JPH09257840A - 過電流検知回路 - Google Patents
過電流検知回路Info
- Publication number
- JPH09257840A JPH09257840A JP8066491A JP6649196A JPH09257840A JP H09257840 A JPH09257840 A JP H09257840A JP 8066491 A JP8066491 A JP 8066491A JP 6649196 A JP6649196 A JP 6649196A JP H09257840 A JPH09257840 A JP H09257840A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reference voltage
- circuit
- mosfet
- mirror
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 コンパレータの反転・非反転の両入力、即ち
センス電圧Ｖｓ２の温特と基準電圧Ｖｒｅｆ２の温特が
等しくなるように定数設定することによって過電流検知
レベルの精度を向上させた過電流検知回路を提供する。 【解決手段】 電流が流れる負荷１と、負荷電流の一部
を流す抵抗４と、メインＭＯＳＦＥＴ２およびミラーＭ
ＯＳＦＥＴ３の両方のゲート端子に接続されたゲート制
御回路５と、基準電圧発生回路６と、基準電圧発生回路
とミラーＭＯＳＦＥＴのソース電位とを入力とする比較
器７とからなる過電流検知回路において、ミラーＭＯＳ
ＦＥＴのソース電位の温度係数と基準電圧発生回路の温
度係数が等しい。また、基準電圧発生回路の構成がバン
ドギャップリファレンス回路であり、または定電流回路
と所定の温特を有する抵抗とから成り、または電源電圧
と、異なる温特を有する二つの抵抗とから構成される。
センス電圧Ｖｓ２の温特と基準電圧Ｖｒｅｆ２の温特が
等しくなるように定数設定することによって過電流検知
レベルの精度を向上させた過電流検知回路を提供する。 【解決手段】 電流が流れる負荷１と、負荷電流の一部
を流す抵抗４と、メインＭＯＳＦＥＴ２およびミラーＭ
ＯＳＦＥＴ３の両方のゲート端子に接続されたゲート制
御回路５と、基準電圧発生回路６と、基準電圧発生回路
とミラーＭＯＳＦＥＴのソース電位とを入力とする比較
器７とからなる過電流検知回路において、ミラーＭＯＳ
ＦＥＴのソース電位の温度係数と基準電圧発生回路の温
度係数が等しい。また、基準電圧発生回路の構成がバン
ドギャップリファレンス回路であり、または定電流回路
と所定の温特を有する抵抗とから成り、または電源電圧
と、異なる温特を有する二つの抵抗とから構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、従来の負荷に流れ
る電流を検出する方式にあって、電流検出用ミラーＭＯ
ＳＦＥＴを有するパワーＭＯＳＦＥＴを用いた過電流検
知回路の内、特に温特による過電流検知レベルのバラツ
キを極めて小さくした過電流検知回路に関する。
る電流を検出する方式にあって、電流検出用ミラーＭＯ
ＳＦＥＴを有するパワーＭＯＳＦＥＴを用いた過電流検
知回路の内、特に温特による過電流検知レベルのバラツ
キを極めて小さくした過電流検知回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】まず、電流検出用ミラーＭＯＳＦＥＴを
有するパワーＭＯＳＦＥＴを用いた従来の過電流検知回
路としては図６に示すようなものがある。
有するパワーＭＯＳＦＥＴを用いた従来の過電流検知回
路としては図６に示すようなものがある。
【０００３】図６において、１０１は負荷、１０２は負
荷を駆動するメインＭＯＳＦＥＴ、１０３はメインＭＯ
ＳＦＥＴ１０２にミラー接続されるミラーＭＯＳＦＥ
Ｔ、１０４はミラーＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続さ
れる電流検出用抵抗、１０５はメイン・ミラーＭＯＳＦ
ＥＴ１０２，１０３のゲート制御回路、１０６は基準電
圧発生回路、１０７はミラーＭＯＳＦＥＴ１０３のソー
ス電位と基準電圧発生回路１０６の出力とを入力とする
比較器とから構成される。
荷を駆動するメインＭＯＳＦＥＴ、１０３はメインＭＯ
ＳＦＥＴ１０２にミラー接続されるミラーＭＯＳＦＥ
Ｔ、１０４はミラーＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続さ
れる電流検出用抵抗、１０５はメイン・ミラーＭＯＳＦ
ＥＴ１０２，１０３のゲート制御回路、１０６は基準電
圧発生回路、１０７はミラーＭＯＳＦＥＴ１０３のソー
ス電位と基準電圧発生回路１０６の出力とを入力とする
比較器とから構成される。
【０００４】本方式では、ゲートＯＮ時に電流検出用抵
抗側（ミラーＭＯＳＦＥＴ側）に、メインＭＯＳＦＥＴ
側とミラーＭＯＳＦＥＴ側のオン抵抗比により負荷電流
がある決まった割合で流れることにより生じる電圧と、
設定された基準電圧とをコンパレータで比較し、結果を
出力することで、電流を検出するものである。
抗側（ミラーＭＯＳＦＥＴ側）に、メインＭＯＳＦＥＴ
側とミラーＭＯＳＦＥＴ側のオン抵抗比により負荷電流
がある決まった割合で流れることにより生じる電圧と、
設定された基準電圧とをコンパレータで比較し、結果を
出力することで、電流を検出するものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の過電流検知回路にあっては、上述のように、
メインＭＯＳＦＥＴおよびミラーＭＯＳＦＥＴに流れる
電流の割合が、メインＭＯＳＦＥＴのオン抵抗（Ｒｏｎ
３）とミラーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗（Ｒｏｎ４）＋電
流検出用抵抗値（Ｒｓ２）の逆数比で決まってしまう。
うな従来の過電流検知回路にあっては、上述のように、
メインＭＯＳＦＥＴおよびミラーＭＯＳＦＥＴに流れる
電流の割合が、メインＭＯＳＦＥＴのオン抵抗（Ｒｏｎ
３）とミラーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗（Ｒｏｎ４）＋電
流検出用抵抗値（Ｒｓ２）の逆数比で決まってしまう。
【０００６】ここでＭＯＳＦＥＴのオン抵抗（Ｒｏｎ
３、Ｒｏｎ４）の温度係数（Ω／℃）をａ、電流検出用
抵抗Ｒｓ２の温度係数をｂとすると、二つの関係から過
電流検知レベルのばらつきは以下の５通りに場合分けす
ることができる。
３、Ｒｏｎ４）の温度係数（Ω／℃）をａ、電流検出用
抵抗Ｒｓ２の温度係数をｂとすると、二つの関係から過
電流検知レベルのばらつきは以下の５通りに場合分けす
ることができる。
【０００７】以下に、その各々の場合について説明する
が、ここで電流検出抵抗Ｒｓ２とミラー電流Ｉ４の積で
決まる電流検出電圧をセンス電圧Ｖｓ２と呼ぶことにす
ると、Ｖｓ２の温特を考える場合には、上記から抵抗値
Ｒｓ２単体の温特以外にミラー電流Ｉ４の温特も併せて
考慮する必要がある。
が、ここで電流検出抵抗Ｒｓ２とミラー電流Ｉ４の積で
決まる電流検出電圧をセンス電圧Ｖｓ２と呼ぶことにす
ると、Ｖｓ２の温特を考える場合には、上記から抵抗値
Ｒｓ２単体の温特以外にミラー電流Ｉ４の温特も併せて
考慮する必要がある。
【０００８】（１）ａ＞ｂ＞０の場合 パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の温度係数に比べて、電
流検出用抵抗の温度係数の方が小さいため、温度が上昇
するとミラーＭＯＳＦＥＴの抵抗比が小さくなり、電流
検出用抵抗のＲｓ２に流れる電流（以下、ミラー電流と
略）が増加する。また、電流検出用抵抗の温度係数も正
であるため、センス電圧Ｖｓ２は強い正の温特を示すこ
とになる。
流検出用抵抗の温度係数の方が小さいため、温度が上昇
するとミラーＭＯＳＦＥＴの抵抗比が小さくなり、電流
検出用抵抗のＲｓ２に流れる電流（以下、ミラー電流と
略）が増加する。また、電流検出用抵抗の温度係数も正
であるため、センス電圧Ｖｓ２は強い正の温特を示すこ
とになる。
【０００９】（２）ａ＝ｂの場合 パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の温度係数と電流検出用
抵抗の温度係数が等しいため、温度が変化してもメイン
ＭＯＳＦＥＴとミラーＭＯＳＦＥＴに流れる電流比に変
化がなくなるため、センス電圧Ｖｓ２は温特を持たず、
したがって同一電流の場合は温度によらず一定値とな
る。
抵抗の温度係数が等しいため、温度が変化してもメイン
ＭＯＳＦＥＴとミラーＭＯＳＦＥＴに流れる電流比に変
化がなくなるため、センス電圧Ｖｓ２は温特を持たず、
したがって同一電流の場合は温度によらず一定値とな
る。
【００１０】→（理想状態） （３）ｂ＞ａ＞０，ｂ＞０＞ａの場合 電流検出用抵抗のオン抵抗の温度係数に比べて、パワー
ＭＯＳＦＥＴの温度係数の方が小さいため、温度の上昇
とともにミラー電流は減少するが、電流検出用抵抗の温
度係数は正であるため、センス電圧Ｖｓ２の温特は、
ａ，ｂ，Ｒｏｎ３，Ｒｏｎ４，Ｒｓ２の値により変動す
る。
ＭＯＳＦＥＴの温度係数の方が小さいため、温度の上昇
とともにミラー電流は減少するが、電流検出用抵抗の温
度係数は正であるため、センス電圧Ｖｓ２の温特は、
ａ，ｂ，Ｒｏｎ３，Ｒｏｎ４，Ｒｓ２の値により変動す
る。
【００１１】→（過電流検知の温特は正・負・ゼロ ど
の場合も有り得る。） （４）ａ＞０＞ｂの場合 パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の温度係数に比べて、電
流検出用抵抗の温度係数の方が小さいため、温度の上昇
とともにミラー電流が増加する。しかしながら、電流検
出用抵抗の温度係数は負であるため、センス電圧Ｖｓ２
の温特は、ａ，ｂ，Ｒｏｎ３，Ｒｏｎ４，Ｒｓの値によ
り変動する。
の場合も有り得る。） （４）ａ＞０＞ｂの場合 パワーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の温度係数に比べて、電
流検出用抵抗の温度係数の方が小さいため、温度の上昇
とともにミラー電流が増加する。しかしながら、電流検
出用抵抗の温度係数は負であるため、センス電圧Ｖｓ２
の温特は、ａ，ｂ，Ｒｏｎ３，Ｒｏｎ４，Ｒｓの値によ
り変動する。
【００１２】→（過電流検知の温特は正・負・ゼロ ど
の場合も有り得る。） （５）０＞ａ＞ｂの場合 電流検出用抵抗のオン抵抗の温度係数に比べて、パワー
ＭＯＳＦＥＴの温度係数の方が小さいため、温度の上昇
とともにミラー電流が減少する。また、電流検出用抵抗
の温度係数も負であることから、センス電圧Ｖｓ２は強
い負の温特を示すことになる。
の場合も有り得る。） （５）０＞ａ＞ｂの場合 電流検出用抵抗のオン抵抗の温度係数に比べて、パワー
ＭＯＳＦＥＴの温度係数の方が小さいため、温度の上昇
とともにミラー電流が減少する。また、電流検出用抵抗
の温度係数も負であることから、センス電圧Ｖｓ２は強
い負の温特を示すことになる。
【００１３】以上にまとめたように、ＭＯＳＦＥＴのオ
ン抵抗（Ｒｏｎ３及びＲｏｎ４）と電流検出用抵抗Ｒｓ
２の温度係数が異なると、温度の変化と共に １／Ｒｏｎ３：１／（Ｒｏｎ４＋Ｒｓ２） の比率が変わることで電流検出用抵抗に流れる電流の割
合が変化するが、その一方でコンパレータの基準電圧で
あるＶｒｅｆ２を電源電圧Ｖｃｃの抵抗分圧構成と仮定
すると、抵抗分圧により生じる温特はないため、コンパ
レータの基準電圧の温特（ほぼフラット）とセンス電圧
Ｖｓ２の温特（傾き有）に大きな差が生じてしまうこと
で、過電流検知レベルが大きな温特ばらつきを持ってし
まうという問題点があった。
ン抵抗（Ｒｏｎ３及びＲｏｎ４）と電流検出用抵抗Ｒｓ
２の温度係数が異なると、温度の変化と共に １／Ｒｏｎ３：１／（Ｒｏｎ４＋Ｒｓ２） の比率が変わることで電流検出用抵抗に流れる電流の割
合が変化するが、その一方でコンパレータの基準電圧で
あるＶｒｅｆ２を電源電圧Ｖｃｃの抵抗分圧構成と仮定
すると、抵抗分圧により生じる温特はないため、コンパ
レータの基準電圧の温特（ほぼフラット）とセンス電圧
Ｖｓ２の温特（傾き有）に大きな差が生じてしまうこと
で、過電流検知レベルが大きな温特ばらつきを持ってし
まうという問題点があった。
【００１４】ここで、センス電圧Ｖｓ２の温度特性の一
例を図７に示す。図７はＶｓ２が正の温特を持つ場合に
ついて示したものであり、Ｖｓ２が温度上昇と共に増加
する一方で、コンパレータの基準電圧の温特はフラット
なため、温度が高くなると、より低い電流でも検知して
しまう。即ち、過電流検知レベルが低くなってしまう様
子がわかる。逆に、Ｖｓ２が負の温特を持つ場合は、同
様の考察により過電流検知レベルは高くなる。
例を図７に示す。図７はＶｓ２が正の温特を持つ場合に
ついて示したものであり、Ｖｓ２が温度上昇と共に増加
する一方で、コンパレータの基準電圧の温特はフラット
なため、温度が高くなると、より低い電流でも検知して
しまう。即ち、過電流検知レベルが低くなってしまう様
子がわかる。逆に、Ｖｓ２が負の温特を持つ場合は、同
様の考察により過電流検知レベルは高くなる。
【００１５】本発明は、このような従来の問題点に着目
してなされたものであり、コンパレータの反転・非反転
の両入力、即ちセンス電圧Ｖｓ２の温特と基準電圧Ｖｒ
ｅｆ２の温特が等しくなるように定数設定することによ
って、上記問題点を解決した過電流検知回路を提供する
ことを目的としている。
してなされたものであり、コンパレータの反転・非反転
の両入力、即ちセンス電圧Ｖｓ２の温特と基準電圧Ｖｒ
ｅｆ２の温特が等しくなるように定数設定することによ
って、上記問題点を解決した過電流検知回路を提供する
ことを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の問題点
に鑑みなされたものであり、電流が流れる負荷と、この
負荷を駆動し、負荷とＧＮＤ間に接続されたメインＭＯ
ＳＦＥＴと、メインＭＯＳＦＥＴにミラー接続され負荷
電流の一部を流し、かつ、メインＭＯＳＦＥＴと同等、
もしくはそれ以下のトランジスタサイズであるミラーＭ
ＯＳＦＥＴと、ミラーＭＯＳＦＥＴのソース端子とＧＮ
Ｄ間に接続され、負荷電流の一部を流す抵抗と、メイン
ＭＯＳＦＥＴおよびミラーＭＯＳＦＥＴの両方のゲート
端子に接続されたゲート制御回路と、基準電圧発生回路
と、基準電圧発生回路とミラーＭＯＳＦＥＴのソース電
位とを入力とする比較器とからなる過電流検知回路にお
いて、ミラーＭＯＳＦＥＴのソース電位の温度係数と基
準電圧発生回路の温度係数が等しい。また、基準電圧発
生回路の構成がバンドギャップリファレンス回路であ
り、または定電流回路と所定の温特を有する抵抗とから
成り、または電源電圧と、異なる温特を有する二つの抵
抗とから構成される。
に鑑みなされたものであり、電流が流れる負荷と、この
負荷を駆動し、負荷とＧＮＤ間に接続されたメインＭＯ
ＳＦＥＴと、メインＭＯＳＦＥＴにミラー接続され負荷
電流の一部を流し、かつ、メインＭＯＳＦＥＴと同等、
もしくはそれ以下のトランジスタサイズであるミラーＭ
ＯＳＦＥＴと、ミラーＭＯＳＦＥＴのソース端子とＧＮ
Ｄ間に接続され、負荷電流の一部を流す抵抗と、メイン
ＭＯＳＦＥＴおよびミラーＭＯＳＦＥＴの両方のゲート
端子に接続されたゲート制御回路と、基準電圧発生回路
と、基準電圧発生回路とミラーＭＯＳＦＥＴのソース電
位とを入力とする比較器とからなる過電流検知回路にお
いて、ミラーＭＯＳＦＥＴのソース電位の温度係数と基
準電圧発生回路の温度係数が等しい。また、基準電圧発
生回路の構成がバンドギャップリファレンス回路であ
り、または定電流回路と所定の温特を有する抵抗とから
成り、または電源電圧と、異なる温特を有する二つの抵
抗とから構成される。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。図１は本発明の一実施の形
態を示したもので、所定の温特を持つ基準電圧を出力す
る回路を有する過電流検知回路の構成図（ローサイドス
イッチ適用例）である。まず本実施の形態の構成を説明
する。図１において１は負荷、２はメインＭＯＳＦＥ
Ｔ、３はミラーＭＯＳＦＥＴ、４は電流検出用抵抗Ｒｓ
１、５はメイン・ミラーＭＯＳＦＥＴのゲート制御回
路、６は温特を有する基準電圧発生回路、７は比較器か
らなる。
に基づいて詳細に説明する。図１は本発明の一実施の形
態を示したもので、所定の温特を持つ基準電圧を出力す
る回路を有する過電流検知回路の構成図（ローサイドス
イッチ適用例）である。まず本実施の形態の構成を説明
する。図１において１は負荷、２はメインＭＯＳＦＥ
Ｔ、３はミラーＭＯＳＦＥＴ、４は電流検出用抵抗Ｒｓ
１、５はメイン・ミラーＭＯＳＦＥＴのゲート制御回
路、６は温特を有する基準電圧発生回路、７は比較器か
らなる。
【００１８】負荷１は一方を電源（ＶＢＡＴ）に、他方
をミラーＭＯＳＦＥＴ３およびメインＭＯＳＦＥＴ２の
ドレイン端子に接続されている。メインＭＯＳＦＥＴ２
およびミラーＭＯＳＦＥＴ３のゲート端子は共通で、ゲ
ート制御回路５に接続され、制御回路出力によりトラン
ジスタがＯＮ／ＯＦＦする。メインＭＯＳＦＥＴ２のソ
ース端子はＧＮＤに、ミラーＭＯＳＦＥＴ３のソース端
子は電流検出用抵抗Ｒｓ１ ４を介してＧＮＤに接続さ
れる。また、比較器（コンパレータ）７はミラーＭＯＳ
ＦＥＴ３のソース電位と温特を有する基準電圧発生回路
６の出力とを入力としている。
をミラーＭＯＳＦＥＴ３およびメインＭＯＳＦＥＴ２の
ドレイン端子に接続されている。メインＭＯＳＦＥＴ２
およびミラーＭＯＳＦＥＴ３のゲート端子は共通で、ゲ
ート制御回路５に接続され、制御回路出力によりトラン
ジスタがＯＮ／ＯＦＦする。メインＭＯＳＦＥＴ２のソ
ース端子はＧＮＤに、ミラーＭＯＳＦＥＴ３のソース端
子は電流検出用抵抗Ｒｓ１ ４を介してＧＮＤに接続さ
れる。また、比較器（コンパレータ）７はミラーＭＯＳ
ＦＥＴ３のソース電位と温特を有する基準電圧発生回路
６の出力とを入力としている。
【００１９】次に本実施の形態の作用について説明す
る。
る。
【００２０】ゲート制御回路５が信号を出力しゲートが
ＯＮすると、メインＭＯＳＦＥＴ２およびミラーＭＯＳ
ＦＥＴ３ともにＯＮとなり、負荷１に電流が流れる。負
荷１に流れる電流Ｉは、メインＭＯＳＦＥＴ２（その電
流をＩ１）およびミラーＭＯＳＦＥＴ３（その電流をＩ
２）に分流し、その割合は下記式（Ａ） Ｉ１：Ｉ２＝（１／Ｒｏｎ１）：（１／（Ｒｏｎ２＋Ｒｓ１）） …（Ａ） で決まる。ここで、 Ｒｏｎ１：メインＭＯＳＦＥＴのオン抵抗 Ｒｏｎ２：ミラーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗 Ｒｓ１ ：電流検出用（センス）抵抗 である。
ＯＮすると、メインＭＯＳＦＥＴ２およびミラーＭＯＳ
ＦＥＴ３ともにＯＮとなり、負荷１に電流が流れる。負
荷１に流れる電流Ｉは、メインＭＯＳＦＥＴ２（その電
流をＩ１）およびミラーＭＯＳＦＥＴ３（その電流をＩ
２）に分流し、その割合は下記式（Ａ） Ｉ１：Ｉ２＝（１／Ｒｏｎ１）：（１／（Ｒｏｎ２＋Ｒｓ１）） …（Ａ） で決まる。ここで、 Ｒｏｎ１：メインＭＯＳＦＥＴのオン抵抗 Ｒｏｎ２：ミラーＭＯＳＦＥＴのオン抵抗 Ｒｓ１ ：電流検出用（センス）抵抗 である。
【００２１】例えば、メインＭＯＳＦＥＴ２およびミラ
ーＭＯＳＦＥＴ３が単位セルの集合体という形で形成さ
れていれば、電流比はほぼそのセル比の逆数により決ま
る。ところで、ミラーＭＯＳＦＥＴ３に流れる電流Ｉ２
は、コンパレータ７の入力インピーダンスが非常に高い
ため、そのほとんどがセンス抵抗Ｒｓ１に流れ込む。こ
れによりセンス抵抗Ｒｓ１とミラー電流Ｉ２の積で表さ
れることになり、最終的には負荷電流Ｉに応じてミラー
電流Ｉ２が流れることで、負荷電流Ｉにほぼ比例してセ
ンス電圧Ｖｓ１が決まることになる。
ーＭＯＳＦＥＴ３が単位セルの集合体という形で形成さ
れていれば、電流比はほぼそのセル比の逆数により決ま
る。ところで、ミラーＭＯＳＦＥＴ３に流れる電流Ｉ２
は、コンパレータ７の入力インピーダンスが非常に高い
ため、そのほとんどがセンス抵抗Ｒｓ１に流れ込む。こ
れによりセンス抵抗Ｒｓ１とミラー電流Ｉ２の積で表さ
れることになり、最終的には負荷電流Ｉに応じてミラー
電流Ｉ２が流れることで、負荷電流Ｉにほぼ比例してセ
ンス電圧Ｖｓ１が決まることになる。
【００２２】過電流検知の判定は、このセンス電圧Ｖｓ
１と基準電圧Ｖｒｅｆ１とをコンパレータにて比較する
ことで行う。例えば、Ｖｓ１＜Ｖｒｅｆ１の場合は 通
常電流として判定 Ｖｓ１≧Ｖｒｅｆ１の場合は 過電流として検知し、通
常と反転の出力を行うというように設定すれば良い。
１と基準電圧Ｖｒｅｆ１とをコンパレータにて比較する
ことで行う。例えば、Ｖｓ１＜Ｖｒｅｆ１の場合は 通
常電流として判定 Ｖｓ１≧Ｖｒｅｆ１の場合は 過電流として検知し、通
常と反転の出力を行うというように設定すれば良い。
【００２３】ここでセンス電圧Ｖｓ１は、従来例の問題
点で述べたように一般に温特を持っているため、通常の
基準電圧発生回路のままではセンス電圧Ｖｓ１の温特が
過電流検知レベルの温特ばらつきとして現われてしま
う。
点で述べたように一般に温特を持っているため、通常の
基準電圧発生回路のままではセンス電圧Ｖｓ１の温特が
過電流検知レベルの温特ばらつきとして現われてしま
う。
【００２４】そこで本実施の形態では基準電圧発生回路
として、センス電圧Ｖｓ１と同じ温特を有する基準電圧
発生回路、すなわち、温特によりセンス電圧Ｖｓ１が大
きくなれば、Ｖｓ１の変化分と同じ割合だけ基準電圧Ｖ
ｒｅｆ１も高く、センス電圧Ｖｓ１が小さくなれば、Ｖ
ｓ１の変化分と同じ割合だけ基準電圧Ｖｒｅｆ１も低く
調整できるような基準電圧発生回路を用いることによっ
て、過電流検知レベルの温特ばらつきを補償している。
として、センス電圧Ｖｓ１と同じ温特を有する基準電圧
発生回路、すなわち、温特によりセンス電圧Ｖｓ１が大
きくなれば、Ｖｓ１の変化分と同じ割合だけ基準電圧Ｖ
ｒｅｆ１も高く、センス電圧Ｖｓ１が小さくなれば、Ｖ
ｓ１の変化分と同じ割合だけ基準電圧Ｖｒｅｆ１も低く
調整できるような基準電圧発生回路を用いることによっ
て、過電流検知レベルの温特ばらつきを補償している。
【００２５】そこで、温特を有する基準電圧発生回路の
具体例を以下で説明する。その第一の実施の形態を図２
に示す。まず構成を説明すると、図２において、Ｑ４〜
Ｑ６・Ｒ５〜Ｒ７は定電流回路部、Ｒ９はスタータ抵
抗、Ｑ１〜Ｑ３・Ｒ８・Ｒａ・Ｒｂは基準電圧／温特調
整回路部、その他ＶＲ出力、分圧抵抗（Ｒ１・Ｒ２）、
Ｖｒｅｆ１出力からなる。
具体例を以下で説明する。その第一の実施の形態を図２
に示す。まず構成を説明すると、図２において、Ｑ４〜
Ｑ６・Ｒ５〜Ｒ７は定電流回路部、Ｒ９はスタータ抵
抗、Ｑ１〜Ｑ３・Ｒ８・Ｒａ・Ｒｂは基準電圧／温特調
整回路部、その他ＶＲ出力、分圧抵抗（Ｒ１・Ｒ２）、
Ｖｒｅｆ１出力からなる。
【００２６】次に作用を説明する。図２において、基準
電圧ＶＲは、 ＶＲ＝ＶBE（Ｑ３）＋ＶRb すなわち、Ｑ３のＶBEとＲｂの電圧降下の和として表さ
れる。
電圧ＶＲは、 ＶＲ＝ＶBE（Ｑ３）＋ＶRb すなわち、Ｑ３のＶBEとＲｂの電圧降下の和として表さ
れる。
【００２７】ここで、Ｒｂの電圧降下ＶRbを求めると、 （ｋＴ／ｑ）１ｎ（Ｉｃ（Ｑ１）／Ｉｓ）＝（ｋＴ／
ｑ）１ｎ（Ｉｃ（Ｑ２）／ｎＩｓ）＋Ｉｃ（Ｑ２）・Ｒ
ａ 但し、ｋ：ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の単位電荷 Ｉｃ（Ｑｎ）：トランジスタＱｎに流れるコレクタ電流 ｎ：トランジスタ（Ｑ１：Ｑ２）のエミッタサイズ比 Ｉｓ：コレクタ飽和電流 となる。これを変形すると、下記式（Ｂ） Ｉｃ（Ｑ２）Ｒａ ＝（ｋＴ／ｑ）１ｎ（ｎＩｃ（Ｑ１）／Ｉｃ（Ｑ２）） …（Ｂ） となる。ここで、Ｑ１とＱ３のＶBEは等しく、さらにＲ
２＝Ｒ３とすると、 Ｉｃ（Ｑ１）＝Ｉｃ（Ｑ２） となるため、（Ｂ）式より、 Ｉｃ（Ｑ１）＝Ｉｃ（Ｑ２）＝（ｋＴ／ｑ）１ｎ（ｎ）
／Ｒａ となる。したがってＶRbは ＶRb＝（Ｒｂ／Ｒａ）（ｋＴ／ｑ）１ｎ（ｎ） ＶＲ＝ＶBE（Ｑ３）＋（Ｒｂ／Ｒａ）（ｋＴ／ｑ）１ｎ（ｎ） …（Ｚ） 本回路は、一般にバンドギャップリファレンス回路と呼
ばれ、本来は （Ｒｂ／Ｒａ）（ｋ／ｑ）１ｎ（ｎ）＝｜ＶBE（Ｑ３）の温特｜ …（Ｃ） とすることで、温特を持たない基準電圧（一般にほぼ
１．２５Ｖ）を発生する回路であるが、本方式では
（Ｃ）式における（Ｒｂ／Ｒａ）やｎの値を適当な値に
調整することで、所望の温特を実現している。
ｑ）１ｎ（Ｉｃ（Ｑ２）／ｎＩｓ）＋Ｉｃ（Ｑ２）・Ｒ
ａ 但し、ｋ：ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の単位電荷 Ｉｃ（Ｑｎ）：トランジスタＱｎに流れるコレクタ電流 ｎ：トランジスタ（Ｑ１：Ｑ２）のエミッタサイズ比 Ｉｓ：コレクタ飽和電流 となる。これを変形すると、下記式（Ｂ） Ｉｃ（Ｑ２）Ｒａ ＝（ｋＴ／ｑ）１ｎ（ｎＩｃ（Ｑ１）／Ｉｃ（Ｑ２）） …（Ｂ） となる。ここで、Ｑ１とＱ３のＶBEは等しく、さらにＲ
２＝Ｒ３とすると、 Ｉｃ（Ｑ１）＝Ｉｃ（Ｑ２） となるため、（Ｂ）式より、 Ｉｃ（Ｑ１）＝Ｉｃ（Ｑ２）＝（ｋＴ／ｑ）１ｎ（ｎ）
／Ｒａ となる。したがってＶRbは ＶRb＝（Ｒｂ／Ｒａ）（ｋＴ／ｑ）１ｎ（ｎ） ＶＲ＝ＶBE（Ｑ３）＋（Ｒｂ／Ｒａ）（ｋＴ／ｑ）１ｎ（ｎ） …（Ｚ） 本回路は、一般にバンドギャップリファレンス回路と呼
ばれ、本来は （Ｒｂ／Ｒａ）（ｋ／ｑ）１ｎ（ｎ）＝｜ＶBE（Ｑ３）の温特｜ …（Ｃ） とすることで、温特を持たない基準電圧（一般にほぼ
１．２５Ｖ）を発生する回路であるが、本方式では
（Ｃ）式における（Ｒｂ／Ｒａ）やｎの値を適当な値に
調整することで、所望の温特を実現している。
【００２８】一般にトランジスタのＶBEの温特はほぼ−
２ｍＶ／℃程度であるから、 （Ｒｂ／Ｒａ）（ｋ／ｑ）１ｎ（ｎ） …（Ｄ） を２ｍＶとすれば出力電圧ＶＲの温特はなくなり、
（Ｄ）式を２ｍＶより大きくなるような抵抗比、ｎ値に
設定すれば正の温特を、２ｍＶより小さくなるような抵
抗比、ｎ値を設定すれば負の温特を持つ回路が実現でき
ることになる。
２ｍＶ／℃程度であるから、 （Ｒｂ／Ｒａ）（ｋ／ｑ）１ｎ（ｎ） …（Ｄ） を２ｍＶとすれば出力電圧ＶＲの温特はなくなり、
（Ｄ）式を２ｍＶより大きくなるような抵抗比、ｎ値に
設定すれば正の温特を、２ｍＶより小さくなるような抵
抗比、ｎ値を設定すれば負の温特を持つ回路が実現でき
ることになる。
【００２９】温特を持つ基準電圧発生回路を本方式で実
現した場合、出力電圧ＶＲは（Ｚ）式により、その温特
は（Ｃ）式の左右項の差分によりそれぞれ連動して決ま
ってしまうため、本回路を、Ｖｓ１の絶対値および温特
の両方を一致させることが必要な過電流検知回路の基準
電圧として用いる場合、その出力を一度抵抗（Ｒ１・Ｒ
２）で分圧する必要が出てくる。
現した場合、出力電圧ＶＲは（Ｚ）式により、その温特
は（Ｃ）式の左右項の差分によりそれぞれ連動して決ま
ってしまうため、本回路を、Ｖｓ１の絶対値および温特
の両方を一致させることが必要な過電流検知回路の基準
電圧として用いる場合、その出力を一度抵抗（Ｒ１・Ｒ
２）で分圧する必要が出てくる。
【００３０】ここでさらに、温特を有する基準電圧発生
回路の第二の実施の形態を図３に示す。
回路の第二の実施の形態を図３に示す。
【００３１】まず構成を説明すると、図３において、Ｂ
ＩＡＳ端子は定電圧入力部、Ｒ１１〜Ｒ１３、Ｃ１、Ｑ
９〜Ｑ１５はオペアンプ回路部、ＶＩＧＮ端子は電源電
圧入力部、Ｒ１０、Ｒａ、Ｒｂ、Ｑ７、Ｑ８は基準電圧
／温特調整回路部、その他ＶＲ出力、分圧抵抗（Ｒ１・
Ｒ２）、Ｖｒｅｆ１出力からなる。
ＩＡＳ端子は定電圧入力部、Ｒ１１〜Ｒ１３、Ｃ１、Ｑ
９〜Ｑ１５はオペアンプ回路部、ＶＩＧＮ端子は電源電
圧入力部、Ｒ１０、Ｒａ、Ｒｂ、Ｑ７、Ｑ８は基準電圧
／温特調整回路部、その他ＶＲ出力、分圧抵抗（Ｒ１・
Ｒ２）、Ｖｒｅｆ１出力からなる。
【００３２】次に作用を説明する。図３において、基準
電圧ＶＲは、 ＶＲ＝ＶBE（Ｑ７）＋ＶRb すなわち、Ｑ７のＶBEとＲｂの電圧降下の和として表さ
れる。これは、オペアンプのイマジナリショート作用に
より、Ｑ７のベース／コレクタ、Ｑ８のベースとＱ８の
コレクタが同電位となるためである。その他の動作は第
一の実施の形態と同様である。
電圧ＶＲは、 ＶＲ＝ＶBE（Ｑ７）＋ＶRb すなわち、Ｑ７のＶBEとＲｂの電圧降下の和として表さ
れる。これは、オペアンプのイマジナリショート作用に
より、Ｑ７のベース／コレクタ、Ｑ８のベースとＱ８の
コレクタが同電位となるためである。その他の動作は第
一の実施の形態と同様である。
【００３３】以下に、基準電圧として温特を有する基準
電圧発生回路の第一および第二の実施の形態を用いた場
合の具体的な出力電圧および温特の併せ込み方法につい
て説明する。
電圧発生回路の第一および第二の実施の形態を用いた場
合の具体的な出力電圧および温特の併せ込み方法につい
て説明する。
【００３４】まず事前にＶｓの温特を計算（または測
定）し、下記の二点を評価する。
定）し、下記の二点を評価する。
【００３５】（１）ある温度におけるＶｓ１の値（以下
の説明では計算の都合上、Ｔａ＝２７℃におけるＶｓ１
の値とした） （２）Ｖｓ１の温度特性図を（一次）近似して得られる
Ｖｓ１の温度係数 ここで、 α …Ｔａ＝２７℃におけるＶｓ値 β …温特を一次近似して得られるＶｓの温度係数 γ …基準電圧発生出力の抵抗分圧比（＜１） κ …（Ｄ）式に示した正の温度係数 ＶBE…トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧 ｄ …トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧の温
度係数の絶対値 と仮定した時、 α＝γ（ＶBE＋３００κ） …（Ｅ） → （Ｚ）式に対応 β＝γ（κ−ｄ） …（Ｆ） → （Ｄ）式に対応 を満足するように、定数γ・κを決定すればよい。
の説明では計算の都合上、Ｔａ＝２７℃におけるＶｓ１
の値とした） （２）Ｖｓ１の温度特性図を（一次）近似して得られる
Ｖｓ１の温度係数 ここで、 α …Ｔａ＝２７℃におけるＶｓ値 β …温特を一次近似して得られるＶｓの温度係数 γ …基準電圧発生出力の抵抗分圧比（＜１） κ …（Ｄ）式に示した正の温度係数 ＶBE…トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧 ｄ …トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧の温
度係数の絶対値 と仮定した時、 α＝γ（ＶBE＋３００κ） …（Ｅ） → （Ｚ）式に対応 β＝γ（κ−ｄ） …（Ｆ） → （Ｄ）式に対応 を満足するように、定数γ・κを決定すればよい。
【００３６】上式を解くと、以下のようになる。
【００３７】κ＝（βＶBE＋αｄ）／（α−３００β） γ＝（α−３００β）／（ＶBE＋３００ｄ） したがって最終的には、 γ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） よりγから抵抗値Ｒ１，Ｒ２を、 κ＝（Ｄ）式 よりκから抵抗値Ｒａ、Ｒｂ、エミッタサイズ比ｎを決
めることになる。
めることになる。
【００３８】温特を有する基準電圧発生回路の第三の実
施の形態を図４に示す。
施の形態を図４に示す。
【００３９】まず構成を説明すると、図４において、定
電流回路、抵抗Ｒ１４、Ｖｒｅｆ１出力からなる。
電流回路、抵抗Ｒ１４、Ｖｒｅｆ１出力からなる。
【００４０】次に作用を説明する。図４において基準電
圧Ｖｒｅｆ１は、抵抗Ｒ１４に定電流Ｉαが流れること
により発生する。Ｖｒｅｆ１の温特はＲ１４の温特を利
用し、それに流す電流値を変えることで調整することに
なる。ここで、Ｒ１４の抵抗値の温度係数をｘ（％／
℃）、Ｔａ＝２７℃におけるＲ１４の値をＲ１４０とす
ると、 （Ｅ）式におけるαを α＝Ｉα×Ｒ１４０ （Ｆ）式におけるβを β＝Ｉα×Ｒ１４０×（ｘ／１００） となるように設定すればよい。
圧Ｖｒｅｆ１は、抵抗Ｒ１４に定電流Ｉαが流れること
により発生する。Ｖｒｅｆ１の温特はＲ１４の温特を利
用し、それに流す電流値を変えることで調整することに
なる。ここで、Ｒ１４の抵抗値の温度係数をｘ（％／
℃）、Ｔａ＝２７℃におけるＲ１４の値をＲ１４０とす
ると、 （Ｅ）式におけるαを α＝Ｉα×Ｒ１４０ （Ｆ）式におけるβを β＝Ｉα×Ｒ１４０×（ｘ／１００） となるように設定すればよい。
【００４１】最後に温特を有する基準電圧発生回路の第
四の実施の形態を図５に示す。
四の実施の形態を図５に示す。
【００４２】まず構成を説明すると、図５において、電
源電圧Ｖｃｃ、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｖｒｅｆ１出力か
らなる。
源電圧Ｖｃｃ、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｖｒｅｆ１出力か
らなる。
【００４３】次に作用を説明する。図５において基準電
圧Ｖｒｅｆ１は、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１５、Ｒ１６
で分圧することにより発生する。Ｖｒｅｆ１の温特はＲ
１５、Ｒ１６の絶対値および二つの異なる温特を利用し
て調整することになる。ここで、Ｒ１５の抵抗値の温度
係数をｙ（％／℃）、Ｔａ＝２７℃におけるＲ１５の値
をＲ１５０、Ｒ１６の抵抗値の温度係数をｚ（％／
℃）、Ｔａ＝２７℃におけるＲ１６の値をＲ１６０とす
ると、（Ｅ）式におけるαを α＝Ｒ１６０／（Ｒ１５０＋Ｒ１６０）・Ｖｃｃ （Ｆ）式におけるβを Ｖｃｃ／（１＋Ｒ１５／Ｒ１６） ＝Ｖｃｃ／（１＋｛Ｒ１５０（１＋ｙ／１００（Ｔ−２
７）｝／Ｒ１６０（１＋ｚ／１００（Ｔ−２７）｝） にて決まる温特となるように設定すればよい。
圧Ｖｒｅｆ１は、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１５、Ｒ１６
で分圧することにより発生する。Ｖｒｅｆ１の温特はＲ
１５、Ｒ１６の絶対値および二つの異なる温特を利用し
て調整することになる。ここで、Ｒ１５の抵抗値の温度
係数をｙ（％／℃）、Ｔａ＝２７℃におけるＲ１５の値
をＲ１５０、Ｒ１６の抵抗値の温度係数をｚ（％／
℃）、Ｔａ＝２７℃におけるＲ１６の値をＲ１６０とす
ると、（Ｅ）式におけるαを α＝Ｒ１６０／（Ｒ１５０＋Ｒ１６０）・Ｖｃｃ （Ｆ）式におけるβを Ｖｃｃ／（１＋Ｒ１５／Ｒ１６） ＝Ｖｃｃ／（１＋｛Ｒ１５０（１＋ｙ／１００（Ｔ−２
７）｝／Ｒ１６０（１＋ｚ／１００（Ｔ−２７）｝） にて決まる温特となるように設定すればよい。
【００４４】
【発明の効果】以上説明してきたように、本発明によれ
ば、その構成をセンス電圧Ｖｓ１の温特をコンパレータ
の基準電圧Ｖｒｅｆ１の温特により相殺させる構成とし
たため、従来例の問題点となっていた過電流検知レベル
の温特によるばらつきを極めて小さくすることにより、
過電流検知レベルの精度を向上させることができるとい
う効果が得られる。
ば、その構成をセンス電圧Ｖｓ１の温特をコンパレータ
の基準電圧Ｖｒｅｆ１の温特により相殺させる構成とし
たため、従来例の問題点となっていた過電流検知レベル
の温特によるばらつきを極めて小さくすることにより、
過電流検知レベルの精度を向上させることができるとい
う効果が得られる。
【図１】本発明の一実施の形態を示す温特を持つ基準電
圧発生回路を有する過電流検知回路の電気結線図であ
る。
圧発生回路を有する過電流検知回路の電気結線図であ
る。
【図２】本発明に用いられる温特を有する基準電圧発生
回路の第一の実施の形態を示す回路図である。
回路の第一の実施の形態を示す回路図である。
【図３】本発明に用いられる温特を有する基準電圧発生
回路の第二の実施の形態を示す回路図である。
回路の第二の実施の形態を示す回路図である。
【図４】本発明に用いられる温特を有する基準電圧発生
回路の第三の実施の形態を示す図である。
回路の第三の実施の形態を示す図である。
【図５】本発明に用いられる温特を有する基準電圧発生
回路の第四の実施の形態を示す図である。
回路の第四の実施の形態を示す図である。
【図６】従来例の過電流検出回路の電気結線図である。
【図７】従来例の問題点（過電流検知レベルの温度ばら
つき）を説明するための説明図である。
つき）を説明するための説明図である。
１ 負荷 ２ メインＭＯＳＦＥＴ ３ ミラーＭＯＳＦＥＴ ４ 電流検出用抵抗Ｒｓ１ ５ ゲート制御回路 ６ Ｖｓ１と同じ温特を有する基準電圧発生回路 ７ 比較器（コンパレータ）
Claims (4)
- 【請求項１】 電流が流れる負荷と、 該負荷を駆動し、該負荷とＧＮＤ間に接続されたメイン
ＭＯＳＦＥＴと、 該メインＭＯＳＦＥＴにミラー接続され負荷電流の一部
を流し、かつ、 該メインＭＯＳＦＥＴと同等、もしくはそれ以下のトラ
ンジスタサイズであるミラーＭＯＳＦＥＴと、 該ミラーＭＯＳＦＥＴのソース端子とＧＮＤ間に接続さ
れ、該負荷電流の一部を流す抵抗と、 該メインＭＯＳＦＥＴおよび該ミラーＭＯＳＦＥＴの両
方のゲート端子に接続されたゲート制御回路と、 基準電圧発生回路と、 該基準電圧発生回路と該ミラーＭＯＳＦＥＴのソース電
位とを入力とする比較器と、からなる過電流検知回路に
おいて、 該ミラーＭＯＳＦＥＴのソース電位の温度係数と該基準
電圧発生回路の温度係数が等しいことを特徴とする過電
流検知回路。 - 【請求項２】 該基準電圧発生回路の構成がバンドギャ
ップリファレンス回路であることを特徴とする請求項１
に記載の過電流検知回路。 - 【請求項３】 該基準電圧発生回路の構成が定電流回路
と所定の温特を有する抵抗とから成ることを特徴とする
請求項１に記載の過電流検知回路。 - 【請求項４】 該基準電圧発生回路の構成が電源電圧
と、異なる温特を有する二つの抵抗とから成ることを特
徴とする請求項１に記載の過電流検知回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8066491A JPH09257840A (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | 過電流検知回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8066491A JPH09257840A (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | 過電流検知回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09257840A true JPH09257840A (ja) | 1997-10-03 |
Family
ID=13317334
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8066491A Pending JPH09257840A (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | 過電流検知回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09257840A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100539184B1 (ko) * | 1998-07-29 | 2006-03-16 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 밴드갭 기준 전압 발생 회로 |
| US7292005B2 (en) | 2001-08-03 | 2007-11-06 | Linear Technology Corp. | Capacitor charging circuitry and methodology implementing controlled on and off time switching |
| US7342365B2 (en) | 2006-02-09 | 2008-03-11 | Linear Technology Corp. | Systems and methods for reducing input current in photoflash chargers |
| JP2010246287A (ja) * | 2009-04-07 | 2010-10-28 | Renesas Electronics Corp | 電流制御回路 |
| CN102830271A (zh) * | 2011-06-15 | 2012-12-19 | 联咏科技股份有限公司 | 电压检测方法及电压检测电路 |
| CN103033669A (zh) * | 2012-12-27 | 2013-04-10 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 开关电源的极限峰值电流检测电路 |
| JP2014154669A (ja) * | 2013-02-07 | 2014-08-25 | Denso Corp | 過電流検出回路 |
| JP2016123220A (ja) * | 2014-12-25 | 2016-07-07 | 株式会社デンソー | 過電流検出回路 |
| JP2017198537A (ja) * | 2016-04-27 | 2017-11-02 | 株式会社デンソー | 過電流検出回路 |
| WO2018159161A1 (ja) * | 2017-03-01 | 2018-09-07 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 点火制御装置及び点火制御装置の基準電圧調整方法 |
-
1996
- 1996-03-22 JP JP8066491A patent/JPH09257840A/ja active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100539184B1 (ko) * | 1998-07-29 | 2006-03-16 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 밴드갭 기준 전압 발생 회로 |
| US7292005B2 (en) | 2001-08-03 | 2007-11-06 | Linear Technology Corp. | Capacitor charging circuitry and methodology implementing controlled on and off time switching |
| US7342365B2 (en) | 2006-02-09 | 2008-03-11 | Linear Technology Corp. | Systems and methods for reducing input current in photoflash chargers |
| JP2010246287A (ja) * | 2009-04-07 | 2010-10-28 | Renesas Electronics Corp | 電流制御回路 |
| CN102830271A (zh) * | 2011-06-15 | 2012-12-19 | 联咏科技股份有限公司 | 电压检测方法及电压检测电路 |
| CN103033669A (zh) * | 2012-12-27 | 2013-04-10 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 开关电源的极限峰值电流检测电路 |
| JP2014154669A (ja) * | 2013-02-07 | 2014-08-25 | Denso Corp | 過電流検出回路 |
| JP2016123220A (ja) * | 2014-12-25 | 2016-07-07 | 株式会社デンソー | 過電流検出回路 |
| JP2017198537A (ja) * | 2016-04-27 | 2017-11-02 | 株式会社デンソー | 過電流検出回路 |
| WO2018159161A1 (ja) * | 2017-03-01 | 2018-09-07 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 点火制御装置及び点火制御装置の基準電圧調整方法 |
| CN110325731A (zh) * | 2017-03-01 | 2019-10-11 | 日立汽车系统株式会社 | 点火控制装置及点火控制装置的基准电压调整方法 |
| CN110325731B (zh) * | 2017-03-01 | 2021-05-28 | 日立汽车系统株式会社 | 点火控制装置及点火控制装置的基准电压调整方法 |
| US11208977B2 (en) | 2017-03-01 | 2021-12-28 | Hitachi Astemo, Ltd. | Ignition control device and reference voltage adjustment method of ignition control device |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2760594B2 (ja) | 温度閾値検知回路 | |
| JP2540753B2 (ja) | 過熱検出回路 | |
| JPH08288804A (ja) | 比較器回路 | |
| US6783274B2 (en) | Device for measuring temperature of semiconductor integrated circuit | |
| JP4012472B2 (ja) | 電界効果トランジスタ内の電流を並列検知する回路 | |
| JPH04266110A (ja) | バンドギャップ基準回路 | |
| JPH07191769A (ja) | 基準電流発生回路 | |
| US6496049B2 (en) | Semiconductor integrated circuit having a current control function | |
| JPH075225A (ja) | 金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタのドレイン電流を監視する回路構造体 | |
| US8030985B2 (en) | System and method for compensating pulse generator for process and temperature variations | |
| JPH09257840A (ja) | 過電流検知回路 | |
| TW202129456A (zh) | 參考電壓電路 | |
| JP3275547B2 (ja) | 電圧−周波数変換回路 | |
| JP4328391B2 (ja) | 電圧および電流基準回路 | |
| JP2001345686A (ja) | 電流検出回路 | |
| JP6658269B2 (ja) | 過電流検出回路 | |
| US5510750A (en) | Bias circuit for providing a stable output current | |
| JPH10290144A (ja) | 半導体装置 | |
| JP3557739B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| JPH06138961A (ja) | ボルテージレギュレータ | |
| USRE37876E1 (en) | Power supply switch reference circuitry | |
| CN112242823B (zh) | 一种差分输入电路及其控制方法以及差分放大器 | |
| JP2870323B2 (ja) | ウインドウコンパレータ | |
| JP2980783B2 (ja) | 電流検出回路及びそれを用いた定電圧電源回路 | |
| JP2000146711A (ja) | 温度センサ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |