JP2014154669A - 過電流検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】より簡単な構成で、駆動用ＭＯＳＦＥＴを介して流れる過電流の検出を精度良く行うことができる過電流検出回路を提供する。
【解決手段】過電流検出回路１０は、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１に対し、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ２及び電流検出用抵抗素子３の直列回路を並列に接続し、比較器５は、電流検出用抵抗素子３の端子電圧を閾値電圧と比較して過電流検出を行う。そして、閾値電圧を発生させる閾値設定回路９を、電流源６と、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１と同一の温度特性を有する温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ７と閾値設定用抵抗素子８との直列回路で構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、出力端子の一端が負荷に接続される駆動用ＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出する回路に関する。

駆動用ＭＯＳＦＥＴを介して流れる過電流を検出するものとして、例えば検出用のＭＯＳＦＥＴ及び抵抗素子の直列回路を駆動用ＭＯＳＦＥＴに並列に接続し、検出用抵抗素子の電位を閾値電圧と比較する構成の回路がある。しかし一般的に、閾値電圧を設定する部分の回路が温度特性を有しているので、閾値のばらつきが大きくなる傾向にある。そのためのマージンを考慮すると、駆動用ＭＯＳＦＥＴのサイズを大きくする必要があり、チップ面積が大きくなることが問題となる。そこで、閾値電圧のばらつきを低減するための構成が、例えば特許文献１に開示されている。

特開２００２−１７０３６号公報

しかしながら、特許文献１の構成では、閾値電圧を設定するために供給する定電流値をダイナミックに調整するため、比較的複雑な回路構成を採用している。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、より簡単な構成で、駆動用ＭＯＳＦＥＴを介して流れる過電流の検出を精度良く行うことができる過電流検出回路を提供することにある。

請求項１記載の過電流検出回路によれば、駆動用ＭＯＳＦＥＴに対し、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ及び電流検出用抵抗素子の直列回路を並列に接続し、比較器は、電流検出用抵抗素子の端子電圧を閾値電圧と比較して過電流検出を行う。そして、前記閾値電圧を発生させる閾値設定回路を、電流源と、前記駆動用ＭＯＳＦＥＴと同一の温度特性を有する温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴと、閾値設定用抵抗素子との直列回路で構成する。

このように構成すれば、電流検出用抵抗素子に流れる電流により発生する検出電圧と、閾値設定用抵抗素子に流れる電流により発生する閾値電圧の温度特性が同一になる。これにより双方の電圧の温度特性がキャンセルされるので、過電流の検出を高い精度で行うことができる。したがって、極めて簡単な構成で検出精度を向上させることができ、従来のように駆動用ＭＯＳＦＥＴの電流駆動能力に余裕を持たせる必要が無くなり、素子サイズを小型にすることができる。

請求項２記載の過電流検出回路によれば、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値をＲ１，閾値設定用抵抗素子の抵抗値をＲ２，電流検出用抵抗素子の端子電圧をＶｘ，温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ及び閾値設定用抵抗素子の共通接続点の端子電圧をＶｙとする。そして、抵抗値Ｒ１，Ｒ２を、低温時，高温時でそれぞれ電流検出用抵抗素子に流れる電流の変化を考慮し、低温時，高温時の電圧Ｖｘと電圧Ｖｙとが何れも等しくなることを条件に決定する。

例えば、駆動用，検出用，温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴにそれぞれ流れる電流をＩ１〜Ｉ３とし、各ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は、低温時を基準として高温時にα倍になるものとする。また、駆動用，検出用ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗をそれぞれＡ，Ｂとし、検出用抵抗素子の抵抗値をＣとする。すると、低温時において電流Ｉ１が過電流となった場合に、検出用ＭＯＳＦＥＴに流れる電流Ｉ２は、
Ｉ２＝Ａ／（Ｂ＋Ｃ）・Ｉ１ …（１）
となり、高温時において電流Ｉ１が過電流となった場合に流れる電流Ｉ２は、
Ｉ２＝αＡ／（αＢ＋Ｃ）・Ｉ１ …（２）
となる。

そして、低温時の電圧Ｖｘ，電圧Ｖｙは、
Ｖｘ＝Ａ／（Ｂ＋Ｃ）・Ｉ１・Ｃ …（３）
Ｖｙ＝（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｉ３ …（４）
高温時の電圧Ｖｘ，電圧Ｖｙは、
Ｖｘ＝αＡ／（αＢ＋Ｃ）・Ｉ１・Ｃ …（５）
Ｖｙ＝（αＲ１＋Ｒ２）・Ｉ３ …（６）
となる。

これらより、（３）式と（４）式，（５）式と（６）式がそれぞれ等しくなることが条件となるから、これらの式を解くと、
Ｒ１＝Ｉ１／Ｉ３｛αＡ・Ｃ／（αＢ＋Ｃ）−Ａ・Ｃ／（Ｂ＋Ｃ）｝
／（α−１） …（７）
Ｒ２＝Ｉ１／Ｉ３［Ａ・Ｃ／（Ｂ＋Ｃ）−｛αＡ・Ｃ／（αＢ＋Ｃ）
−Ａ・Ｃ／（Ｂ＋Ｃ）｝／（α−１）］ …（８）
が得られる。したがって、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値と閾値設定用抵抗素子の抵抗値とを、具体的に決定することができる。

第１実施形態であり、過電流検出回路の構成を示す図 第２実施形態を示す図１相当図 第３実施形態を示す図１相当図 （ａ）は第４実施形態を示す図１相当図、（ｂ）は電流源の構成を示す図 第５実施形態であり、ハーフブリッジ回路を構成した場合の図１相当図 第６実施形態であり、Ｈブリッジ回路を構成した場合の図１相当図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について説明する。図１（ａ）において、図示しない負荷が接続される出力端子ＯＵＴとグランドとの間には、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１と、検出用ＭＯＳＦＥＴ２及び検出用抵抗素子３の直列回路とが接続されている。これらのＭＯＳＦＥＴ１及び２は何れもＮチャネル型であり、これらのゲートには、ゲート制御部４により共通のゲート信号が与えられる。ゲート制御部４には、例えば５Ｖの電源ＶＣＣが動作用電源として供給されている。尚、検出用ＭＯＳＦＥＴ２のサイズは、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１のサイズ以下に設定されている。

検出用ＭＯＳＦＥＴ２のソースは、ヒステリシス付きコンパレータである比較器５の非反転入力端子に接続されている。電源ＶＣＣとグランドとの間には、電流源６，温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ７及び閾値設定用抵抗素子８の直列回路が接続されている。この直列回路は閾値設定回路９を構成している。温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ７もＮチャネル型であり、そのドレインは、比較器５の反転入力端子に接続されており、ゲートは電源ＶＣＣにプルアップされている。

ここで、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ７には、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１と同一の温度特性を有する素子が選択されている。尚、検出用ＭＯＳＦＥＴ２の温度特性が駆動用ＭＯＳＦＥＴ１と同一であることは言うまでもない。また、閾値設定用抵抗素子８についても、検出用抵抗素子３と同一の温度特性を有する素子が選択されている。

比較器５は、検出用抵抗素子３の端子電圧（検出電圧）を、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ７のドレイン電圧である閾値電圧と比較し、前者が後者を超えると出力端子をハイレベルにして、過電流検出信号をゲート制御部４に出力する。ゲート制御部４は、上記過電流検出信号が入力されると、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１の駆動を停止する。以上において、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１及びゲート制御部４を除いたものが過電流検出回路１０を構成している。

次に、本実施形態の作用について説明する。ここで、駆動用，検出用，温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ１，２，７にそれぞれ流れる電流をＩ１〜Ｉ３とする。ゲート制御部４がゲート駆動信号をハイレベルにすると、検出用ＭＯＳＦＥＴ２は駆動用ＭＯＳＦＥＴ１と同時にオンして、両者のサイズ比に応じた電流Ｉ２を検出用抵抗素子３に流す。したがって、比較器５の非反転入力端子に与えられる検出電圧は、検出用抵抗素子３の抵抗値をＣΩとすると、Ｃ・Ｉ２となる。一方、閾値設定回路９においては、電流源６より供給される電流Ｉ３が、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ７を介して閾値設定用抵抗素子８に流れる。したがって、比較器５の反転入力端子に与えられる閾値電圧は、閾値設定用抵抗素子８の抵抗値をＥΩとすると、Ｅ・Ｉ３となる。

駆動用，検出用，温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ１，２，７が何れも同じ温度特性を有しているので、検出用抵抗素子３，閾値設定用抵抗素子８に流れる電流Ｉ２，Ｉ３により発生する検出電圧と閾値電圧とは、同じ温度特性を有することになる。したがって、上述のように、比較器５が検出電圧を閾値電圧と比較して駆動用ＭＯＳＦＥＴ１に流れる電流Ｉ１が過電流となったことを、高い精度で検出できる。

ここで、駆動用，検出用ＭＯＳＦＥＴ１，２のオン抵抗をそれぞれＡΩ，ＢΩとし、検出用抵抗素子の抵抗値をＣΩとする。また、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ７のオン抵抗をＤΩ，閾値設定用抵抗素子８の抵抗値ＥΩとして、オン抵抗Ｄ（＝Ｒ１）Ω，抵抗値Ｅ（＝Ｒ２）Ωを決定する方法の一例を示す。各ＭＯＳＦＥＴ１，２，７のオン抵抗は、低温時を基準として高温時にα倍になるものとする。

すると、低温時，高温時に検出用ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流Ｉ２は、それぞれ前述の（１）式，（２）式で表される。また、比較器５の非反転入力端子，反転入力端子の電位をそれぞれＶｘ，Ｖｙとすると、低温時の電圧Ｖｘ，電圧Ｖｙはそれぞれ（３）式，（４）式で表され、高温時の電圧Ｖｘ，電圧Ｖｙはそれぞれ（５）式，（６）式で表される。

そして、オン抵抗ＤΩ，抵抗値ＥΩは、低温時の電圧Ｖｘ，電圧Ｖｙと、高温時の電圧Ｖｘ，電圧Ｖｙとがそれぞれ等しくなるように決定すれば良い。すなわち、
Ａ／（Ｂ＋Ｃ）・Ｉ１・Ｃ＝Ｉ３・（Ｄ＋Ｅ） …（１０）
αＡ・Ｃ／（αＢ＋Ｃ）・Ｉ１・Ｃ＝Ｉ３・（αＤ＋Ｅ） …（１１）
を解いて、オン抵抗ＤΩ，抵抗値ＥΩを求めると（７）式，（８）式が得られる。

また、図１（ｂ）に示すように、各電流値及び抵抗値に具体的な数値を付与した場合について、オン抵抗ＤΩ，抵抗値ＥΩを求めると以下のようになる。
Ａ＝１００ｍ，Ｂ＝１００，Ｃ＝１０，電流Ｉ１の過電流値を１［Ａ］，Ｉ３＝２０μ［Ａ］とし、α＝２とする。低温時に検出用ＭＯＳＦＥＴに流れる電流Ｉ２は、（１）式より、
Ｉ２＝１００・１０^−３／（１００＋１０）・１＝０．９０９［ｍＡ］
となり、高温時に流れる電流Ｉ２は、（２）式より、
Ｉ２＝２・１００・１０^−３／（２・１００＋１０）・１＝０．９５２［ｍＡ］
低温時の電圧Ｖｘ，電圧Ｖｙは、（３）式，（４）式より、
Ｖｘ＝０．９０９・１０^−３・１０＝９．０９［ｍＶ］ …（１２）
Ｖｙ＝２０・１０^−６・（Ｄ＋Ｅ） …（１３）
一方、高温時の電圧Ｖｘ，電圧Ｖｙは、（５）式，（６）式より、
Ｖｘ＝０．９５２・１０^−３・１０＝９．５２［ｍＶ］ …（１４）
Ｖｙ＝２０・１０^−６・（２Ｄ＋Ｅ） …（１５）
となる。

そして、（１２）式と（１３）式，（１４）式と（１５）式がそれぞれ等しくなることが条件となるから、
２０・１０^−６・（Ｄ＋Ｅ）＝９．０９・１０^−３ …（１６）
２０・１０^−６・（２Ｄ＋Ｅ）＝９．５２・１０^−３ …（１７）
となり、これらの式を解くと、
Ｄ＝２１．５［Ω］
Ｅ＝４３３［Ω］
が得られる。

以上のように本実施形態によれば、過電流検出回路１０は、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１に対し、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ２及び電流検出用抵抗素子３の直列回路を並列に接続し、比較器５は、電流検出用抵抗素子３の端子電圧を閾値電圧と比較して過電流検出を行う。そして、閾値電圧を発生させる閾値設定回路９を、電流源６と、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１と同一の温度特性を有する温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ７と、閾値設定用抵抗素子８との直列回路で構成した。

このように構成すれば、電流検出用抵抗素子３に流れる電流Ｉ２により発生する検出電圧と、閾値設定用抵抗素子８に流れる電流Ｉ３により発生する閾値電圧の温度特性が同一になり，双方の電圧の温度特性がキャンセルされるので、過電流の検出を高い精度で行うことができる。したがって、極めて簡単な構成で検出精度の向上を図ることができ、従来のように駆動用ＭＯＳＦＥＴＱの電流駆動能力に余裕を持たせる必要が無くなり、素子サイズを小型にできる。

また、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ７のオン抵抗値をＤ，閾値設定用抵抗素子８の抵抗値をＥ，比較器５の非反転入力端子，反転入力端子の電位をそれぞれＶｘ，Ｖｙとして、抵抗値Ｄ，Ｅを、低温時，高温時でそれぞれ電流検出用抵抗素子３に流れる電流の変化を考慮し、低温時，高温時の電圧Ｖｘと電圧Ｖｙとが何れも等しくなることを条件に決定する。したがって、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ７のオン抵抗値と閾値設定用抵抗素子８の抵抗値とを、具体的に決定することができる。そして、電流検出用抵抗素子３と閾値設定用抵抗素子８とを同一の温度特性を有する抵抗素子としたので、過電流の検出精度を一層高めることができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図２に示す電圧検出回路１０’は、第１実施形態の閾値設定回路９を、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７と閾値設定用抵抗素子８との直列接続順を入れ替えた、閾値設定回路９’に置き換えたものである。このように構成される第２実施形態による場合も、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（第３実施形態）
第１実施形態は、ローサイド駆動方式であったが、図３に示す過電流検出回路１１はハイサイド駆動方式に適用したものである。駆動用ＭＯＳＦＥＴ１２と、検出用抵抗素子３及び検出用ＭＯＳＦＥＴ１３の直列回路とは、１４Ｖの電源ＶＢと出力端子ＯＵＴとの間に接続されている。この場合、ＭＯＳＦＥＴ１２及び１３はＰチャネル型であり、これらのゲートには、ゲート制御部４に替わるゲート制御部１４より共通のゲート駆動信号が与えられる。ゲート制御部１４には、電源ＶＣＣに加えて、ゲート駆動用電源として電源ＶＢも供給されている。

電源ＶＢとグランドとの間には、抵抗素子８，温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ１５（Ｐチャネル型）及び電流源６の直列回路が接続されており、これらが閾値設定回路１６を構成している。温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ１５のゲートはグランドにプルダウンされている。そして、検出用ＭＯＳＦＥＴ１３のソースは、比較器５の非反転入力端子に接続されている。また、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ１５は、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１２と同一の温度特性を有する素子が選択されている。

次に、第３実施形態の作用について説明する。ゲート制御部１４がゲート駆動信号をローレベルにすると、検出用ＭＯＳＦＥＴ１３は駆動用ＭＯＳＦＥＴ１２と同時にオンして、両者のサイズ比に応じた電流Ｉ２を検出用抵抗素子３に流す。したがって、比較器５の非反転入力端子に与えられる検出電圧は、検出用抵抗素子３の抵抗値をＣΩとすると、（ＶＢ−Ｃ・Ｉ２）となる。一方、閾値設定回路１６においては、電流源６がシンクする電流Ｉ３が、閾値設定用抵抗素子８を介して温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ１５に流れる。したがって、比較器５の反転入力端子に与えられる閾値電圧は、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ１５のオン抵抗をＤΩ，閾値設定用抵抗素子８の抵抗値をＥΩとすると、｛ＶＢ−（Ｄ＋Ｅ）・Ｉ３｝となる。

以上のように構成される第３実施形態によれば、過電流検出回路１１を、Ｐチャネル型の駆動用ＭＯＳＦＥＴ１２を用いたハイサイド駆動方式に適用した場合も、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（第４実施形態）
第４実施形態の過電流検出回路２１は、第１実施形態の過電流検出回路１を構成していた閾値設定回路９を、閾値設定回路２２に置き換えたもので、閾値設定回路２２は、電流源２３と閾値設定用抵抗素子８との直列回路で構成されている。図４（ｂ）に示す電流源２３において、電源ＶＣＣにソースが接続される２つのＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ａ，２４ｂは、カレントミラー回路２４を構成している。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ａ，２４ｂのドレイン（それぞれ主電流経路，ミラー電流経路）は、それぞれ制御用抵抗素子２５，閾値設定用抵抗素子８を介してグランドに接続されている。

また、電源ＶＣＣとグランドとの間には、抵抗素子２６及び温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ２７の直列回路が接続されている。温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ２７はＮチャネル型であり、そのゲートは電源ＶＣＣにプルアップされている。また、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ２７は、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１と同一の温度特性を有する素子が選択されている。これらは基準電圧生成回路２８を構成している。

制御用抵抗素子２６及び温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ２７の共通接続点とＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ａのドレインとは、オペアンプ２９（電流制御回路）の非反転入力端子と反転入力端子とにそれぞれ接続されている。そして、オペアンプ２９の出力端子は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ａ，２４ｂのゲートに接続されている。

次に、第４実施形態の作用について説明する。オペアンプ２９の非反転入力端子の電位は、電源ＶＣＣの電圧を、制御用抵抗素子２６の抵抗値と、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ２７のオン抵抗とで分圧したもの（基準電圧）となる。オペアンプ２９は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ａ，２４ｂのゲート電位を、抵抗素子２５の端子電圧と前記制御電圧との差に応じた電圧とするように制御する。したがって、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２４ｂを介して閾値設定用抵抗素子８に流れる電流Ｉ４は、基準電圧によって制御される。

そして、温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ２７は、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１と同一の温度特性を有しているので、閾値設定用抵抗素子８の端子電圧；閾値電圧は、検出電圧と同様に変化することになり、温度特性がキャンセルされる。

以上のように第４実施形態によれば、過電流検出回路２１を構成する電流源２３を、主電流経路に制御用抵抗素子２５が接続され、ミラー電流経路に閾値設定用抵抗素子８が接続されるカレントミラー回路２４と、基準電圧生成回路２８と、制御用抵抗素子２８の端子電圧と基準電圧とがそれぞれ入力端子に与えられ、カレントミラー回路２４に流れるミラー電流を制御するオペアンプ２９とで構成する。そして、基準電圧生成回路２８は、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１と同一の温度特性を有する温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ２７のオン抵抗を用いて基準電圧を発生させる。このような構成を用いた場合も、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（第５実施形態）
図５は、電源ＶＢとグランド（ＶＳＳ）との間に、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１２及び１の直列回路を接続してハーフブリッジ回路３１を構成した場合に、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１２及び１のそれぞれに過電流検出回路１１及び１０を配置したものである。出力端子ＯＵＴに接続される負荷としては、例えばコイル３２及びコンデンサ３３から成るＬＣ共振回路等である。

（第６実施形態）
図６は、電源ＶＢとグランドとの間に、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１２Ａ及び１Ａの直列回路と、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂ及び１Ｂの直列回路とを接続してＨブリッジ回路４１を構成した場合に、駆動用ＭＯＳＦＥＴ１２及び１のそれぞれに過電流検出回路１１及び１０を配置したものである。２つの出力端子ＯＵＴ＿Ａ，ＯＵＴ＿Ｂ間に接続される負荷としては、例えばＤＣモータ４２等である。

本発明は上記した、又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下の用な変形又は拡張が可能である。
閾値設定用抵抗素子８と検出用抵抗素子３との温度特性が異なる場合でも、第１実施形態で示した計算と同様の考え方により、それぞれの抵抗値を最適化するように決定できる。
電流制御回路はオペアンプ２９に限らず、例えば複数のトランジスタを組み合わせて構成しても良い。

図面中、１は駆動用ＭＯＳＦＥＴ、２は検出用ＭＯＳＦＥＴ、３は検出用抵抗素子、５は比較器、６は電流源、７は温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ、８は閾値設定用抵抗素子、９は閾値設定回路、１０は過電流検出回路を示す。

Claims (4)

1. 出力端子の一端が負荷に接続されている駆動用ＭＯＳＦＥＴ（１，１２）に並列に接続される、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ（２，１３）及び電流検出用抵抗素子（３）の直列回路と、
   前記電流検出用抵抗素子の端子電圧を、閾値電圧と比較する比較器（５）と、
   電流源（６）と、前記駆動用ＭＯＳＦＥＴと同一の温度特性を有する温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ（７，１５）と、閾値設定用抵抗素子（８）との直列回路で構成され、前記閾値電圧を発生させる閾値設定回路（９）とを備えることを特徴とする過電流検出回路（１，１０，１０’，１１）。
2. 前記温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値をＲ１，前記閾値設定用抵抗素子の抵抗値をＲ２，前記電流検出用抵抗素子の端子電圧をＶｘ，前記温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ及び前記閾値設定用抵抗素子の共通接続点の端子電圧をＶｙとすると、
   前記抵抗値Ｒ１，Ｒ２は、低温時と高温時とのそれぞれにおいて前記電流検出用抵抗素子に流れる電流の変化を考慮し、低温時と高温時とのそれぞれにおける電圧Ｖｘと電圧Ｖｙとが何れも等しくなることを条件として決定されていることを特徴とする請求項１記載の過電流検出回路（１）。
3. 出力端子の一端が負荷に接続されている駆動用ＭＯＳＦＥＴ（１）に並列に接続される、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ（２）及び電流検出用抵抗素子（３）の直列回路と、
   前記電流検出用抵抗素子の端子電圧を、閾値電圧と比較する比較器（５）と、
   電流源（２３）と、閾値設定用抵抗素子（８）との直列回路で構成される閾値設定回路（２２）とを備え、
   前記電流源は、主電流経路に制御用抵抗素子（２５）が接続され、ミラー電流経路に前記閾値設定用抵抗素子が接続されるカレントミラー回路（２４）と、
   基準電圧を生成する基準電圧生成回路（２８）と、
   前記制御用抵抗素子の端子電圧と前記基準電圧とが夫々入力端子に与えられ、前記カレントミラー回路に流れるミラー電流を制御する電流制御回路（２９）とで構成され、
   基準電圧生成回路は、前記駆動用ＭＯＳＦＥＴと同一の温度特性を有する温度特性補正用ＭＯＳＦＥＴ（２７）のオン抵抗を用いて前記基準電圧を発生させることを特徴とする過電流検出回路（２１）。
4. 前記電流検出用抵抗素子（３）と前記閾値設定用抵抗素子（８）とは、同一の温度特性を有する抵抗素子であることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の過電流検出回路。

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