JP2020094969A - 触媒温度算出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能とする。【解決手段】信号生成部８は、ＥＨＣ２への通電を行う通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与える。電圧検出部９は、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。電流検出部１０は、ＥＨＣ２に流れる電流を検出する。温度推定部１１は、電圧検出信号Ｓｂと電流検出信号Ｓｃとに基づいてＥＨＣ２の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。逆流阻止部１２は、通電部３と信号生成部８との間に信号生成部８側をアノードとして接続されたダイオードを有し、通電部３から信号生成部８へと流れる電流を阻止する。電圧検出部９は、ダイオードのアノード側の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。ダイオード特性推定部１３は、ダイオードの順方向電圧に起因して電圧検出部９による電圧の検出値に生じる誤差を補正する。【選択図】図１

Description

本発明は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化する電気加熱式の触媒の温度を算出する触媒温度算出装置に関する。

従来、内燃機関の排気を浄化する電気加熱式の触媒が設けられる車両は、その触媒の温度をフィードバック制御するためのシステムであるＥＨＣシステムを備えている。なお、以下では、電気加熱式の触媒のことをＥＨＣとも呼ぶこととする。ＥＨＣシステムには、ＥＨＣの温度を速やかに所望する目標温度まで上昇させる制御を実現するため、例えば特許文献１に開示されるようなＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置が設けられる。

ＥＨＣの温度は、その直流抵抗と相関があることが知られている。なお、以下では、直流抵抗のことを電気特性とも呼ぶこととする。そこで、従来の触媒温度算出装置では、ＥＨＣに対して高電圧が通電される期間にＥＨＣに流れる電流およびＥＨＣに印加される電圧が計測される。そして、従来の触媒温度算出装置では、電流および電圧の計測値からＥＨＣの電気特性が算出され、その電気特性に基づいてＥＨＣの温度が推定される。

特開２０１１−２３１７０９号公報

例えばハイブリッド車などの電動車両は、高電圧バッテリを備えており、その高電圧バッテリによりＥＨＣへの通電が行われる。この場合、高電圧バッテリから電力供給を受けるインバータおよびインバータにより駆動されるモータの動作に伴って生じる高電圧ノイズが高電圧バッテリの出力に重畳する。そのため、このような環境下では、高電圧ノイズの影響により、触媒温度算出装置による電流および電圧の計測誤差が大きくなり、その結果、温度の算出精度が低下するおそれがある。

また、上記構成では、ＥＨＣの電流および電圧が計測される際、ＥＨＣに対して高電圧を通電する通電部から上記計測を行うための構成へと電流が流れるおそれがある。そこで、このような電流である逆流を阻止する逆流阻止部が設けられる。この場合、故障率および装置の製造コストを低く抑えるという観点から、逆流阻止部としてＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子ではなくダイオードが用いられるとともに、電圧検出回路などの上記計測を行うための構成を低電圧系の部品で構成することが考えられる。

このような構成において、電圧検出回路は、ダイオードのアノード側の電圧に基づいてＥＨＣに印加される電圧を検出することになる。ダイオードの順方向電圧が温度に応じて変化することから、上記構成では、回路温度が変化すると、ＥＨＣに印加される電圧の検出値が変化してしまい、その結果、ＥＨＣの電気特性の算出精度、ひいてはＥＨＣの温度の推定精度が低下する。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出することができる触媒温度算出装置を提供することにある。

請求項１に記載の触媒温度算出装置は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒の温度を算出する。触媒温度算出装置は、信号生成部（８、６２、１１２、１２２）、触媒に印加される電圧を検出する電圧検出部（９、７１、９１）、触媒に流れる電流を検出する電流検出部（１０）および温度推定部（１１）を備える。信号生成部は、車両のボディアースを基準とした電源から電力供給を受け、触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を触媒に与えることができる。温度推定部は、検出用信号が触媒に与えられる検出期間における電圧検出部による電圧の検出値および電流検出部による電流の検出値に基づいて触媒の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいて触媒の温度を推定する。

上記構成では、触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号が触媒に与えられる検出期間に、触媒に印加される電圧および触媒に流れる電流が検出される。そのため、上記構成によれば、従来技術において説明した高電圧ノイズが通電部の出力電圧に重畳するような場合でも、その影響により、電圧および電流の検出誤差が大きくなることがない。そのため、上記構成では、数秒程度の平均化処理などを実施することなく、温度の推定精度を良好に維持することができる。

したがって、上記構成によれば、電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができるという優れた効果が得られる。そして、このような効果を奏する触媒温度算出装置を用いた触媒の温度を制御するＥＨＣシステムによれば、運転条件または始動条件に関わらず温度のフィードバック制御が成立することになり、車両の排気エミッションの改善に寄与することができる。特に、ゼロエミッション達成のために触媒の温度を短時間で目標温度まで昇温する必要があるＥＨＣシステムほど、高応答の温度フィードバック制御が必要となることから、上記構成の触媒温度算出装置を用いるメリットが大きくなる。

車両絶縁の法規対応の観点から、比較的高い電圧により触媒への通電を行う通電部は、車両のボディアースとの間で絶縁されている必要がある。そこで、上記構成の触媒温度算出装置において、信号生成部は、検出用信号の出力ノードと車両のボディアースを基準とした電源との間を絶縁する絶縁部（８ａ、１９）を有している。このような構成によれば、検出用信号の出力ノードに接続される触媒、ひいては通電部と、車両のボディアースとの間の絶縁を確保することができる。

上記構成において、触媒に流れる電流を検出するためには、検出用信号の出力ノードから触媒へと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗が設けられるのが一般的である。ここで、仮に、信号生成部が絶縁部を備えていない構成であるとすると、上記検出抵抗として、絶縁法規を満足できる程度に高い抵抗値のものを用いる必要が生じる。比較的高い抵抗値の検出抵抗を用いると、次のような問題が生じる。

すなわち、検出期間に触媒に印加される電圧は、検出用信号の電圧を、検出抵抗と触媒の直流抵抗とにより分圧した電圧となる。そのため、検出抵抗の抵抗値が高いほど、検出期間における触媒への印加電圧および触媒に流れる電流が小さくなり、電圧検出部による電圧の検出精度および電流検出部による電流の検出精度が低下するおそれがある。これに対し、上記構成のように信号生成部が絶縁部を備えた構成である場合、検出抵抗の抵抗値を低く抑えることができるため、電圧および電流の検出精度を高めることができる。

また、上記構成では、通電部と、通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成する信号生成部との両方が、触媒に対して電圧を印加することができるようになっている。そのため、通電部により触媒への通電が行われている期間、通電部から信号生成部へと電流が流れるおそれがある。そのため、上記構成の触媒温度算出装置は、通電部と信号生成部との間に信号生成部側をアノードとして接続された逆流阻止用ダイオード（２４）を有し、通電部により触媒への通電が行われている期間において通電部から信号生成部へと流れる電流を阻止する逆流阻止部（１２）を備えている。

この場合、電圧検出部は、逆流阻止用ダイオードのアノード側の電圧に基づいて触媒に印加される電圧を検出するようになっている。上記構成によれば、従来技術において述べたように、故障率および装置の製造コストを低く抑えることができるものの、触媒の温度の推定精度が低下するおそれがある。そこで、上記構成の触媒温度算出装置は、逆流阻止用ダイオードの順方向電圧に起因して電圧検出部による電圧の検出値に生じる誤差を補正する誤差補正部（１３）を備えている。このような構成によれば、逆流阻止用ダイオードの順方向電圧の温度特性に起因する直流抵抗の検出誤差が低減され、その結果、触媒の温度の算出精度を一層高めることができる。

上記構成において、触媒に接続される各種のハーネス距離が長いほどサージ電圧が高くなる可能性がある。そこで、ハーネス長を短くするため、触媒温度算出装置を構成する各回路は、触媒の近傍、つまり内燃機関に近い箇所に搭載されることがある。このように、各回路が内燃機関に近い箇所に搭載されると、逆流阻止用ダイオードが含まれる各回路の温度変化が大きくなり、上述した順方向電圧の温度特性に起因する温度の推定精度の低下が一層顕著になるおそれがある。しかし、上記構成によれば、上述した誤差補正部を備えているため、このような温度変化が大きい環境に触媒温度算出装置の各回路が搭載された場合でも、触媒の温度の算出精度を良好に維持することができる。

第１実施形態に係るＥＨＣシステムの構成を模式的に示す図 第１実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第１実施形態に係る電圧検出部および電流検出部の具体的な構成例を示す図 絶縁電源の変形例を示す図その１ 絶縁電源の変形例を示す図その２ 第２実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第３実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第４実施形態に係る電圧検出部の具体的な構成例を示す図 第５実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第６実施形態に係る電圧検出部および電流検出部の具体的な構成例を示す図 第７実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図 第８実施形態に係る触媒温度算出装置の具体的な構成例を示す図

以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１〜図５を参照して説明する。

＜ＥＨＣシステムの構成＞
図１に示すＥＨＣシステム１は、例えばハイブリッド車などの車両に設けられるものであり、ＥＨＣ２を加熱するとともにＥＨＣ２の温度が所望する目標温度となるように温度フィードバック制御を行う。ＥＨＣ２は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒である。ＥＨＣシステム１は、通電部３、通電制御部４、ＥＣＵ５、触媒温度算出装置６などを備えている。通電部３は、高圧電源７から電力供給を受け、高圧電源７の電圧に応じた電圧を出力し、その出力電圧をＥＨＣ２に印加することができる。

高圧電源７は、車両に搭載されるバッテリのうち、比較的高い電圧（例えば数百Ｖ）を出力する高電圧バッテリである。なお、以下では、ＥＨＣ２に対して通電部３が印加する電圧のことを高電圧とも呼ぶこととする。通電部３は、高電圧の給電経路に直列に介在する例えばＩＧＢＴなどのスイッチング素子を備えた電源回路、つまりスイッチング電源として構成されている。このような構成により、通電部３は、ＥＨＣ２に対する高電圧の印加、つまりＥＨＣ２への通電を実行および停止することができる。

通電部３の動作、具体的には通電部３によるＥＨＣ２への通電の実行および停止は、通電制御部４により制御される。通電制御部４には、触媒温度算出装置６から出力されるＥＨＣ２の温度推定値を表す温度検出信号Ｓａが与えられている。また、通電制御部４には、ＥＣＵ５からＥＨＣ２への通電の実行および停止のタイミングなどを指令する指令信号が与えられている。

通電制御部４は、温度検出信号Ｓａが表すＥＨＣ２の温度推定値およびＥＣＵ５から与えられる指令信号に基づいて通電部３の動作を制御する。また、通電制御部４は、ＥＨＣ２の温度推定値などをＥＣＵ５へと送信する。ＥＣＵ５は、電池ＥＣＵおよびエンジンＥＣＵである。電池ＥＣＵは、高圧電源７を監視する機能などを有する電子制御装置である。エンジンＥＣＵは、車両の様々な運転状態における各種センサ信号に基づいて各種アクチュエータを統合的に制御し、最適なエンジン状態での動作を実現する電子制御装置である。

触媒温度算出装置６は、ＥＨＣ２の温度を算出するものであり、信号生成部８、電圧検出部９、電流検出部１０、温度推定部１１、逆流阻止部１２、ダイオード特性推定部１３などを備えている。信号生成部８は、低圧電源１４から電力供給を受け、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与えることができる。信号生成部８の動作、具体的には検出用信号をＥＨＣ２に与えるか否かは、通電制御部４により制御される。

信号生成部８は、検出用信号の出力ノードと低圧電源１４との間を絶縁する絶縁部８ａを備えている。低圧電源１４は、車両に搭載されるバッテリのうち、比較的低い電圧（例えば１２Ｖ、２４Ｖなど）を出力する低電圧バッテリである。このような低電圧バッテリである低圧電源１４は、車両のボディアースを基準とした電源となっている。

電圧検出部９は、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。電圧検出部９から出力される電圧の検出値を表す電圧検出信号Ｓｂは、温度推定部１１に与えられる。電流検出部１０は、ＥＨＣ２に流れる電流を検出する。電流検出部１０から出力される電流の検出値を表す電流検出信号Ｓｃは、温度推定部１１に与えられる。温度推定部１１は、電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。

具体的には、温度推定部１１は、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間における電圧検出信号Ｓｂが表す電圧の検出値および電流検出信号Ｓｃが表す電流の検出値に基づいて、ＥＨＣ２の直流抵抗を算出する。なお、以下では、直流抵抗のことを電気特性と呼ぶことがある。本実施形態では、温度推定部１１は、通電制御部４とともに１つの演算・制御部として構成されている。このような演算・制御部は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを含むマイクロコンピュータなどから構成される。温度推定部１１および通電制御部４は、演算・制御部のＣＰＵがＲＯＭなどに記憶されたプログラムを実行することにより実現されている、つまりソフトウェアにより実現されている。

ＥＨＣ２の温度は、ＥＨＣ２の仕様などに依存するが、その電気特性と相関がある。温度推定部１１には、使用されるＥＨＣ２の温度と電気特性との相関を表すテーブルが記憶されている。温度推定部１１は、上述したようにして算出した電気特性および上記テーブルに基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。温度推定部１１から出力される温度の推定値を表す温度検出信号Ｓａは、前述したように通電制御部４に与えられる。

上記構成では、高圧電源７から電力供給を受ける通電部３と、低圧電源１４から電力供給を受ける信号生成部８との両方が、ＥＨＣ２に対して電圧を印加することができるようになっている。そのため、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間、通電部３から信号生成部８へと電流が流れるおそれがある。逆流阻止部１２は、このような電流である逆流を阻止するために設けられている。

詳細は後述するが、この場合、逆流阻止部１２は、通電部３と信号生成部８との間に、信号生成部８側をアノードとして接続された逆流阻止用ダイオードを有する構成となっている。また、この場合、電圧検出部９は、上記した逆流阻止用ダイオードのアノード側の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する構成となっている。ダイオード特性推定部１３は、上記した逆流阻止用ダイオードの特性、具体的には順方向電圧を推定（検出）し、その順方向電圧に起因して電圧検出部９による電圧の検出値に生じる誤差を補正するものであり、誤差補正部に相当する。

詳細は後述するが、ダイオード特性推定部１３は、逆流阻止用ダイオードと同等の特性を有する誤差補正用ダイオードを備えている。なお、本明細書等における「同等」および
同じ」とは、各値が完全に一致するものだけでなく、目的とする効果を奏するのであれば、各値に若干の差があり厳密には一致していないようなものも含む。

＜触媒温度算出装置の具体構成＞
上記したような機能を有する触媒温度算出装置６の具体的な構成としては、例えば図２に示すような構成を採用することができる。図２に示す構成において、信号生成部８は、検出用信号として直流電圧を生成し、その直流電圧をＥＨＣ２に印加することができる構成となっている。

信号生成部８は、絶縁電源１５、抵抗１６、１７およびＯＰアンプ１８を備えている。絶縁電源１５は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、低圧電源１４から電源線Ｌ１、Ｌ２を介して供給される直流電圧ＶＢを任意の電圧値を有する直流電圧Ｖｄに変換し、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して出力する。なお、電源線Ｌ２は、車両のボディアースに接続されている。また、電源線Ｌ４の電位は、触媒温度算出装置６を含むＥＨＣシステム１の基準電位となる。絶縁電源１５は、トランス１９、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子２０、ダイオード２１およびコンデンサ２２を備えている。

トランス１９は、前述した絶縁部８ａとして機能するもので、一次巻線１９ａおよび二次巻線１９ｂを備えている。一次巻線１９ａの一方の端子は電源線Ｌ１に接続され、その他方の端子はスイッチング素子２０のドレインに接続されている。スイッチング素子２０のソースは、電源線Ｌ２に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子２０のゲートには、通電制御部４により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子２０は、そのゲート駆動信号に応じて、所定の周波数でオンオフされる、つまりスイッチング動作される。

二次巻線１９ｂの一方の端子はダイオード２１を順方向に介して電源線Ｌ３に接続され、その他方の端子は電源線Ｌ４に接続されている。コンデンサ２２は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に接続されている。上記構成の絶縁電源１５では、スイッチング素子２０のスイッチング動作により、直流電圧Ｖｄが生成される。

抵抗１６、１７は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に直列接続されており、絶縁電源１５から出力される直流電圧Ｖｄを、それらの抵抗比に応じた分圧比で分圧する。ＯＰアンプ１８は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ１８は、その反転入力端子と出力端子が接続されており、ボルテージフォロアとして機能する。ＯＰアンプ１８の非反転入力端子には、抵抗１６、１７の相互接続ノードであるノードＮ１の電圧、つまり直流電圧Ｖｄが分圧された分圧電圧が与えられている。

ＯＰアンプ１８の出力端子は、信号生成部８における検出用信号の出力ノードとなるノードＮ２に接続されている。したがって、上記構成の信号生成部８では、ＯＰアンプ１８から出力される直流電圧が検出用信号に相当する。この場合、検出用信号となる直流電圧の電圧値は、抵抗１６、１７の抵抗比により定まる分圧比に応じて、所望する値に設定されている。上記構成の信号生成部８は、絶縁部８ａとして機能するトランス１９により、車両のボディアースを基準とした低圧電源１４との絶縁が確保されている。

図２に示す構成では、ＥＨＣ２に流れる電流を検出するため、信号生成部８のノードＮ２からＥＨＣ２へと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗２３が設けられている。具体的には、検出抵抗２３の一方の端子はノードＮ２に接続され、その他方の端子はノードＮ３に接続されている。ノードＮ３には、前述した逆流阻止部１２が有する逆流阻止用ダイオードに相当するダイオード２４のアノードが接続されている。

ダイオード２４のカソードは、ノードＮ４に接続されている。つまり、ダイオード２４は、通電部３と信号生成部８との間に、信号生成部８側をアノードとして接続されている。ノードＮ４と、電源線Ｌ４に接続されるノードＮ５との間には、ＥＨＣ２が接続されている。電流検出部１０には、検出抵抗２３の各端子電圧が与えられている。電流検出部１０は、その検出対象となる電流が流れる経路に直列に介在する検出抵抗２３の各端子電圧の差に基づいてＥＨＣ２に流れる電流を検出する。

電圧検出部９は、信号生成部８とダイオード２４との相互接続ノードに相当するノードＮ３の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。ただし、この場合、ノードＮ３の電圧Ｖ_Ｎ３は、下記（１）式に示すように、ノードＮ４、Ｎ５間の電圧であるＥＨＣ２に実際に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣに対し、ダイオード２４の順方向電圧Ｖｆが加えられた電圧となる。
Ｖ_Ｎ３＝Ｖ_ＥＨＣ＋Ｖｆ …（１）

電圧Ｖｆは、ダイオード２４の温度に応じて変化するため、電圧検出部９がノードＮ３の電圧を直接モニタする構成では、電圧の検出精度が低下するおそれがある。そこで、本実施形態の構成では、ノードＮ３の電圧がダイオード２５を順方向に介して電圧検出部９へと入力されている。つまり、この場合、電圧検出部９は、ノードＮ３の電圧を、ダイオード２５を順方向に介してモニタする構成となっている。

ダイオード２５は、前述したダイオード特性推定部１３の誤差補正用ダイオードに相当する。したがって、ダイオード２５としては、順方向電圧などの特性が、ダイオード２４と同等であるものが用いられる。上記構成によれば、電圧検出部９は、ダイオード２５のカソードの電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部９は、電源線Ｌ４の電位を基準としたダイオード２５のカソードの電圧、つまりダイオード２５のカソードおよびノードＮ５間の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。

このような構成によれば、ダイオード２５のカソードの電圧、つまり電圧検出部９に入力される検出電圧Ｖ_ＤＥＴは、下記（２）式により表される。ただし、ダイオード２５の順方向電圧を電圧Ｖｆｓとする。
Ｖ_ＤＥＴ＝Ｖ_ＥＨＣ＋Ｖｆ−Ｖｆｓ …（２）

上述したように、ダイオード２５は、順方向電圧などの特性がダイオード２４と同等であるため、電圧Ｖｆおよび電圧Ｖｆｓは、下記（３）式に示すように、概ね同等の電圧となる。
Ｖｆ≒Ｖｆｓ …（３）

上記（２）式および（３）式から、検出電圧Ｖ_ＤＥＴは、下記（４）式のように表すことができる。
Ｖ_ＤＥＴ≒Ｖ_ＥＨＣ …（４）
上記（４）式から明らかなように、上記構成の電圧検出部９は、ＥＨＣ２に実際に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣと概ね同等の電圧となる検出電圧Ｖ_ＤＥＴに基づいて、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出することができる。

上記構成では、絶縁電源１５のスイッチング素子２０の動作が制御されることにより、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間にＯＰアンプ１８の出力電圧がＥＨＣ２に印加されるようになっている。したがって、本実施形態では、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間となる。

このような検出期間においてＥＨＣ２に印加される電圧、つまりノードＮ４およびノードＮ５間の電圧は、ＯＰアンプ１８の出力電圧に応じた一定の直流電圧となる。なお、この電圧の値は、前述したように、抵抗１６、１７による分圧比に応じて所望する値に設定することができる。また、このような検出期間にＥＨＣ２に流れる電流は、ＥＨＣ２に一定の電圧が印加されていることから、その一定の電圧に応じた一定の電流となる。

なお、この場合、ＥＨＣ２としては、その直流抵抗と温度とに相関があるものが用いられる。温度推定部１１は、ＥＨＣ２に一定の直流電圧が印加されるとともに一定の電流が流れる検出期間における電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。

＜電圧検出部および電流検出部の具体構成＞
電圧検出部９および電流検出部１０の具体的な構成としては、例えば図３に示すような構成を採用することができる。図３に示すように、電圧検出部９は、増幅回路２６、低域通過フィルタ２７およびＡ／Ｄ変換器２８を備えている。なお、以下では、低域通過フィルタのことをＬＰＦと省略するとともに、Ａ／Ｄ変換器のことをＡＤＣと省略することとする。

増幅回路２６は、ＯＰアンプ２９および抵抗３０により構成されている。ＯＰアンプ２９は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ２９は、その反転入力端子と出力端子が接続されており、ボルテージフォロアとして機能する。ＯＰアンプ２９の非反転入力端子には、抵抗３０を介して検出対象の電圧であるダイオード２５のカソードの電圧が与えられる。このような構成により、増幅回路２６は、ＯＰアンプ２９の出力端子から、検出対象の電圧に応じた電圧を出力する。

ＬＰＦ２７は、抵抗３１およびコンデンサ３２からなるＲＣフィルタである。抵抗３１は、ＯＰアンプ２９の出力端子およびコンデンサ３２の一方の端子の間に接続されている。コンデンサ３２の他方の端子は、電源線Ｌ４に接続されている。抵抗３１およびコンデンサ３２の相互接続ノードであるノードＮ６は、ＡＤＣ２８の入力端子に接続されている。ＡＤＣ２８は、ノードＮ６の電圧、つまりＬＰＦ２７の出力電圧をデジタル信号に変換して出力する。ＡＤＣ２８から出力されるデジタル信号は、電圧検出信号Ｓｂとして温度推定部１１に与えられる。

また、図３に示すように、電流検出部１０は、増幅回路３３、ＬＰＦ３４およびＡＤＣ３５を備えている。増幅回路３３は、ＯＰアンプ３６および抵抗３７〜４０により構成されている。ＯＰアンプ３６は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ３６の非反転入力端子および反転入力端子には、それぞれ抵抗３７および抵抗３８を介して検出抵抗２３の各端子電圧が与えられる。

ＯＰアンプ３６の非反転入力端子は、抵抗３９を介して電源線Ｌ４に接続されている。ＯＰアンプ３６の反転入力端子は、抵抗４０を介して、その出力端子に接続されている。このような構成により、増幅回路３３は、ＯＰアンプ３６の出力端子から、検出抵抗２３の各端子電圧の差電圧を増幅した電圧を出力する。

ＬＰＦ３４は、抵抗４１およびコンデンサ４２からなるＲＣフィルタである。抵抗４１は、ＯＰアンプ３６の出力端子およびコンデンサ４２の一方の端子の間に接続されている。コンデンサ４２の他方の端子は、電源線Ｌ４に接続されている。抵抗４１およびコンデンサ４２の相互接続ノードであるノードＮ７は、ＡＤＣ３５の入力端子に接続されている。ＡＤＣ３５は、ノードＮ７の電圧、つまりＬＰＦ３４の出力電圧をデジタル信号に変換して出力する。ＡＤＣ３５から出力されるデジタル信号は、電流検出信号Ｓｃとして温度推定部１１に与えられる。

車両に搭載される高電圧バッテリである高圧電源７の出力には、高圧電源７から電力供給を受ける図示しないインバータおよびインバータにより駆動される図示しないモータの動作に伴って生じる高電圧ノイズが重畳する。電圧検出部９および電流検出部１０は、このような高電圧ノイズが重畳した電圧に基づいて、電圧および電流を検出する構成となっている。そこで、電圧検出部９および電流検出部１０には、このような高電圧ノイズの影響を除去するためのＬＰＦ２７および３４が設けられている。

以上説明したように、本実施形態の触媒温度算出装置６は、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与えることができる信号生成部８を備えている。そして、この場合、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間に、ＥＨＣ２に印加される電圧およびＥＨＣ２に流れる電流が検出される。そのため、上記構成によれば、高圧電源７で発生する高電圧ノイズが通電部３の出力電圧に重畳するような場合でも、その影響により、電圧および電流の検出誤差が大きくなることがない。そのため、本実施形態の触媒温度算出装置６では、数秒程度の平均化処理などを実施することなく、温度の推定精度を良好に維持することができる。

したがって、本実施形態の触媒温度算出装置６によれば、ＥＨＣ２の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができるという優れた効果が得られる。そして、このような効果を奏する触媒温度算出装置６を用いたＥＨＣシステム１によれば、運転条件または始動条件に関わらず温度のフィードバック制御が成立することになり、車両の排気エミッションの改善に寄与することができる。特に、ゼロエミッション達成のためにＥＨＣ２の温度を短時間で目標温度まで昇温する必要があるシステムほど、高応答の温度フィードバック制御が必要となることから、上記構成の触媒温度算出装置６を用いるメリットが大きくなる。

車両絶縁の法規対応の観点から、例えば数百Ｖといった比較的高い電圧によりＥＨＣ２への通電を行う通電部３は、車両のボディアースとの間で絶縁されている必要がある。そこで、本実施形態の信号生成部８は、検出用信号の出力ノードと車両のボディアースを基準とした低圧電源１４との間を絶縁する絶縁部８ａを備えている。このような構成によれば、検出用信号の出力ノードに接続されるＥＨＣ２、ひいては通電部３と、車両のボディアースとの間の絶縁を確保することができる。

一般に、ＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置において、ＥＨＣに流れる電流を検出するためには、検出用信号の出力ノードからＥＨＣへと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗が設けられる。ここで、仮に、信号生成部８が絶縁部８ａを備えていない構成であるとすると、上記検出抵抗として、絶縁法規を満足できる程度に高い抵抗値のものを用いる必要が生じる。比較的高い抵抗値の検出抵抗を用いると、次のような問題が生じる。

すなわち、検出期間にＥＨＣ２に印加される電圧は、検出用信号の電圧を、検出抵抗２３とＥＨＣ２の直流抵抗とにより分圧した電圧となる。そのため、検出抵抗２３の抵抗値が高いほど、検出期間におけるＥＨＣ２への印加電圧およびＥＨＣ２に流れる電流が小さくなり、電圧検出部９による電圧の検出精度および電流検出部１０による電流の検出精度が低下するおそれがある。これに対し、本実施形態の構成のように信号生成部８が絶縁部８ａを備えた構成である場合、検出抵抗２３の抵抗値を低く抑えることができるため、電圧および電流の検出精度を高めることができる。

また、本実施形態では、通電部３と、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成する信号生成部８との両方が、ＥＨＣ２に対して電圧を印加することができる構成となっている。そのため、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間、通電部３から信号生成部８へと電流、つまり逆流が生じる可能性があり、このような逆流が流れると信号生成部８が故障するおそれがある。

そこで、触媒温度算出装置６は、通電部３と信号生成部８との間に信号生成部８側をアノードとして接続されたダイオード２４を有し、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部８へと流れる電流を阻止する逆流阻止部１２を備えている。このような構成によれば、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間における逆流の発生を確実に防止することができる。

この場合、電圧検出部９は、ダイオード２４のアノード側の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出するようになっている。このようにすれば、電圧検出部９には、通電部３から出力される高電圧が印加されることがない。そのため、電圧検出部９に対し、高電圧から回路素子を保護するための構成、つまり過電圧保護のための構成などを付与する必要がなく、電圧検出部９の回路規模を小さく抑えることができる。したがって、上記構成によれば、故障率および装置の製造コストを低く抑えることができる。

ただし、上記構成では、従来技術で述べたように、ダイオード２４の順方向電圧の影響により、電圧検出部９によるＥＨＣ２への印加電圧の検出精度、ひいては温度推定部１１によるＥＨＣ２の温度の推定精度が低下するおそれがある。そこで、本実施形態の触媒温度算出装置６は、ダイオード２４の順方向電圧に起因して電圧検出部９による電圧の検出値に生じる誤差を補正するダイオード特性推定部１３を備えている。このような構成によれば、ダイオード２４の順方向電圧の温度特性に起因するＥＨＣ２の直流抵抗の検出誤差が低減され、その結果、ＥＨＣ２の温度の算出精度を一層高めることができる。

この場合、ダイオード特性推定部１３は、ダイオード２４と同等の特性を有するダイオード２５を備えた構成である。また、電圧検出部９は、ダイオード２４のアノード側の電圧であるノードＮ３の電圧を、ダイオード２５を順方向に介してモニタする構成となっている。このような構成によれば、電圧検出部９は、ＥＨＣ２に実際に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣと概ね同等の電圧となる検出電圧Ｖ_ＤＥＴに基づいて、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出することが可能となり、その結果、電圧の検出精度が一層向上する。

上記構成において、ＥＨＣ２に接続される各種のハーネス距離が長いほどサージ電圧が高くなる可能性がある。そこで、ハーネス長を短くするため、触媒温度算出装置６を構成する各回路は、ＥＨＣ２の近傍、つまり内燃機関に近い箇所に搭載されることがある。このように、各回路が内燃機関に近い箇所に搭載されると、ダイオード２４が含まれる各回路の温度変化が大きくなり、上述した順方向電圧の温度特性に起因する温度の推定精度の低下が一層顕著になるおそれがある。しかし、上記構成によれば、上述したダイオード特性推定部１３を備えているため、このような温度変化が大きい環境に触媒温度算出装置６の各回路が搭載された場合でも、ＥＨＣ２の温度の算出精度を良好に維持することができる。

ＥＨＣ２は、その直流抵抗が低いほど、その温度を速やかに上昇させることができる。ただし、ＥＨＣ２の直流抵抗が低くなると、検出抵抗２３の抵抗値によっては、電圧および電流の検出精度が低下するおそれがある。これは、前述したように、検出期間にＥＨＣ２に印加される電圧が、検出用信号の電圧を検出抵抗２３とＥＨＣ２の直流抵抗とにより分圧した電圧となることに起因している。

しかし、本実施形態では、信号生成部８が絶縁部８ａを備えていることから、検出抵抗２３の抵抗値を低く抑えることができるため、ＥＨＣ２として、直流抵抗の低いものを採用することができる。本実施形態では、ＥＨＣ２として、例えば、通電部３と車両のボディアースとの間の絶縁抵抗より小さい直流抵抗を有するものを採用することができる。そして、上記構成の触媒温度算出装置６と、直流抵抗の低いＥＨＣ２とを採用したＥＨＣシステム１によれば、ＥＨＣ２の温度を素早く上昇させることが可能となり、排気エミッションを一層改善することができる。

本実施形態では、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間には、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されるようになっている。このような構成によれば、高圧電源７において発生する高電圧ノイズが電圧検出部９および電流検出部１０の検出動作に与える影響を一層低減することができ、その結果、電圧および電流の検出誤差を一層小さく抑えることができる。

＜絶縁電源の変形例＞
本実施形態のように、検出用信号を生成する信号生成部に絶縁電源が含まれるような構成とする場合、その絶縁電源としては、種々の構成を採用することができる。例えば、信号生成部に用いられる絶縁電源として、図４および図５に示すような構成を採用することができる。

図４に示す絶縁電源１５Ａは、一般的なフライバック方式の絶縁電源１５に対し、ダイオード４３が追加された構成となっている。ダイオード４３は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に、電源線Ｌ４側をアノードとして接続されている。また、図５に示す絶縁電源１５Ｂは、絶縁電源１５Ａに対し、インダクタ４４が追加されている。インダクタ４４は、ダイオード２１、４３の共通のカソードと、電源線Ｌ３との間に接続されている。つまり、絶縁電源１５Ｂは、一般的なフォワード方式の絶縁電源の構成となっている。これらの構成によっても、絶縁電源１５と同様、トランス１９を絶縁部８ａとして機能させることができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第２実施形態について図６を参照して説明する。
＜第１実施形態における課題＞
第１実施形態の触媒温度算出装置６において、検出抵抗２３の抵抗値は、前述したように低く抑えることが可能であり、比較的小さい値（例えば１００Ω）となっている。一方、電圧検出部９の入力抵抗となる抵抗３０の抵抗値は、検出抵抗２３の抵抗値に比べて大きい値となっている。

そのため、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間において、信号生成部８からＥＨＣ２へと流れる電流、つまりダイオード２４に流れる電流に比べ、信号生成部８から電圧検出部９へと流れる電流、つまりダイオード２５に流れる電流が小さくなる。一般に、ダイオードの順方向電圧は、そのダイオードに流れる電流に応じて変化する。したがって、第１実施形態の構成では、ダイオード２４、２５の特性が同一であったとしても、上述したように各ダイオード２４、２５に流れる電流が異なることから、検出期間におけるダイオード２４の順方向電圧Ｖｆとダイオード２５の順方向電圧Ｖｆｓとは互いに異なる値となる。

そのため、第１実施形態の構成では、電圧検出部９に入力される検出電圧Ｖ_ＤＥＴとＥＨＣ２に実際に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣとに差が生じ、それに伴い電圧検出部９による電圧の検出値、ひいては温度推定部１１によるＥＨＣ２の温度の推定結果に誤差が生じる可能性があった。本実施形態では、このような点を改善するため、触媒温度算出装置の具体的な構成として、以下において説明するような構成が採用されている。

＜触媒温度算出装置の具体構成＞
図６に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置５１は、図２に示した第１実施形態の触媒温度算出装置６に対し、抵抗５２が追加されている。この場合、ダイオード２５のカソードは、抵抗５２を介して電源線Ｌ４に接続されている。抵抗５２は、ダイオード２５と直列接続された誤差補正用抵抗に相当する。

上記構成において、検出抵抗２３、ダイオード２５および抵抗５２は、信号生成部８の出力ノードであるノードＮ２とＥＨＣ２の低電位側端子に接続されるノードＮ５との間に直列接続されている。そして、抵抗５２は、ＥＨＣ２の直流抵抗の抵抗値と同等の抵抗値を有している。そのため、上記構成によれば、検出期間において、ダイオード２４に流れる電流と、ダイオード２５に流れる電流とが同等の電流となる。

このように、抵抗５２は、検出期間において、ダイオード２５に対し、ダイオード２４に流れる電流と同等の電流を流す電流供給部として機能する。本実施形態では、ダイオード２５および抵抗５２により、ダイオード特性推定部１３が構成されている。この場合、電圧検出部９は、ダイオード２５および抵抗５２の相互接続ノードであるノードＮ８の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部９は、電源線Ｌ４の電位を基準としたノードＮ８の電圧、つまり抵抗５２の各端子電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。

以上説明したように、本実施形態の構成によれば、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間において、ダイオード２４に流れる電流とダイオード２５に流れる電流とが同等の電流となり、ダイオード２４、２５の各順方向電圧Ｖｆ、Ｖｆｓが同等の電圧となる。したがって、本実施形態によれば、前述したダイオード２４、２５に流れる電流の違いに起因する電圧の検出誤差、ひいては温度の推定誤差の発生が抑制され、その結果、電圧検出部９による電圧の検出精度、ひいては温度推定部１１によるＥＨＣ２の温度の推定精度を一層向上することができる。

（第３実施形態）
以下、上記各実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第３実施形態について図７を参照して説明する。
＜上記各実施形態における課題＞
上記各実施形態の触媒温度算出装置６、５１では、ダイオード２４、２５の個体差による順方向電圧Ｖｆ、Ｖｆｓのばらつきの影響により、電圧検出部９による電圧の検出値、ひいては温度推定部１１によるＥＨＣ２の温度の推定結果に誤差が生じる可能性がある。以下、このような誤差が生じる理由について説明する。なお、以下では、順方向電圧Ｖｆ、Ｖｆｓを区別する必要がない場合、それらを順方向電圧Ｖｆと総称することがある。

まず、ダイオードの理論式により下記（５）式が導出される。そして、その（５）式を順方向電圧Ｖｆについて解くと下記（６）式が導出される。ただし、検出用信号の電流、つまり検出期間にノードＮ２からＥＨＣ２へと流れる電流をＩ_ＯＵＴとし、ダイオードの逆バイアス時における飽和電流をＩ_Ｓとし、電子の電荷をｑとし、結合係数、つまりキャリアの再結合電流に対する補正値をｎとし、ボルツマン定数をｋとし、温度をＴとする。

補正値ｎおよび飽和電流Ｉ_Ｓは、ダイオードの個体差に応じて、ばらつきが生じる値である。そのため、ダイオード２４、２５の順方向電圧Ｖｆには、これら２つの値に起因して、ダイオード２４、２５の個体差に応じた比較的大きなばらつきが生じる。これにより、触媒温度算出装置６、５１では、電圧検出部９による電圧の検出値、ひいては温度推定部１１によるＥＨＣ２の直流抵抗の検出結果および温度の推定結果に誤差が生じるおそれがある。本実施形態では、このような点を改善するため、触媒温度算出装置の具体的な構成として、以下において説明するような構成が採用されている。

＜触媒温度算出装置の具体構成＞
図７に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置６１は、図６に示した第２実施形態の触媒温度算出装置５１に対し、信号生成部８に代えて信号生成部６２を備えている点などが異なる。信号生成部６２は、検出用信号の電圧を複数段階に切り替え可能な構成となっている。本実施形態では、信号生成部６２は、検出用信号の電圧を、第１段階および第２段階の２段階に切り替え可能な構成となっている。なお、以下では、第１段階の電圧のことを第１電圧とも呼び、第２段階の電圧のことを第２電圧とも呼ぶ。この場合、第１電圧および第２電圧の関係は、「第１電圧＜第２電圧」となっている。

信号生成部６２における検出用信号の電圧の切り替えなどの動作は、通電制御部４により制御される。信号生成部６２は、信号生成部８に対し、抵抗６３および例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子６４が追加されている。スイッチング素子６４のドレインは、抵抗６３を介してノードＮ１に接続され、そのソースは、電源線Ｌ４に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子６４のゲートには、通電制御部４により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子６４は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。

上記構成では、スイッチング素子６４がオンのとき、ノードＮ１の電圧、ひいてはＯＰアンプ１８から出力される直流電圧は、直流電圧Ｖｄを、抵抗１６の抵抗値と、抵抗１７および抵抗６３の並列合成抵抗値と、により定まる分圧比で分圧した電圧となる。また、上記構成では、スイッチング素子６４がオフのとき、ノードＮ１の電圧、ひいてはＯＰアンプ１８から出力される直流電圧は、直流電圧Ｖｄを、抵抗１６の抵抗値と、抵抗１７の抵抗値と、により定まる分圧比で分圧した電圧となる。

この場合、スイッチング素子６４がオンのときのノードＮ１の電圧が前述した第１電圧に相当するとともに、スイッチング素子６４がオフのときのノードＮ１の電圧が前述した第２電圧に相当する。このように、上記構成では、検出用信号となる直流電圧は、第１電圧と、その第１電圧より高い第２電圧と、の２段階に切り替えられる。第１電圧の値および第２電圧の値は、抵抗１６、１７および６３の各抵抗値により定まる分圧比に応じて、所望する値に設定されている。

本実施形態では、次のようにしてＥＨＣ２の直流抵抗が検出されるようになっている。すなわち、信号生成部６２は、検出用信号の電圧を２段階に切り替え可能な構成となっている。つまり、この場合、ＥＨＣ２に与えられる検出用信号の電圧を変化させることができる構成となっている。検出期間において、検出用信号の電圧を変化させれば、電圧検出部９による電圧の検出値および電流検出部１０による電流の検出値も、その変化と同様に変化する。温度推定部１１は、検出用信号の電圧が第１電圧から第２電圧へと切り替えられた際における電圧検出部９による電圧の検出値の差分および電流検出部１０による電流の検出値の差分に基づいてＥＨＣ２の直流抵抗を検出する。

ここで、検出用信号の電流Ｉ_ＯＵＴが１ｍＡより大きく、且つ、ダイオード２４、２５として飽和電流Ｉ_Ｓが１μＡ未満である一般的な汎用ダイオードを採用したとすると、上記（６）式から下記（７）式が導出される。また、検出用信号の電圧が第１電圧から第２電圧へと切り替えられた際における順方向電圧Ｖｆの変化量である差電圧ΔＶｆは、下記（８）式により表される。ただし、検出用信号の電圧が第１電圧に切り替えられた際における電流Ｉ_ＯＵＴをＩ_ＯＵＴ１とし、検出用信号の電圧が第２電圧に切り替えられた際における電流Ｉ_ＯＵＴをＩ_ＯＵＴ２とする。

上記（８）式に示すように、差電圧ΔＶｆには、飽和電流Ｉ_Ｓが含まれていない。そのため、ダイオード２４、２５の順方向電圧Ｖｆの変化量である差電圧ΔＶｆには、補正値ｎに起因して、ダイオード２４、２５の個体差に応じた比較的小さなばらつきが生じるだけとなる。したがって、本実施形態のように、電圧の検出値の差分および電流の検出値の差分に基づいてＥＨＣ２の直流抵抗を検出する手法によれば、前述したダイオード２４、２５の個体差に起因する電圧の検出誤差、ひいては温度の推定誤差の発生が低減され、その結果、電圧検出部９による電圧の検出精度、ひいては温度推定部１１によるＥＨＣ２の温度の推定精度を一層向上することができる。

（第４実施形態）
以下、上記各実施形態に対し電圧検出部の具体的な構成が変更された第４実施形態について図８を参照して説明する。
＜電圧検出部の具体構成＞
図８に示すように、本実施形態の電圧検出部７１は、図３に示した電圧検出部９に対し、増幅回路２６に代えて増幅回路７２を備えている点などが異なる。増幅回路７２は、増幅回路２６に対し、抵抗７３、７４が追加されている。抵抗７３は、ＯＰアンプ２９の反転入力端子と電源線Ｌ４との間に接続されている。抵抗７４は、ＯＰアンプ２９の反転入力端子と出力端子との間に接続されている。このような構成により、増幅回路７２は、反転増幅器として機能する。

以上説明したように、本実施形態の電圧検出部７１によれば、検出対象の電圧を増幅することができるため、その検出精度が向上する。また、電圧検出部７１は、上記各実施形態における電圧検出部９と同様、ＥＨＣ２に実際に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣと概ね同等の電圧となる電圧に基づいて、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出する構成となっており、その検出値には検出抵抗２３による電圧降下分などは含まれない。したがって、本実施形態の構成によれば、電圧検出部７１のＡＤＣ２８の入力レンジを最大限に活用するように、増幅回路７２の増幅率を設定することができる。このようにすれば、ＡＤＣ２８での分解能が向上し、その結果、電圧の検出精度、ひいてはＥＨＣ２の温度の推定精度を一層向上することができる。

（第５実施形態）
以下、第３実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第５実施形態について図９を参照して説明する。
＜触媒温度算出装置の具体構成＞
図９に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置８１は、図７に示した第３実施形態の触媒温度算出装置６１に対し、ダイオード２５および抵抗５２に代えてダイオード８２および抵抗８３を備えている点などが異なる。ダイオード８２は、誤差補正用ダイオードに相当するものであり、そのアノードはノードＮ２に接続されている。ダイオード８２のカソードは、抵抗８３を介して電源線Ｌ４に接続されている。抵抗８３は、ダイオード８２と直列接続された誤差補正用抵抗に相当する。

上記構成において、ダイオード８２および抵抗８３は、信号生成部８の出力ノードであるノードＮ２とＥＨＣ２の低電位側端子に接続されるノードＮ５との間に直列接続されている。そして、抵抗８３は、検出抵抗２３の抵抗値とＥＨＣ２の直流抵抗の抵抗値との和と同等の抵抗値を有している。そのため、上記構成によれば、検出期間において、ダイオード２４に流れる電流と、ダイオード８２に流れる電流とが同等の電流となる。

このように、抵抗８３は、検出期間において、ダイオード８２に対し、ダイオード２４に流れる電流と同等の電流を流す電流供給部として機能する。本実施形態では、ダイオード８２および抵抗８３により、ダイオード特性推定部１３が構成されている。この場合、電圧検出部９は、ダイオード８２および抵抗８３の相互接続ノードであるノードＮ９の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部９は、電源線Ｌ４の電位を基準としたノードＮ９の電圧、つまり抵抗８３の各端子電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。

以上説明したように、本実施形態の構成によれば、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間において、ダイオード２４に流れる電流とダイオード８２に流れる電流とが同等の電流となり、ダイオード２４、８２の各順方向電圧Ｖｆ、Ｖｆｓが同等の電圧となる。したがって、本実施形態によれば、前述したダイオード２４、８２に流れる電流の違いに起因する電圧の検出誤差、ひいては温度の推定誤差の発生が抑制され、その結果、電圧検出部９による電圧の検出精度、ひいては温度推定部１１によるＥＨＣ２の温度の推定精度を一層向上することができる。

ダイオード８２および抵抗８３によりダイオード特性推定部１３が構成された本実施形態の構成と、ダイオード２５および抵抗５２によりダイオード特性推定部１３が構成された第２、第３実施形態の構成とには、それぞれ次のような特徴がある。以下、第２、第３実施形態の構成をダイオード特性推定部１３の第１構成例と称するとともに、本実施形態の構成をダイオード特性推定部１３の第２構成例と称することとする。

第１構成例では、誤差補正用抵抗に相当する抵抗５２の抵抗値は、ＥＨＣ２の直流抵抗の抵抗値に等しく設定する必要がある。しかし、ＥＨＣ２の直流抵抗の抵抗値と温度には相関がある。そのため、ＥＨＣ２の直流抵抗の抵抗値は、例えば−１０℃では５Ωになるとともに６００℃では１５Ωになる、という具合に温度に応じて変化する。そのため、第１構成例では、抵抗５２の抵抗値を、例えば上記温度内の抵抗値の中心値（例えば１０Ω）に設定したとしても、実際のＥＨＣ２の直流抵抗が上記したような範囲で変化することから、それに起因する電圧の検出誤差、ひいては温度の推定誤差が生じるおそれがある。

一方、第２構成例では、誤差補正用抵抗に相当する抵抗８３の抵抗値は、ＥＨＣ２の直流抵抗の抵抗値に検出抵抗２３の抵抗値を加えた抵抗値と等しい値であればよい。検出抵抗２３の抵抗値（例えば１００Ω）は、ＥＨＣ２の直流抵抗の抵抗値（例えば５〜１５Ω）に比べ、十分に高い値となっている。そのため、ＥＨＣ２の温度が変化することにより、その直流抵抗の抵抗値が変化したとしても、ＥＨＣ２の直流抵抗の抵抗値に検出抵抗２３の抵抗値を加えた抵抗値の変化は小さい。そのため、第２構成例では、ＥＨＣ２の温度変化によって直流抵抗の値が多少変化したとしても、それにより、ダイオード２４に流れる電流とダイオード８２に流れる電流とに大きな差が生じることはない。したがって、第２構成例によれば、第１構成例に比べ、誤差補正用抵抗の抵抗値の設定がし易くなるというメリットがある。

第２構成例では、電圧検出部９は、ＥＨＣ２に実際に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣと概ね同等の電圧に対し検出抵抗２３による電圧降下分を加えた電圧を検出する構成となっている。したがって、第２構成例では、電圧検出部９のＡＤＣ２８の入力レンジを検出対象の電圧だけで最大限に活用することができないため、その分だけ、分解能が低下し、その結果、電圧の検出精度を十分に高めることができない。

一方、第１構成例では、電圧検出部９は、ＥＨＣ２に実際に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣと概ね同等の電圧となる電圧に基づいて、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出する構成となっており、その検出値には検出抵抗２３による電圧降下分などは含まれない。したがって、第１構成例によれば、電圧検出部９のＡＤＣ２８の入力レンジを最大限に活用することができるため、第２構成例に比べ、分解能が向上し、その結果、電圧の検出精度が向上する。

（第６実施形態）
以下、第５実施形態に対し電圧検出部の具体的な構成が変更された第６実施形態について図１０を参照して説明する。
＜電圧検出部および電流検出部の具体構成＞
図１０に示すように、本実施形態の電圧検出部９１は、図３に示した電圧検出部９に対し、増幅回路２６に代えて増幅回路９２、９３を備えている点などが異なる。増幅回路９２は、増幅回路２６に対し、抵抗９４が追加されている。抵抗９４は、ＯＰアンプ２９の反転入力端子と出力端子との間に接続されている。この場合も、ＯＰアンプ２９は、ボルテージフォロアとして機能する。

増幅回路９３は、ＯＰアンプ９５および抵抗９６〜１００により構成されている。ＯＰアンプ９５は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ９５の非反転入力端子には、抵抗９６を介して増幅回路９２のＯＰアンプ２９の出力電圧が与えられている。ＯＰアンプ９５の反転入力端子には、抵抗９７を介して電流検出部１０の増幅回路３３のＯＰアンプ３６の出力電圧が与えられている。

ＯＰアンプ９５の非反転入力端子は、抵抗９８を介して電源線Ｌ３に接続されているとともに、抵抗９９を介して電源線Ｌ４に接続されている。ＯＰアンプ９５の反転入力端子は、抵抗１００を介して、その出力端子に接続されている。このような構成により、増幅回路９３は、ＯＰアンプ９５の出力端子から、ＯＰアンプ２９の出力電圧とＯＰアンプ３６の出力電圧との差電圧を増幅した電圧を出力する。この場合、増幅回路９３の出力電圧は、ＬＰＦ２７を介してＡＤＣ２８に入力されている。

上記構成において、ＯＰアンプ２９の出力電圧は、電源線Ｌ４を基準としたノードＮ９の電圧に相当するものであり、ＥＨＣ２に実際に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣと概ね同等の電圧に対し検出抵抗２３による電圧降下分を加えた電圧である。また、上記構成において、ＯＰアンプ３６の出力電圧は、検出抵抗２３の端子間電圧、つまり検出抵抗２３による電圧降下分に相当する。そして、上記構成では、ＯＰアンプ９５の出力電圧、つまりＯＰアンプ２９の出力電圧からＯＰアンプ３６の出力電圧を減算した電圧が、ＬＰＦ２７を介してＡＤＣ２８に入力されるようになっている。そのため、上記構成では、ＡＤＣ２８に入力される電圧は、ＥＨＣ２に実際に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣと概ね同等の電圧となる。したがって、本実施形態によれば、電圧検出部９のＡＤＣ２８の入力レンジを最大限に活用することができるため、分解能が向上し、その結果、電圧の検出精度が向上する。

（第７実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第７実施形態について図１１を参照して説明する。
＜触媒温度算出装置の具体構成＞
図１１に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置１１１は、触媒温度算出装置６に対し、ダイオード２５が省かれている点、信号生成部８に代えて信号生成部１１２を備えている点などが異なる。

本実施形態の構成では、ノードＮ３の電圧が電圧検出部９へと入力されている。つまり、この場合、電圧検出部９は、ノードＮ３の電圧を直接モニタする構成となっている。信号生成部１１２は、信号生成部８に対し、ダイオード１１３、抵抗１１４およびＯＰアンプ１１５が追加されている。ダイオード１１３のカソードは、ＯＰアンプ１８の出力端子に接続され、そのアノードは、抵抗１１４を介して電源線Ｌ３に接続されている。

ＯＰアンプ１１５は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ１１５は、その反転入力端子と出力端子が接続されており、ボルテージフォロアとして機能する。ＯＰアンプ１１５の非反転入力端子には、ダイオード１１３および抵抗１１４の相互接続ノードであるノードＮ１０の電圧が与えられている。ＯＰアンプ１１５の出力端子は、信号生成部１１２の出力ノードとなるノードＮ１１に接続されている。

上記構成の信号生成部１１２では、ＯＰアンプ１１５から出力される直流電圧が検出用信号に相当する。この場合も、検出用信号となる直流電圧の電圧値は、抵抗１６、１７の抵抗比により定まる分圧比に応じて所望する値に設定することができるが、第１実施形態の構成における検出用信号の電圧値よりもダイオード１１３の順方向電圧だけ高い電圧値となる。この場合、ダイオード１１３、抵抗１１４およびＯＰアンプ１１５によりダイオード特性推定部１３が構成されており、ダイオード１１３は、誤差補正用ダイオードに相当する。したがって、ダイオード１１３としては、ダイオード２５と同様、順方向電圧などの特性が、ダイオード２４と同等であるものが用いられる。

上記構成によれば、信号生成部１１２から出力される検出用信号の電圧は、ＯＰアンプ１８の出力電圧よりもダイオード１１３の順方向電圧だけ高い電圧であり、ダイオード１１３の温度特性に依存して変化する。一方、検出期間に、ＥＨＣ２に印加される電圧は、検出用信号の電圧よりもダイオード２４の順方向電圧だけ低い電圧となる。また、この場合、電圧検出部９は、ノードＮ３、つまりダイオード２４のアノード側の電圧を直接モニタする構成となっている。このような本実施形態の構成によっても、第１実施形態と同様、ダイオード２４の順方向電圧の温度特性に起因するＥＨＣ２の直流抵抗の検出誤差が低減され、その結果、ＥＨＣ２の温度の算出精度を一層高めることができる。

（第８実施形態）
以下、第３実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第８実施形態について図１２を参照して説明する。
＜触媒温度算出装置の具体構成＞
図１２に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置１２１は、図７に示した第３実施形態の触媒温度算出装置６１に対し、信号生成部６２に代えて信号生成部１２２を備えている点などが異なる。

信号生成部１２２は、信号生成部６２に対し、トランジスタ１２３および抵抗１２４が追加されている点などが異なる。トランジスタ１２３は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタであり、そのエミッタは抵抗１２４を介して電源線Ｌ３に接続されている。この場合、ＯＰアンプ１８の反転入力端子は、トランジスタ１２３のエミッタに接続され、その出力端子はトランジスタ１２３のベースに接続されている。

上記構成によれば、ＯＰアンプ１８の作用により、トランジスタ１２３のコレクタ電流が一定の電流となるように、トランジスタ１２３の導通状態が制御される。具体的には、スイッチング素子６４がオンのときには、トランジスタ１２３のコレクタ電流が第１電圧に応じた一定の第１電流となるように、トランジスタ１２３の導通状態が制御される。また、スイッチング素子６４がオフのときには、トランジスタ１２３のコレクタ電流が第２電圧に応じた一定の第２電流となるように、トランジスタ１２３の導通状態が制御される。

上記構成の信号生成部１２２では、トランジスタ１２３のコレクタ電流、つまりトランジスタ１２３のコレクタから検出抵抗２３側へと流れる直流電流が検出用信号に相当する。つまり、信号生成部１２２は、検出用信号の電流を２段階に切り替え可能な構成となっている。この場合、検出用信号となる直流電流の電流値、つまり第１電流の値および第２電流の値は、抵抗１６、１７、６３の各抵抗値により定まる分圧比および抵抗１２４の抵抗値に応じて、所望する値に設定されている。

以上説明した本実施形態の構成によっても、上記各実施形態と同様、ダイオード２４の順方向電圧の温度特性に起因するＥＨＣ２の直流抵抗の検出誤差が低減され、その結果、ＥＨＣ２の温度の算出精度を一層高めることができる。また、本実施形態の構成によれば、第３実施形態と同様、ＥＨＣ２に与えられる検出用信号の電圧および電流を変化させることができるため、第３実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。
本発明は、ＥＨＣシステム１に設けられる触媒温度算出装置に限らず、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置全般に適用することができる。

電圧検出部の具体的な構成としては、図３などに示した構成に限らずともよく、ＥＨＣに印加される電圧を検出することができる構成であればよい。また、電流検出部の具体的な構成としては、図３などに示した構成に限らずともよく、ＥＨＣに流れる電流を検出することができる構成であればよい。

絶縁部は、絶縁電源１５などのトランス１９を用いた構成に限らずともよく、検出用信号の出力ノードと低圧電源１４との間を絶縁する構成であればよい。例えば、低圧電源１４から信号生成部８などへの電力供給ラインをフォトカプラなどにより接続することで、上記絶縁を実現する構成でもよい。

図７などに示した信号生成部６２は、検出用信号の電圧を複数段階に切り替え可能な構成であればよく、例えば検出用信号の電圧を３段階以上に切り替え可能な構成であってもよい。また、図１２に示した信号生成部１２２は、検出用信号の電流を複数段階に切り替え可能な構成であればよく、例えば検出用信号の電流を３段階以上に切り替え可能な構成であってもよい。

上記各実施形態では、誤差補正用ダイオードとして、逆流阻止用ダイオードであるダイオード２４と同等の特性を有するダイオード２５などを用いていたが、これに限らずともよい。誤差補正用ダイオードとして、逆流阻止用ダイオードと特性が異なるダイオードを用いた場合でも、従来技術に比べ、逆流阻止用ダイオードの順方向電圧の温度特性に起因するＥＨＣ２の直流抵抗の検出誤差が低減されるため、その結果、ＥＨＣ２の温度の算出精度を高めることができるという効果が得られる。

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

２…ＥＨＣ、３…通電部、６、５１、６１、８１、１１１、１２１…触媒温度算出装置、７…高圧電源、８、６２、１１２、１２２…信号生成部、８ａ…絶縁部、９、７１、９１…電圧検出部、１０…電流検出部、１１…温度推定部、１２…逆流阻止部、１３…ダイオード特性推定部、１４…低圧電源、１９…トランス、２３…検出抵抗、２４…ダイオード、２５、８２、１１３…ダイオード、５２、８３…抵抗。

Claims (7)

1. 車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒の温度を算出する触媒温度算出装置であって、
   前記車両のボディアースを基準とした電源から電力供給を受け、前記触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を前記触媒に与えることができるものであり、前記検出用信号の出力ノードと前記電源との間を絶縁する絶縁部（８ａ、１９）を有する信号生成部（８、６２、１１２、１２２）と、
   前記通電部と前記信号生成部との間に前記信号生成部側をアノードとして接続された逆流阻止用ダイオード（２４）を有し、前記通電部により前記触媒への通電が行われている期間において前記通電部から前記信号生成部へと流れる電流を阻止する逆流阻止部（１２）と、
   前記逆流阻止用ダイオードのアノード側の電圧に基づいて前記触媒に印加される電圧を検出する電圧検出部（９、７１、９１）と、
   前記触媒に流れる電流を検出する電流検出部（１０）と、
   前記検出用信号が前記触媒に与えられる検出期間における前記電圧検出部による電圧の検出値および前記電流検出部による電流の検出値に基づいて前記触媒の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいて前記触媒の温度を推定する温度推定部（１１）と、
   前記逆流阻止用ダイオードの順方向電圧に起因して前記電圧検出部による電圧の検出値に生じる誤差を補正する誤差補正部（１３）と、
   を備える触媒温度算出装置。
2. 前記誤差補正部は、前記逆流阻止用ダイオードと同等の特性を有する誤差補正用ダイオード（２５、８２、１１３）を備える請求項１に記載の触媒温度算出装置。
3. 前記誤差補正部は、前記検出期間において、前記誤差補正用ダイオード（２５、８２）に対し、前記逆流阻止用ダイオードに流れる電流と同等の電流を流す電流供給部（５２、８３）を備える請求項２に記載の触媒温度算出装置。
4. 前記電流供給部は、前記誤差補正用ダイオードと直列接続された誤差補正用抵抗を備え、
   前記電圧検出部は、前記誤差補正用抵抗の端子電圧に基づいて前記前記触媒に印加される電圧を検出する請求項３に記載の触媒温度算出装置。
5. 前記電流検出部は、その検出対象となる電流が流れる経路に直列に介在する検出抵抗（２３）の端子電圧に基づいて前記触媒に流れる電流を検出するようになっており、
   前記検出抵抗、前記誤差補正用ダイオード（２５）および前記誤差補正用抵抗（５２）は、前記信号生成部の出力ノードと前記触媒の低電位側端子との間に直列されており、
   前記誤差補正用抵抗は、前記触媒の直流抵抗の抵抗値と同等の抵抗値を有する請求項４に記載の触媒温度算出装置。
6. 前記誤差補正用ダイオード（８２）および前記誤差補正用抵抗（８３）は、前記信号生成部の出力ノードと前記触媒の低電位側端子との間に直列接続されており、
   前記誤差補正用抵抗は、前記触媒の直流抵抗の抵抗値と前記触媒の直流抵抗の抵抗値との和と同等の抵抗値を有する請求項４に記載の触媒温度算出装置。
7. 前記信号生成部（６２、１１２、１２２）は、前記検出用信号の電圧または電流を複数段階に切り替え可能な構成である請求項１から６のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。

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