｖ_ｖ１≒Ｒ_ＥＨＣ（Ｉ_ＯＵＴ１＋Ｉ_ＬＥＡＫ） …（１８）
Ｖ_ｖ２≒Ｒ_ＥＨＣ（Ｉ_ＯＵＴ２＋Ｉ_ＬＥＡＫ） …（１９）

第１実施形態と同様、検出期間における逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫが一定であるとすれば、電圧Ｖ_ｖ１および電圧Ｖ_ｖ２の差、具体的には電圧Ｖ_ｖ２から電圧Ｖ_ｖ１を減算して得られる差電圧ΔＶ_ｖは、下記（２０）式により表される。
ΔＶ_ｖ＝Ｖ_ｖ２−Ｖ_ｖ１＝Ｒ_ＥＨＣ（Ｉ_ＯＵＴ２−Ｉ_ＯＵＴ１）
＝Ｒ_ＥＨＣ・ΔＩ_ＯＵＴ …（２０）

上記（２０）式を直流抵抗Ｒ_ＥＨＣについて解くと、下記（２１）式が導出される。下記（２１）式は、第１実施形態の検出手法における（３）式と同様の式である。したがって、本実施形態の構成によれば、第１実施形態と同様の検出手法を採用することができる。そして、その検出手法により検出される直流抵抗_ＲＥＨＣの値は、ＦＷＤの逆リーク電流Ｉ_ＬＥＡＫの影響を受けることがない値となる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。

（第６実施形態）
以下、第４実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第６実施形態について図１８を参照して説明する。
図１８に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置９１は、図１３に示した第４実施形態の触媒温度算出装置７１に対し、信号生成部８に代えて第３実施形態と同様の信号生成部６２を備えている点などが異なる。

このような本実施形態の構成によっても、第１実施形態などの構成と同様、ＥＨＣ２に与えられる検出用信号の電圧および電流を変化させることができるようになっている。そのため、本実施形態の構成によっても、直流抵抗Ｒ_ＥＨＣの検出手法として第４実施形態において説明した手法を採用することが可能となる。したがって、本実施形態によっても、第４実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。
本発明は、ＥＨＣシステム１に設けられる触媒温度算出装置に限らず、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置全般に適用することができる。

信号生成部８は、検出用信号の電圧を複数段階に切り替え可能な構成であればよく、例えば検出用信号の電圧を３段階以上に切り替え可能な構成であってもよい。また、信号生成部６２は、検出用信号の電流を複数段階に切り替え可能な構成であればよく、例えば検出用信号の電流を３段階以上に切り替え可能な構成であってもよい。
電圧検出部の具体的な構成としては、図３に示した構成に限らずともよく、ＥＨＣに印加される電圧を検出することができる構成であればよい。また、電流検出部の具体的な構成としては、図３に示した構成に限らずともよく、ＥＨＣに流れる電流を検出することができる構成であればよい。

絶縁部は、絶縁電源１５などのトランス２１を用いた構成に限らずともよく、検出用信号の出力ノードと低圧電源１４との間を絶縁する構成であればよい。例えば、低圧電源１４から信号生成部８などへの電力供給ラインをフォトカプラなどにより接続することで、上記絶縁を実現する構成でもよい。
上記各実施形態において、信号生成部８、６２が、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部８、６２へと電流が流れても故障などの問題が生じないような構成となっていれば、逆流阻止部１３を省いてもよい。

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

２…ＥＨＣ、３…通電部、６、５１、６１、７１、８１、９１…触媒温度算出装置、７…高圧電源、８、６２…信号生成部、８ａ…絶縁部、９、７２…電圧検出部、１０…電流検出部、１１…温度推定部、１３…逆流阻止部、１４…低圧電源、２１…トランス、２６…ダイオード、５２…スイッチング素子。

Claims (7)

1. 車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒の温度を算出する触媒温度算出装置であって、
   前記車両のボディアースを基準とした電源から電力供給を受け、前記触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を前記触媒に与えることができるものであり、前記検出用信号の出力ノードと前記電源との間を絶縁する絶縁部（８ａ、２１）を有する信号生成部（８、６２）と、
   前記触媒に印加される電圧を検出する電圧検出部（９、７２）と、
   前記触媒に流れる電流を検出する電流検出部（１０）と、
   前記検出用信号が前記触媒に与えられる検出期間における前記電圧検出部による電圧の検出値および前記電流検出部による電流の検出値に基づいて前記触媒の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいて前記触媒の温度を推定する温度推定部（１１）と、
   を備え、
   前記検出期間は、前記通電部による前記触媒への通電が停止されている期間であり、
   前記信号生成部は、前記検出用信号の電圧または電流を複数段階に切り替え可能な構成である触媒温度算出装置。
2. 前記複数段階のうちいずれか１つの段階を第１段階とするとともに、その第１段階とは異なる段階を第２段階としたとき、
   前記温度推定部は、前記検出用信号の電圧または電流が前記第１段階に切り替えられた際における前記電圧検出部による電圧の検出値および前記第２段階に切り替えられた際における前記電圧検出部による電圧の検出値の差分と、前記検出用信号の電圧または電流が前記第２段階に切り替えられた際における前記電流検出部による電流の検出値および前記第２段階に切り替えられた際における前記電流検出部による電流の検出値の差分と、に基づいて前記触媒の直流抵抗を検出する請求項１に記載の触媒温度算出装置。
3. さらに、前記通電部により前記触媒への通電が行われている期間において前記通電部から前記信号生成部へと流れる電流を阻止する逆流阻止部（１３、２６、５２）を備える請求項１または２に記載の触媒温度算出装置。
4. 前記電圧検出部（７２）は、前記信号生成部と前記逆流阻止部との相互接続ノードの電圧から前記触媒に印加される電圧を検出する請求項３に記載の触媒温度算出装置。
5. 前記温度推定部は、前記逆流阻止部による電圧降下を推定し、その推定結果も考慮して前記触媒の直流抵抗を検出する請求項４に記載の触媒温度算出装置。
6. 前記逆流阻止部は、前記通電部と前記信号生成部との間に前記信号生成部側をアノードとして接続されたダイオード（２６）を備える請求項３から５のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。
7. 前記信号生成部は、前記通電部による前記触媒への通電が停止されている期間において前記通電部から前記信号生成部へと流れる逆リーク電流よりも大きい電流を有する前記検出用信号を前記触媒に与えることができる構成である請求項１から６のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。

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