JP2017198537A - 過電流検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷駆動用ＭＯＳＦＥＴがハイサイド、ローサイドの何れに配置されても、過電流の検出を精度良く行うことができるようにした過電流検出回路を提供する。【解決手段】駆動用ＭＯＳＦＥＴ１に並列に、検出用ＭＯＳＦＥＴ２および抵抗３の直列回路が接続される。負荷に対する配置はハイサイド、ローサイド共に可である。電流検出回路６は、抵抗３の電圧をグランドを基準とした検出電圧Ｖｓｅｎに変換する。コンパレータ７は、検出電圧Ｖｓｅｎを閾値電圧Ｖｒｅｆと比較して過電流を検出する。抵抗素子８はＭＯＳＦＥＴ１０と並列にして定電流が供給される。検出電圧Ｖｓｅｎは、等価的にＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗と抵抗素子３との並列回路に電流を流すものとみなせる。この結果、閾値電圧Ｖｒｅｆの設定と同条件となり、温度変動による過電流閾値の設定が変動するのを抑制できる。【選択図】図１

Description

本発明は、過電流検出回路に関する。

駆動用ＭＯＳＦＥＴを介して流れる過電流を検出するものとして、例えば検出用のＭＯＳＦＥＴ及び抵抗素子の直列回路を駆動用ＭＯＳＦＥＴに並列に接続し、検出用抵抗素子の電位を閾値電圧と比較する構成の回路がある。しかし一般的に、閾値電圧を設定する部分の回路が温度特性を有しているので、閾値のばらつきが大きくなる傾向にある。そのためのマージンを考慮すると、駆動用ＭＯＳＦＥＴのサイズを大きくする必要があり、チップ面積が大きくなることが問題となる。

そこで、閾値電圧のばらつきを低減するための構成として次のものがある。例えば、閾値電圧を設定する部分に温度補正用ＭＯＳＦＥＴと閾値電圧設定用の抵抗素子との直列回路を設け、定電流を流すことで閾値電圧を設定する構成が考えられている。閾値電圧を設定する回路は、検出電圧を出力する回路と同様に直列回路により構成しているので、温度変動に対応して閾値電圧をシフトさせることができ、これによって、温度特性を改善できるようにしたものである。

特開２０１４−１５４６６９号公報

しかしながら、上記のものでは、温度特性に優れた構成とはいえ、使用環境の温度変動に起因して過電流検出の閾値電流値にずれが生じる点で、さらに温度特性の向上が望まれている。また、上記のものでは、駆動用ＭＯＳＦＥＴをハイサイドで使用するかローサイドで使用するかという使用形態に応じて閾値電圧を設定する回路構成を設ける部分が異なるため、使用形態に制限を受ける課題が残る。

本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、より簡単な構成で、駆動用ＭＯＳＦＥＴを介して流れる過電流の検出を精度良く行え、この構成を設ける場合でも駆動用ＭＯＳＦＥＴの使用形態に制約を与えない過電流検出回路を提供することにある。

請求項１に記載の過電流検出回路は、負荷への給電経路に設けられた負荷駆動用ＭＯＳＦＥＴの電流検出抵抗に流れる電流を検出して基準電位に対する電圧信号として出力する電流検出回路と、定電流を流すことで発生する端子電圧を閾値電圧として出力する閾値電圧設定用の抵抗素子と、前記電流検出回路に流れる電流により発生する検出電圧を前記閾値電圧と比較する比較器と、前記閾値電圧設定用の抵抗素子に並列に接続され前記ＭＯＳＦＥＴと同等の温度特性を有する温度特性補正用のＭＯＳＦＥＴと、前記比較器の出力信号に基づいて過電流を判定する判定回路とを備えている。

上記構成を採用することにより、駆動用ＭＯＳＦＥＴを介して流れる過電流の検出を精度良く行うことができるようになる。この場合、電流検出抵抗に流れる電流で発生する検出電圧は、電流検出回路により基準電位に対する電圧信号として出力される。このため、駆動用ＭＯＳＦＥＴの使用形態すなわち負荷に対してハイサイドかローサイドかに依存することなく、検出電圧を基準電位に対して得ることができる。

そして、この検出電圧を抵抗と電流との積で表したときの形で、抵抗の成分として駆動用ＭＯＳＦＥＴもしくは検出用ＭＯＳＦＥＴなどのオン抵抗と電流検出抵抗の抵抗とが並列接続された等価回路の形が現れる。このため、閾値電圧設定においては、温度補正用のＭＯＳＦＥＴと閾値電圧設定用の抵抗素子とを並列に接続した構成とすることで、検出電圧と同等の条件で温度変動に対して追随するように変化させることができ、検出精度の向上を図ることができる。

第１実施形態を示す電気的構成図 第２実施形態を示す電気的構成図 第３実施形態を示す電気的構成図 第４実施形態を示す電気的構成図 第５実施形態を示す電気的構成図 第６実施形態を示す電気的構成図

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について、図１を参照して説明する。
図１に示す回路は、出力端子ＶＤおよびＶＳを備えていて、負荷に対して駆動用ＭＯＳＦＥＴをローサイドあるいはハイサイドのいずれにおいても使用可能に構成されている。すなわち、出力端子ＶＤを正電源側に接続し、出力端子ＶＳを、負荷を介してグランド側に接続するハイサイド型の使用形態と、出力端子ＶＤを、負荷を介して正電源側に接続し、出力端子ＶＳをグランド側に接続するローサイド型の使用形態とが可能である。

図１において、出力端子ＶＤおよびＶＳの間には、駆動用のｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１のドレインおよびソースが夫々接続されている。また、出力端子ＶＤおよびＶＳの間には、ＭＯＳＦＥ１には電流検出用のｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２および電流検出抵抗３の直列回路が接続されている。

駆動用のＭＯＳＦＥＴ１のゲートには抵抗４を介してゲート制御部５の出力端子からゲート信号が与えられる。同様に、検出用のＭＯＳＦＥＴ２のゲートにもゲート制御部５からゲート信号が与えられる。ゲート制御部５は、ＭＯＳＦＥＴ１および２に対して、ハイサイド使用あるいはローサイド使用のいずれにおいても駆動可能なゲート電圧を与えるように構成されている。また、ゲート制御部５は、判定回路としても機能する。

なお、検出用ＭＯＳＦＥＴ２のチップサイズは、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１のチップサイズよりも小さく、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１に流れる電流に比例した電流Ｉｄを流すように設定されている。また、検出用ＭＯＳＦＥＴ２は、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１と温度特性がほぼ同じとなるものが採用されている。

電流検出回路６は、電流検出抵抗３の端子間電圧を、基準電圧であるグランドを基準とした検出電圧Ｖｓｅｎに変換して電流検出信号として出力するものである。電流検出回路６は、差動増幅器６ａを主体として抵抗６ｂ〜６ｅが接続されている。電流検出抵抗３の高電位側の端子は抵抗６ｂを介して差動増幅器６ａの非反転入力端子に接続される。電流検出抵抗３の低電位側の端子は抵抗６ｄを介して差動増幅器６ａの反転入力端子に接続される。差動増幅器６ａは、非反転入力端子と出力端子との間に抵抗６ｃが接続され、反転入力端子は抵抗６ｅによりグランドに接続されている。

ここで、電流検出回路６の抵抗６ｂ〜６ｄについて、抵抗６ｂ、６ｄは同じ抵抗値Ｒ１に設定され、抵抗６ｃ、６ｅは同じ抵抗値Ｒ２に設定されている。これにより、電流検出抵抗３の端子間電圧Ｖｓｅｎは、差動増幅器６ａを介して出力端子にグランドを基準とした検出電圧Ｖｓｅｎとして出力される。なお、抵抗６ｂ〜６ｅの抵抗値は、上記のような設定に限らず、任意の抵抗値に設定することもでき、その場合には、電流検出抵抗３の端子間電圧に対して検出電圧は抵抗値で関係付けられた値として得ることができる。

電流検出回路６の出力端子は、ヒステリシス付きのコンパレータ７の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ７には検出用ＭＯＳＦＥＴ２に流れた電流Ｉｓに相当する検出電圧Ｖｓｅｎが入力される。コンパレータ７の反転入力端子には、過電流を検出するための閾値電圧Ｖｒｅｆが入力される。閾値電圧設定用の抵抗素子８は電流源９を直列に接続した状態で電源端子Ｖｃｃとグランドとの間に接続される。電流源９により流す電流Ｉｒｅｆで抵抗素子８に発生する電圧を閾値電圧Ｖｒｅｆとしている。

また、抵抗素子８に並列に温度特性補正用のＭＯＳＦＥＴ１０が接続されている。したがって、電流源９による電流Ｉｒｅｆは、抵抗素子８およびＭＯＳＦＥＴ１０の並列回路に流れ、そのとき発生する電圧が閾値電圧Ｖｒｅｆとしてコンパレータ７に入力される。ＭＯＳＦＥＴ１０は、ゲートが電源端子Ｖｃｃ（例えば５Ｖ）に接続され、常時オン状態となるように設けられている。抵抗素子８とＭＯＳＦＥＴ１０とにより閾値設定回路１１を構成している。

なお、ＭＯＳＦＥＴ１０はｎチャンネル型であり、検出用ＭＯＳＦＥＴ２と同等の温度特性を有するものが採用されている。さらに、電流検出抵抗３と閾値電圧設定用の抵抗素子８とは同等の温度特性を有するものが採用されている。また、この実施形態で用いる駆動用ＭＯＳＦＥＴ１、検出用ＭＯＳＦＥＴ２および温度特性補正用のＭＯＳＦＥＴ１０は、いずれもＬＤＭＯＳ（lateral double diffused ＭＯＳ）型の構造を有したＦＥＴを用いている。

コンパレータ７は、電流検出回路６の出力電圧である検出電圧Ｖｓｅｎを、抵抗素子８の端子電圧である閾値電圧Ｖｒｅｆと比較し、検出電圧Ｖｓｅｎが大きいときにハイレベルの信号を出力する。このハイレベルの信号は過電流検出信号Ｓとしてゲート制御部５に入力される。ゲート制御部５は、過電流検出信号Ｓが入力されると、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１の駆動を停止させ、過電流による破壊が発生しないように動作する。以上において、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１及びゲート制御部５を除いたものが過電流検出回路１２を構成している。

次に、上記構成の作用について説明する。まず、作用説明に用いる各部の電流および抵抗値などについて規定する。駆動用ＭＯＳＦＥＴ１の電流をＩｍ［Ａ］、検出用ＭＯＳＦＥＴ２の電流をＩｓ［Ａ］、電流源９の電流をＩｒｅｆ［Ａ］とする。また、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１のオン抵抗をＲｏｎｍ［Ω］、検出用ＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗をＲｏｎｓ［Ω］、電流検出抵抗３の抵抗値をＲｓｅｎ［Ω］、温度特性補正用のＭＯＳＦＥＴ１０のオン抵抗をＲｏｎｒｅｆ［Ω］、閾値電圧設定用の抵抗素子８の抵抗値をＲｒｅｆ［Ω］とする。

上記構成においては、ゲート制御部５により駆動用ＭＯＳＦＥＴ１および検出用ＭＯＳＦＥＴ２をオンさせると、出力端子ＶＤもしくはＶＳに接続される負荷に電源から通電されるようになる。このとき、負荷を流れる電流ＩＬは大部分が駆動用ＭＯＳＦＥＴ１にメイン電流Ｉｍとして流れ、メイン電流Ｉｍに比例する一部の電流が検出電流Ｉｓとして検出用ＭＯＳＦＥＴ２に流れる。

この検出電流Ｉｓにより発生する電流検出抵抗３の高圧側の電圧ＶＲは、出力端子ＶＳの値によって変動するので、負荷が出力端子ＶＳに接続されているか出力端子ＶＤに接続されているかによって異なる値となる。したがって、高圧側の電圧ＶＲを電流検出の電圧として直接取り込むことができないが電流検出回路６にて検出電圧Ｖｓｅｎに変換される。ここで、検出電流Ｉｓに対応する検出電圧Ｖｓｅｎは、電流検出抵抗３の両端の電位差（ＶＲ−ＶＳ）である。

電流検出回路６は、これらの電圧ＶＲ、ＶＳを差動増幅器６ａの非反転入力端子および反転入力端子にそれぞれ入力することで、それらの差の電圧（ＶＲ−ＶＳ）を、グランドを基準とした出力電圧に変換して検出電圧Ｖｓｅｎを得ることができる。差動増幅器６ａでは、次のようにして検出電圧Ｖｓｅｎを出力する。前述のように、抵抗６ｂ、６ｄの抵抗値がＲ１、抵抗６ｃ、６ｅの抵抗値がＲ２であるから、次式（１）のようにＶｓｅｎを得ることができる。
Ｖｓｅｎ＝（Ｒ１／Ｒ２）・（ＶＲ−ＶＳ） …（１）

上記のようにして駆動用ＭＯＳＦＥＴ１の使用形態にかかわらず、電流検出抵抗３の端子間電圧を、電流検出回路６を介すことでグランドを基準とした検出電圧Ｖｓｅｎとして得ることができる。これにより、以下のように、コンパレータ７により過電流検出動作を、グランドを基準とした回路により検出することができる。

すなわち、コンパレータ７においては、入力された検出電圧Ｖｓｅｎを過電流に対応する閾値電圧Ｖｒｅｆと比較して過電流を検出する。この結果、ゲート制御部５は、コンパレータ６から過電流検出信号を受信すると、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１および検出用ＭＯＳＦＥＴ２に対してローレベルの信号をオフ信号として出力し、過電流が流れ続けるのを防止することができる。

次に、過電流検出の動作条件について、具体的に説明する。まず、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１および検出用ＭＯＳＦＥＴ２のそれぞれに流れる電流ＩｍおよびＩｓには次の関係がある。すなわち、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１の端子間電圧と検出用ＭＯＳＦＥＴ２および電流検出抵抗３の直列回路の両端の電圧は等しいので、
Ｉｍ×Ｒｏｎｍ＝Ｉｓ×（Ｒｏｎｓ＋Ｒｓｅｎ） …（２）
である。これにより、電流比Ｉｍ／Ｉｓの値は、次式のように表される。
Ｉｍ／Ｉｓ＝（Ｒｏｎｓ＋Ｒｓｅｎ）／Ｒｏｎｍ …（３）

ここで、ＬＤＭＯＳのサイズ比を示す値としてＡを規定する。駆動用ＭＯＳＦＥＴ１のゲート長をＬｍ、ゲート幅をＷｍとし、検出用ＭＯＳＦＥＴ２のゲート長をＬｓ、ゲート幅をＷｓとして、抵抗値の比Ａを次式（４）のように定めると、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１のオン抵抗Ｒｏｎｍは、式（５）に示すように検出用ＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗Ｒｏｎｓで表すことができる。
Ａ＝（Ｗｍ／Ｌｍ）／（Ｗｓ／Ｌｓ） …（４）
Ｒｏｎｍ＝Ｒｏｎｓ／Ａ …（５）

これにより、式（３）は、次式（６）のように表せ、この結果、Ｉｓの値は式（７）のようになる。
Ｉｍ／Ｉｓ＝Ａ×（Ｒｏｎｓ＋Ｒｓｅｎ）／Ｒｏｎｓ …（６）
Ｉｓ＝Ｒｏｎｓ／（Ｒｏｎｓ＋Ｒｓｅｎ）×（１／Ａ）×Ｉｍ …（７）

次に、コンパレータ６に入力する検出電圧Ｖｓｅｎは、式（７）で得られた電流Ｉｓと電流検出抵抗３の抵抗値Ｒｓｅｎとの積で得られるから、次式（８）のようになる。
Ｖｓｅｎ＝Ｉｓ×Ｒｓｅｎ
＝（Ｒｏｎｓ×Ｒｓｅｎ）／（Ｒｏｎｓ＋Ｒｓｅｎ）×（１／Ａ）×Ｉｍ
＝１／（（１／Ｒｏｎｓ）＋（１／Ｒｓｅｎ））×（１／Ａ）×Ｉｍ …（８）

式（８）の形を見ると、検出用ＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗Ｒｏｎｓと電流検出抵抗３の抵抗値Ｒｓｅｎとの並列回路の合成抵抗に（１／Ａ）×Ｉｍを掛け算したものとなっている。つまり、回路上では検出用ＭＯＳＦＥＴ２と電流検出抵抗３は直列に接続されているが、Ｖｓｅｎを導出すると、検出用ＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗Ｒｏｎｓと電流検出抵抗３の抵抗値Ｒｓｅｎが並列接続された等価回路に負荷側の電流Ｉｍに比例する電流（１／Ａ）×Ｉｍが流れる構成が現れてくる。

この実施形態では、これに対応させるように、コンパレータ７に入力する閾値電圧Ｖｒｅｆの設定において、温度補正用のＭＯＳＦＥＴ１０と閾値電圧設定用の抵抗素子８を並列接続した回路に電流源９から定電流Ｉｒｅｆを流すようにしている。そして、検出用ＭＯＳＦＥＴ２と温度補正用のＭＯＳＦＥＴ１０とは同等の温度特性を有し、さらに、電流検出抵抗３と抵抗素子７についても同等の温度特性を有するものが選定されているから、検出環境の温度変動がある場合でも、検出電圧Ｖｓｅｎの変動に追随して閾値電圧Ｖｒｅｆも同等の変動が起こることで、両者の温度変動に対するずれをキャンセルすることができる。

上記の関係から、コンパレータ７に入力される閾値電圧Ｖｒｅｆは、次式（９）に示すように算出することができる。
Ｖｒｅｆ＝１／（（１／Ｒｏｎｒｅｆ）＋（１／Ｒｒｅｆ））×Ｉｒｅｆ
＝（Ｒｏｎｒｅｆ×Ｒｒｅｆ）／（Ｒｏｎｒｅｆ＋Ｒｒｅｆ）×Ｉｒｅｆ …（９）

次に、検出しようとする駆動用ＭＯＳＦＥＴ１の過電流をＩｍ＿ｍａｘ［Ａ］とすると、式（８）で示される検出電圧ＶｓｅｎのＩｍがＩｍ＿ｍａｘとなったときに式（９）のＶｒｅｆと等しくなることが過電流検出の条件である。したがって、過電流検出時の検出電圧Ｖｓｅｎを求めると、次式（１０）のようになる。
Ｖｓｅｎ
＝Ｒｓｅｎ×Ｒｏｎｓ／（Ｒｏｎｓ＋Ｒｓｅｎ）×（１／Ａ）×Ｉｍ＿ｍａｘ
＝Ｒｒｅｆ×Ｒｏｎｒｅｆ／（Ｒｏｎｒｅｆ＋Ｒｒｅｆ）×Ｉｒｅｆ …（１０）

したがって、上記の式（１０）の関係を満たすように、回路を設計することで温度変動にも閾値電圧が過電流検出に対応するレベルからずれるのを防止することができるようになる。

上記した温度特性補正用のＭＯＳＦＥＴ１０のオン抵抗値Ｒｏｎｒｅｆと閾値電圧設定用の抵抗素子８の抵抗値Ｒｒｅｆとの比（Ｒｏｎｒｅｆ／Ｒｒｅｆ）の値Ｒｒｒは、電流検出用のＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗値Ｒｏｎｓと電流検出抵抗３の抵抗値Ｒｓｅｎとの比（Ｒｏｎｓ／Ｒｓｅｎ）の値Ｒｓｓと同じ値となるように設定されている。これは温度が変動した場合でも、同じ傾向で抵抗値が変化することを示していて、これによって温度が変動した場合でも、過電流を検出する電流値が変動するのを抑制できている。

上記構成を採用することで、温度変動に対して抑制効果を高めることができる。また、測定環境の温度変化による検出過電流の値についても、測定環境の温度が低温（ＬＴ）時と高温（ＨＴ）時の２点で過電流の検出閾値に差がないことが確認できた。さらに、電流検出抵抗３およびＭＯＳＦＥＴ１（またはＭＯＳＦＥＴ２）のオン抵抗にばらつきがある場合についても、±２０％程度の範囲内のばらつきでは、その影響を受けることがないことが確認された。

このような本実施形態によれば、ＭＯＳＦＥＴ１の過電流検出動作において、ＭＯＳＦＥＴ１をハイサイドあるいはローサイドのいずれで使用する場合でも、電流検出抵抗３に発生する電圧を電流検出回路６によりグランドレベルを基準とした検出電圧Ｖｓｅｎに変換するようにした。これにより、グランド基準で設けた閾値設定回路１１で過電流を検出し、且つ温度変動にも対応できる。

この場合、閾値設定回路１１では、閾値電圧設定用の抵抗素子８に並列に温度補正用のＭＯＳＦＥＴ１０を設けたので、検出用のＭＯＳＦＥＴ２と電流検出抵抗３との接続関係から得られる実質的な検出電圧Ｖｓｅｎの等価回路で示される状態と同じ状態とすることができる。これにより、温度変動に対する過電流閾値Ｉｍ＿ｍａｘの値を広い範囲にわたって変動のない設定をすることができる。

また、同様に、ＭＯＳＦＥＴ２や９のオン抵抗の温度依存性による変動に対しても温度特性を同等のものを採用することで、過電流閾値Ｉｍ＿ｍａｘの変動を抑制できる。さらに、抵抗値のばらつきや温度特性による変動に対しても過電流閾値Ｉｍ＿ｍａｘの変動を抑制できるという優れた効果を奏する。

（第２実施形態）
図２は、第２実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態においては、過電流を検出する対象の負荷駆動用のＭＯＳＦＥＴ１に、電流検出用のＭＯＳＦＥＴ２が設けられない場合の構成を示している。

この構成では、出力端子ＶＤおよびＶＳの間には、駆動用のｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１および電流検出抵抗３ａの直列回路が接続されている。駆動用のＭＯＳＦＥＴ１のゲートにはゲート制御部５の出力端子からゲート信号が与えられる。電流検出回路６は、電流検出抵抗３ａの端子間電圧を基準電圧であるグランドを基準とした検出電圧Ｖｓｅｎに変換して電流検出信号として出力するように設けられる。具体的な構成は第１実施形態と同様である。

上記のように構成しているので、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる電流を電流検出抵抗３ａに流すことで、過電流検出回路１２により直接検出して第１実施形態と同様に、過電流保護動作を行うことができる。なお、この構成では、負荷駆動用のＭＯＳＦＥＴ１の通電経路に電流検出抵抗３ａを介在させるので、負荷電流が比較的小さいレベルの場合に、検出用ＭＯＳＦＥＴを設けない構成で適用することが有効である。

（第３実施形態）
図３は、第３実施形態を示すものである。以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、過電流検出回路１３として、電流検出抵抗３を電流検出用ＭＯＦＳＥＴ２と出力端子ＶＤとの間に接続する構成としている。電流検出回路６は、この電流検出抵抗３の端子間電圧（ＶＤ−ＶＲａ）すなわち、出力端子ＶＤの電圧ＶＤおよび電流検出抵抗３の低圧側の電圧ＶＲａを取り込んで、グランドを基準電位とした検出電圧Ｖｓｅｎを出力する構成である。

したがって、この構成によっても、第１実施形態と同様に、電流検出回路６により、グランド基準で設けた閾値設定回路１１で過電流を検出することができ、且つ温度変動による過電流閾値Ｉｍ＿ｍａｘ変動も抑制できる。

（第４実施形態）
図４は、第４実施形態を示すものである。以下、第３実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、第３実施形態の過電流検出回路１３を第２実施形態と同様に、電流検出用のＭＯＳＦＥＴ２が設けられない負荷駆動用のＭＯＳＦＥＴ１に適用したものである。

この構成では、出力端子ＶＤおよびＶＳの間には、電流検出抵抗３ａおよび駆動用のｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１の直列回路が接続されている。駆動用のＭＯＳＦＥＴ１のゲートにはゲート制御部５の出力端子からゲート信号が与えられる。電流検出回路６は、電流検出抵抗３ａの端子間電圧を、基準電圧であるグランドを基準とした検出電圧Ｖｓｅｎに変換して電流検出信号として出力するように設けられる。

上記のように構成しているので、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる電流を電流検出抵抗３ａに流すことで、過電流検出回路１３により直接検出して第３実施形態と同様に、過電流保護動作を行うことができる。

（第５実施形態）
図５は、第５実施記形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、過電流検出回路１４として、電流検出回路１５を設ける構成としている。電流検出抵抗３は電流検出回路１５の出力段とグランドとの間に接続されている。

電流検出回路１５は、４つのバイポーラトランジスタ１５ａ〜１５ｄからなる２対のカレントミラー回路を備えている。電流検出用ＭＯＳＦＥＴ２のソースと出力端子ＶＳとの間にｎｐｎ型トランジスタ１５ａが接続され、このトランジスタ１５ａに流れる電流Ｉｓと同じ電流Ｉｓを流すようにｎｐｎ型トランジスタ１５ｂが設けられ、カレントミラー回路を構成している。トランジスタ１５ｂのコレクタはｐｎｐ型トランジスタ１５ｃを介して電源ＶＢに接続され電流Ｉｓが流れる。トランジスタ１５ｃに流れる電流Ｉｓと同じ電流を流すようにｐｎｐ型トランジスタ１５ｄが設けられ、カレントミラー回路を構成している。

トランジスタ１５ｄのコレクタは電流検出抵抗３を介してグランドに接続される。これによって、電流検出回路１５は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流Ｉｓを、電流検出抵抗３に流す。電流検出抵抗３に電流Ｉｓが流れると、その端子電圧は検出電圧Ｖｓｅｎとして得ることができ、これがコンパレータ７に入力されるようになる。

このような構成の第５実施形態によっても、検出用ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流Ｉｓを電流検出回路１５によりグランドを基準とした検出電圧Ｖｓｅｎに変換することができるようになり、第１実施形態と同様の効果を得ることができるようになる。

（第６実施形態）
図６は、第６実施形態を示すもので、以下第５実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、過電流検出回路１６として、第５実施形態で設けた電流検出回路１５に代えて、電流検出回路１７を設ける構成としている。

電流検出回路１７は、電流検出回路１５の４つのバイポーラトランジスタ１５ａ〜１５ｄを、４つのＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｄに置き換えた構成である。すなわち、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ２のソースと出力端子ＶＳとの間にｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１７ａが接続され、このＭＯＳＦＥＴ１７ａに流れる電流Ｉｓと同じ電流Ｉｓを流すようにｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１７ｂが設けられ、カレントミラー回路を構成している。ＭＯＳＦＥＴ１７ｂのドレインはｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１７ｃを介して電源ＶＢに接続され電流Ｉｓが流れる。ＭＯＳＦＥＴ１７ｃに流れる電流Ｉｓと同じ電流を流すようにｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ１７ｄが設けられ、カレントミラー回路を構成している。

これによって、電流検出回路１７は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流Ｉｓを、電流検出抵抗３に流す。電流検出抵抗３に電流Ｉｓが流れると、その端子電圧は検出電圧Ｖｓｅｎとして得ることができ、これがコンパレータ７に入力されるようになる。
このような構成の第６実施形態によっても、第５実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

（他の実施形態）
なお、本発明は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。

閾値設定回路１１の基準電位をグランド電位以外の電位に設定する構成とすることもできる。この場合には、電流検出回路６、１５、１７も基準電位を合わせる構成とすることで実施可能となる。

第５実施形態および第６実施形態の構成も、第２実施形態のように電流検出用ＭＯＳＦＥＴ２を設けない構成において適用することができる。
駆動用ＭＯＳＦＥＴ１、検出用ＭＯＳＦＥＴ２、温度補正用ＭＯＳＦＥＴ９は、ＬＤＭＯＳ以外のＭＯＳＦＥＴを用いることもできる。

閾値設定用抵抗素子７と検出用抵抗素子３との温度特性が異なる場合でも、従来相当の構成に用いる場合に比べて過電流閾値の値の変動は抑制することができる。

図面中、１は駆動用ＭＯＳＦＥＴ、２は検出用ＭＯＳＦＥＴ、３、３ａは電流検出抵抗、５はゲート制御部（判定回路）、６、１５、１７は電流検出回路、６ａは差動増幅器、７はコンパレータ、８は閾値電圧設定用の抵抗素子、９は電流源、１０は温度補正用のＭＯＳＦＥＴ、１１は閾値設定回路、１２、１３、１４、１６は過電流検出回路である。

Claims (9)

1. 負荷への給電経路に設けられた負荷駆動用ＭＯＳＦＥＴ（１）の電流検出抵抗（３、３ａ）に流れる電流を検出して基準電位に対する電圧信号として出力する電流検出回路（６、１５、１７）と、
   定電流を流すことで発生する端子電圧を閾値電圧として出力する閾値電圧設定用の抵抗素子（８）と、
   前記電流検出回路に流れる電流により発生する検出電圧を前記閾値電圧と比較する比較器（７）と、
   前記閾値電圧設定用の抵抗素子に並列に接続され前記ＭＯＳＦＥＴと同等の温度特性を有する温度特性補正用のＭＯＳＦＥＴ（１０）と、
   前記比較器の出力信号に基づいて過電流を判定する判定回路（５）と
   を備えたことを特徴とする過電流検出回路。
2. 請求項１に記載の過電流検出回路において、
   前記電流検出抵抗（３ａ）は、前記負荷駆動用ＭＯＳＦＥＴ（１）に直列に接続されている過電流検出回路。
3. 請求項１に記載の過電流検出回路において、
   前記負荷駆動用ＭＯＳＦＥＴ（１）は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ（２）を並列に備えており、
   前記電流検出抵抗（３）は、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴ（２）に直列に接続されている過電流検出回路。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の過電流検出回路において、
   前記電流検出回路（６）は、一方の入力端子が抵抗を介して前記基準電位に接続され、前記電流検出抵抗（３、３ａ）の両端子が２つの入力端子に入力される差動増幅器（６ａ）を含んで構成される過電流検出回路。
5. 請求項１から３のいずれか一項に記載の過電流検出回路において、
   前記電流検出抵抗（３）は、一端が前記基準電位に接続されるように設けられ、
   前記電流検出回路は、カレントミラー回路（１５、１７）から構成され、前記負荷駆動用ＭＯＳＦＥＴ（１）の電流に対応する電流を前記電流検出抵抗（３）に流すように設けられている過電流検出回路。
6. 請求項５に記載の過電流検出回路において、
   前記電流検出回路（１５）は、バイポーラトランジスタ（１５ａ〜１５ｄ）からなるカレントミラー回路で構成されている過電流検出回路。
7. 請求項５に記載の過電流検出回路において、
   前記電流検出回路（１７）は、ＭＯＳＦＥＴ（１７ａ〜１７ｄ）からなるカレントミラー回路で構成されている過電流検出回路。
8. 請求項１から７のいずれか一項に記載の過電流検出回路において、
   前記ＭＯＳＦＥＴ（１０）のオン抵抗値Ｒｏｎｒｅｆと前記閾値電圧設定用の抵抗素子（８）の抵抗値Ｒｒｅｆとの比（Ｒｏｎｒｅｆ／Ｒｒｅｆ）の値Ｒｒｒは、前記負荷駆動用ＭＯＳＦＥＴ（１）のオン抵抗値Ｒｏｎｓと前記電流検出抵抗（３）の抵抗値Ｒｓｅｎとの比（Ｒｏｎｓ／Ｒｓｅｎ）の値Ｒｓｓと同じ値となるように設定されている過電流検出回路。
9. 請求項１から８のいずれか一項に記載の過電流検出回路において、
   前記閾値設定用の抵抗素子（８）は、前記電流検出抵抗（３、３ａ）と同等の温度特性を有するものを設けている過電流検出回路。
   

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