JP2010246287A - 電流制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の電流制御回路は、温度変化により精度の高い電流を供給できないという問題があった。
【解決手段】本発明にかかる電流制御回路は、負荷１１７に流れる電流を制御するトランジスタ１１０と、トランジスタ１１０に流れる電流に応じた電流が流れるセンス抵抗１１３と、センス抵抗１１３とセンス抵抗１１３に流れる電流とに基づいて決定される比較電圧と、所定の基準電圧と、に基づいてトランジスタ１１０を制御するための制御信号を生成する制御信号生成回路１２１と、所定の基準電圧を生成するための定電流源１１９と、基準電圧を生成するために定電流源１１９に直列に接続された抵抗１２０と、を備える。このような回路構成により、温度変化によらず精度の高い電流を供給することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流制御回路に関し、特に電流センシング回路を有する電流制御回路に関する。

近年、携帯電話のカメラにズーム及びフォーカス機能が付加されている。そのため、カメラのレンズ位置を制御するモータは、温度変化にかかわらず安定した動作をすることが求められている。

まず、モータが安定した動作をするためには、モータに対して安定した電流を供給する必要がある。そのため、一般的には電流制御回路が用いられる。しかし、従来の電流制御回路の場合、電流制御回路に備えられたセンス抵抗の抵抗成分が温度変化にともなって変動する。それにより、モータに流れる電流も変動してしまう。したがって、温度変化によるセンス抵抗の抵抗成分の変動を抑制することは重要な課題であった。

例えば、レンズ位置制御用のモータを駆動するために、安定した電流を出力するＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）として、センスＭＯＳトランジスタ（以下、単にセンスＭＯＳと称す）を備えた電流制御回路が知られている。

図５に、特許文献１に紹介されているセンスＭＯＳを備えた電流制御回路を示す。なお、図５に示す回路は、従来のセンスＭＯＳを備えたＨブリッジ型の電流制御回路１０である。また、図５に示す回路は、負荷に流れる電流（出力電流）をモニタし、所定の基準電圧と比較する。そして、その比較結果をフィードバックすることにより出力電流を安定的に制御している。尚、図を見やすくするため、図５ではプリドライバ１５とＴＲ２、ＴＲ３の各ゲートとの接続線は省略してある。

図５に示すように、電流制御回路１０は、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４によって構成されたＨブリッジ回路１１と、三角波発生器１２と、重畳回路１２ａと、リファレンスＤＡＣ１３と、センス抵抗ＳＲ１と、ＰＷＭコンパレータ１４と、プリドライバ回路１５と、センスＭＯＳ１６と、トランジスタＴＲ５と、アンプ１８と、を備え、モータ１７を駆動する。

なお、三角波発生器１２と、リファレンスＤＡＣ１３と、重畳回路１２ａと、によって基準電圧源が構成される。この基準電圧源において、重畳回路１２ａは、三角波発生器１２が生成する所定の周波数の三角波信号と、リファレンスＤＡＣ１３が生成するリファレンスレベルと、を重畳して、リファレンス信号Ｖ１を出力する。

ＰＷＭコンパレータ１４の非反転入力端子にはリファレンス信号Ｖ１が入力される。一方、ＰＷＭコンパレータ１４の反転入力端子には、負荷に流れる電流に応じたセンス信号Ｖｓが入力される。ＰＷＭコンパレータ１４は、リファレンス信号Ｖ１とセンス信号Ｖｓとを比較して、ＰＷＭ信号Ｖｐを出力する。

プリドライバ回路１５には、ＰＷＭ信号Ｖｐが入力される。プリドライバ回路１５は、ＰＷＭ信号Ｖｐに基づいて、Ｈブリッジ回路１１のトランジスタＴＲ１〜ＴＲ４をスイッチングするためのスイッチング信号を出力する。

Ｈブリッジ回路１１は、高電位側電源ＶＭと低電位側電源ＧＮＤとの間に設けられた４個のトランジスタＴＲ１〜ＴＲ４によって構成される。また、Ｈブリッジ回路１１は、モータ１７に流れる電流の向きを切り替えることが可能である。なお、トランジスタＴＲ１、ＴＲ３はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、トランジスタＴＲ２、ＴＲ４はＮチャネルＭＯＳトランジスタである。

具体的な動作としては、Ｈブリッジ回路１１は、例えば、ＴＲ１とＴＲ４をオンし、ＴＲ２とＴＲ３とをオフすることにより、高電位側電源ＶＭから順に、ＴＲ１、モータ１７、ＴＲ４、を介して低電位側電源ＧＮＤに電流が流れる。一方、ＴＲ１とＴＲ４とをオフし、ＴＲ２とＴＲ３とをオンすることにより、高電位側電源ＶＭから順に、ＴＲ３、モータ１７、ＴＲ２を介して低電位側電源ＧＮＤに電流が流れる。

なお、図５に示す回路は、ＴＲ１をオンし、ＴＲ２とＴＲ３とをオフし、ＴＲ４をオンオフ切替制御（ＰＷＭ制御）した場合の例を示している。それにより、高電位側電源ＶＭから順に、ＴＲ１、モータ１７、ＴＲ４を介して低電位側電源ＧＮＤに流れる電流を制御することができる。

一方、モータに流れる電流の向きを切り替える場合は、ＴＲ３をオンし、ＴＲ１とＴＲ４とをオフし、ＴＲ２をオンオフ切替制御（ＰＷＭ制御）する。それにより、高電位側電源ＶＭから順に、ＴＲ３、モータ１７、ＴＲ２を介して低電位側電源ＧＮＤに流れる電流を制御することができる。尚、この場合、センスＭＯＳ１６のゲートにはＴＲ３のゲート電圧が印加され、アンプ１８の非反転入力端子には図中、モータ１７の右側の電圧が入力されるように切り替えられる。

なお、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４のうちオンしたトランジスタのゲート−ソース間電圧は、高電位側電源ＶＭと低電位側電源ＧＮＤとの電位差を有するものとする。つまり、当該トランジスタは完全にオン（フルオン）した状態であるものとする。

また、図５に示す回路は、１個の負荷（モータ１７）を駆動するため、１個のＨブリッジ回路１１が備えられた場合を例に説明した。しかし、ステッピングモータ等を駆動する場合は、２個以上のＨブリッジ回路を備える必要がある。

次に、センスＭＯＳ１６には、モータ１７に供給される電流値に基づいた電流が流れる。センスＭＯＳ１６に流れる電流と、センス抵抗ＳＲ１と、に基づいてセンス信号Ｖｓが生成される。なお、アンプ１８は、トランジスタＴＲ１のドレイン電圧とセンスＭＯＳ１６のドレイン電圧とが等しくなるようにトランジスタＴＲ５を制御する。

なお、基準電圧（リファレンス信号Ｖ１）としては、以下のような種々の電圧がある。基準電圧がＤＣ電圧のみによって形成される場合、モータ１７に流れる出力電流は図２に示すような波形となる。また、基準電圧がＤＣ電圧にＰＷＭ駆動用の三角波を重畳して形成される場合の波形を図３に示す。また、基準電圧がリファレンスＤＡＣ１３の出力信号に基づく半波ＳＩＮ波電圧にＰＷＭ駆動用の三角波を重畳して形成される場合の波形を図４に示す。図２〜４に示すように、各基準電圧に対する負荷への出力電流波形は、三角状にリプル成分を有する。図２の場合、出力電流のリプル成分は、負荷（例えば、モータ１７）と抵抗成分とに応じた周波数を有する。また、図３及び図４の場合、出力電流のリプル成分は、三角波に応じた周波数を有する。

ここで、図５に示す電流制御回路は、センス抵抗ＳＲ１を備える。このセンス抵抗ＳＲ１と負荷に流れる電流とに基づいてセンス信号Ｖｓを生成する。しかし、センス抵抗ＳＲ１は温度依存性を有する。つまり、センス抵抗ＳＲ１の抵抗成分が温度変化にともなって変動する。それにより、モータ１７に流れる電流も変動してしまう。このように、温度変化によるセンス抵抗ＳＲ１の抵抗成分の変動を抑制することは重要な課題であった。

また、特許文献２には、ＭＯＳトランジスタを可変抵抗として用いた可変抵抗回路が開示されている。特許文献２に示す回路は、２つの定電流源（特許文献２における定電流源１２、１３）の電流比が可変である。つまり、特許文献２に示す回路は、２つの定電流源の電流比を調整することにより、トランジスタ６（特許文献２におけるトランジスタ６）の抵抗値、及びトランジスタ６の等価抵抗であるトランジスタ８（特許文献２におけるトランジスタ８）の抵抗成分を制御する。

特開２００７−２４４０８３号公報 特開２００３−２０４２４７号公報

上述のように、従来の電流制御回路は、温度変化により精度の高い電流を供給できないという問題があった。

本発明にかかる電流制御回路は、負荷に流れる電流を制御する第１のトランジスタ（例えば、本発明の実施の形態におけるトランジスタ１１０）と、前記第１のトランジスタに流れる電流に応じた電流が流れる第１の抵抗（例えば、本発明の実施の形態におけるセンス抵抗１１３）と、前記第１の抵抗と当該第１の抵抗に流れる電流とに基づいて決定される比較電圧と、所定の基準電圧と、に基づいて前記第１のトランジスタを制御するための制御信号を生成する制御信号生成回路（例えば、本発明の実施の形態における制御信号生成回路１２１）と、前記基準電圧を生成するための定電流源（例えば、本発明の実施の形態における定電流源１１９）と、前記基準電圧を生成するために前記定電流源に直列に接続された第２の抵抗（例えば、本発明の実施の形態における抵抗１２０）と、を備える。

上述のような回路構成により、温度変化によらず精度の高い電流を供給することができる。

本発明により、温度変化によらず精度の高い電流を供給することが可能な電流制御回路を提供することができる。

本発明の実施の形態にかかる電流制御回路を示す図である。 基準電圧がＤＣ電圧により形成された場合の出力電流のタイミングチャートである。 基準電圧がＤＣ電圧にＰＷＭ駆動用の三角波を重畳して形成された場合の出力電流のタイミングチャートである。 基準電圧が半波ＳＩＮ波電圧にＰＷＭ駆動用の三角波を重畳して形成された場合の出力電流のタイミングチャートである。 従来技術の電流制御回路を示す図である。

以下では、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略される。

本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の形態における電流制御回路を示す図である。なお、図１に示す電流制御回路１５０は、基準電圧を生成するための定電流源１１９及び抵抗１２０を備えることにより、温度変化によらず精度の高い電流を供給することを特徴とする。尚、図を見やすくするため、図１ではプリドライバ１１５とＴＲ１０８、ＴＲ１０９の各ゲートとの接続線は省略してある。

図１に示す電流制御回路１５０は、Ｈブリッジ回路１１１と、トランジスタ（第４のトランジスタ）１１２と、センス抵抗（第１の抵抗）１１３と、センスＭＯＳ（第２のトランジスタ）１１６と、アンプ（第２の比較回路）１１８と、定電流源１１９と、抵抗（第２の抵抗）１２０と、制御信号生成回路１２１と、を備え、モータ１１７を駆動する。また、Ｈブリッジ回路１１１は、トランジスタ（第３のトランジスタ）１０７と、トランジスタ（第６のトランジスタ）１０８と、トランジスタ（第５のトランジスタ）１０９と、トランジスタ（第１のトランジスタ）１１０と、を有する。また、制御信号生成回路１２１は、ＰＷＭコンパレータ（第１の比較回路）１１４と、プリドライバ回路１１５と、を有する。

なお、本発明の実施の形態における電流制御回路１５０は、センスＭＯＳ１１６、トランジスタ１０７、１０９、１１２がＰチャネルＭＯＳトランジスタ、トランジスタ１０８、１１０がＮチャネルＭＯＳトランジスタである場合を例に説明する。

定電流源１１９の入力端子は、高電位側電源ＶＤＤに接続される。定電流源１１９の出力端子は、ＰＷＭコンパレータ１１４の非反転入力端子と、抵抗１２０の一方の端子と、に接続される。低電位側電源ＧＮＤは、抵抗１２０の他方の端子と、センス抵抗１１３の一方の端子と、トランジスタ１０８のソースと、トランジスタ１１０のソースと、に接続される。

センス抵抗１１３の他方の端子は、トランジスタ１１２のドレインと、ＰＷＭコンパレータ１１４の反転入力端子と、に接続される。ＰＷＭコンパレータ１１４の出力端子は、プリドライバ回路１１５の入力端子に接続される。プリドライバ回路１１５の出力端子は、トランジスタ１０７のゲートと、センスＭＯＳ１１６のゲートと、に接続される。プリドライバ回路１１５の他の出力端子は、トランジスタ１１０のゲートに接続される。なお、プリドライバ回路１１５には各トランジスタ１０７〜１１０の切り換え動作を制御するための外部信号が入力される。図示していないが、プリドライバ回路１１５のその他の出力端子は、トランジスタ１０９のゲート、及びトランジスタ１０８のゲートにも接続される。

高電位側電源ＶＭは、トランジスタ１０７のソースと、トランジスタ１０９のソースと、センスＭＯＳ１１６のソースと、に接続される。トランジスタ１０７のドレイン（第３のトランジスタの第１の端子）は、トランジスタ１０８のドレインと、アンプ１１８の非反転入力端子と、モータ１１７の一方の端子に接続される。トランジスタ１０９のドレインは、トランジスタ１１０のドレインと、モータ１１７の他方の端子と、に接続される。センスＭＯＳ１１６のドレイン（第２のトランジスタの第１の端子）は、トランジスタ１１２のソースと、アンプ１１８の反転入力端子と、に接続される。アンプ１１８の出力端子は、トランジスタ１１２のゲートに接続される。

次に、動作について説明する。定電流源１１９から出力される定電流と、抵抗１２０と、に基づいて所定の基準電圧Ｖ１を生成する。基準電圧Ｖ１は、ＰＷＭコンパレータ１１４の非反転入力端子に入力される。また、負荷であるモータ１１７に流れる電流と、センス抵抗１１３と、に基づいて決定されるセンス電圧Ｖｓが、ＰＷＭコンパレータ１１４の反転入力端子に入力される。

ＰＷＭコンパレータ１１４は、基準電圧Ｖ１とセンス電圧Ｖｓとを比較して、比較結果を出力する。例えば、ＰＷＭコンパレータ１１４は、基準電圧Ｖ１がセンス電圧Ｖｓよりも大きい場合にはＨレベル、小さい場合にはＬレベルとなるＰＷＭ信号Ｖｐを出力する。ＰＷＭ信号Ｖｐは、プリドライバ回路１１５に入力される。プリドライバ回路１１５は、ＰＷＭ信号Ｖｐに基づいてＨブリッジ回路１１１に設けられたトランジスタ１０７〜１１０をスイッチングするためのスイッチング信号を出力する。

Ｈブリッジ回路１１１は、高電位側電源ＶＭと低電位側電源ＧＮＤとの間に設けられた４個のトランジスタ１０７〜１１０によって構成される。また、Ｈブリッジ回路１１１は、モータ１１７に流れる電流の向きを切り替えることが可能である。

具体的な動作としては、Ｈブリッジ回路１１１は、例えば、トランジスタ１０７及びトランジスタ１１０をオンし、トランジスタ１０８及びトランジスタ１０９をオフすることにより、高電位側電源ＶＭから順に、トランジスタ１０７、モータ１１７、トランジスタ１１０を介して低電位側電源ＧＮＤに電流が流れる。一方、トランジスタ１０７及びトランジスタ１１０をオフし、トランジスタ１０８及びトランジスタ１０９をオンすることにより、高電位側電源ＶＭから順に、トランジスタ１０９、モータ１１７、トランジスタ１０８を介して低電位側電源ＧＮＤに電流が流れる。このように、プリドライバ回路１１５からのスイッチング信号によってトランジスタ１０７〜１１０をオンオフ制御することにより、モータ１１７に流れる電流の向きを切り替えることができる。

なお、図１に示す回路は、トランジスタ１０７をオンし、トランジスタ１０８及びトランジスタ１０９をオフし、トランジスタ１１０をオンオフ切替制御（ＰＷＭ制御）した場合の例を示している。それにより、高電位側電源ＶＭから順に、トランジスタ１０７、モータ１１７、トランジスタ１１０を介して低電位側電源ＧＮＤに流れる電流を制御することができる。

ここで、トランジスタ１１０は、プリドライバ回路１１５が出力するスイッチング信号（ＰＷＭ信号）によってオンオフが制御される。つまり、トランジスタ１１０は、スイッチング信号（ＰＷＭ信号）のパルス幅に応じてオンする時間が制御される。それにより、モータ１１７に流れる電流が制御される。例えば、スイッチング信号のパルス幅が広い（デューティ比が高い）場合、トランジスタ１１０がオンする時間が長くなる。それにより、モータ１１７に流れる電流が上昇する。

一方、トランジスタ１０９をオンし、トランジスタ１０７及びトランジスタ１１０をオフし、トランジスタ１０８をオンオフ切替制御（ＰＷＭ制御）した場合も、同様にモータ１１７に流れる電流を制御することができる。具体的には、トランジスタ１０８は、プリドライバ回路１１５が出力するスイッチング信号（ＰＷＭ信号）によってオンオフが制御される。つまり、トランジスタ１０８は、スイッチング信号のパルス幅に応じてオンする時間が制御される。それにより、モータ１１７に流れる電流が制御される。

なお、本発明の実施の形態にかかる電流制御回路は、トランジスタ１０７〜１１０のうちオンしたトランジスタのゲート−ソース間電圧は、高電位側電源ＶＭと低電位側電源ＧＮＤとの電位差を有するものとする。つまり、当該トランジスタは完全にオン（フルオン）した状態であるものとする。

また、図１に示す回路は、１個の負荷（モータ１１７）を駆動するために１個のＨブリッジ回路が備えられた場合の例である。しかし、ステッピングモータ等を駆動するために２個以上のＨブリッジ回路を備えた回路構成にも適宜変更可能である。

次に、センスＭＯＳ１１６には、モータ１１７に供給される電流値に基づいた電流が流れる。そして、センスＭＯＳ１１６に流れる電流と、センス抵抗１１３と、に基づいてセンス電圧Ｖｓが生成される。なお、アンプ１１８は、トランジスタ１０７のドレイン電圧とセンスＭＯＳ１１６のドレイン電圧とが等しくなるようにトランジスタ１１２に流れる電流を制御する。このようにして調整されたセンス電圧Ｖｓは、ＰＷＭコンパレータ１１４の反転入力端子に入力される。そして、前述のように、プリドライバ回路１１５は、ＰＷＭコンパレータ１１４の比較結果に基づいてスイッチング信号を出力する。

ここで、基準電圧Ｖ１を生成するための抵抗１２０と、センス電圧Ｖｓを生成するためのセンス抵抗１１３と、は互いに同一特性である。なお、同一特性とは、温度変化によって変動する抵抗成分が同等であることをいう。このように、抵抗１２０とセンス抵抗１１３とが互いに同一特性であることにより、温度変化した場合でも互いの温度特性を相殺することができる。つまり、本発明の実施の形態にかかる電流制御回路は、温度特性によらず精度の高い電流を供給することが可能である。

なお、図２〜４に示したような様々な種類の基準電圧Ｖ１の波形は、定電流源１１９の電流値を変化させることにより、容易に生成することができる。つまり、従来技術と同様の出力電流を負荷（モータ１１７）に供給することができる。

ここで、従来技術の電流制御回路（図５）と本発明の実施の形態にかかる電流制御回路（図１）のそれぞれの出力電流を求める。図５に示す従来技術の電流制御回路において、センス抵抗ＳＲ１に流れる電流をＩ１、センス抵抗ＳＲ１の値をＲ１、センス抵抗ＳＲ１の温度変動を＋１０％、センス比（トランジスタＴＲ１／トランジスタ１６）をＺ、基準電圧をＶＲＥＦ、とする。また、ＰＷＭコンパレータ１４の非反転入力端子と反転入力端子に入力される電圧が等しいものとする。

このとき、以下のような式に表すことができる。
通常時の出力電流＝Ｉ１×Ｚ＝（ＶＲＥＦ／Ｒ１）×Ｚ
温度変動時の出力電流＝Ｉ１×Ｚ＝（ＶＲＥＦ／（Ｒ１×１．１））×Ｚ＝０．９１（ＶＲＥＦ／Ｒ１）×Ｚ
このように、図５に示す従来技術の電流制御回路の場合、温度変化によって出力電流が変動する。

一方、図１に示す本発明の実施の形態にかかる電流制御回路において、センス抵抗１１３に流れる電流をＩ１、センス抵抗１１３の値をＲ１、センス抵抗１１３及び抵抗１２０の温度変動を＋１０％、センス比（トランジスタ１０７／トランジスタ１１６）をＺ、基準電流をＩ２とする。また、ＰＷＭコンパレータ１１４の非反転入力端子と反転入力端子に入力される電圧が等しいものとする。

このとき、以下のような式に表すことができる。
通常時の出力電流＝Ｉ１×Ｚ＝（Ｖ１／Ｒ１）×Ｚ＝（（Ｉ２×Ｒ２）／Ｒ１）×Ｚ
温度変動時の出力電流＝（（Ｉ２×Ｒ２×１.１）／（Ｒ１×１.１））×Ｚ＝（（Ｉ２×Ｒ２）／Ｒ１）×Ｚ
このように、図１に示す本発明の実施の形態にかかる電流制御回路の場合、温度変化によって出力電流は変動しない。

このように、本発明の実施の形態にかかる電流制御回路は、センス抵抗１１３と抵抗１２０とが互いに同一特性であることにより、温度変化によらず精度の高い電流を供給することができる。また、電流制御回路は、主として、基準電圧値の温度変動、ＰＷＭコンパレータ１１４のオフセット値の温度変動、センスＭＯＳ１１６とトランジスタ１０７とのセンス比の温度変動、センス抵抗１１３の温度変動、等の温度変化による変動が考えられる。そのうち、本発明の実施の形態にかかる電流制御回路は、抵抗１２０を備えることにより、センス抵抗１１３の温度変動の影響を抑制することができる。また、ＩＣ単価を上げることなく、精度の高い電流供給が可能な電流制御回路を提供することができる。

なお、従来技術で紹介した特許文献２に示す回路と比較して、本発明の実施の形態にかかる電流制御回路は、ミラー回路（センスＭＯＳ１１６、トランジスタ１０７）を流れる電流比は固定である。また、センスＭＯＳ１１６はトランジスタ１０７を流れる電流をモニタするために用いられている。つまり、特許文献２に示す回路と、本発明の実施の形態にかかる電流制御回路とは、回路構成および技術分野がまったく異なる。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、Ｈブリッジ回路１１１は、ＭＯＳトランジスタ１０７〜１１０が備えられた場合を例に説明したが、これに限られない。例えば、トランジスタ１０７、１０９をＰＮＰ型バイポーラトランジスタ、トランジスタ１０８、１１０をＮＰＮ型バイポーラトランジスタとした回路構成にも適宜変更可能である。また、センスＭＯＳ１１６、トランジスタ１１２をＰＮＰ型バイポーラトランジスタとした回路構成にも適宜変更可能である。

また、本発明の実施の形態の説明では、負荷に流れる電流を制御する回路としてＨブリッジ回路を備えた場合を説明したがこれに限られない。例えば、Ｈブリッジ回路に代えて１個のトランジスタによって負荷に流れる電流を制御する回路構成にも適宜変更可能である。

１０７ トランジスタ
１０８ トランジスタ
１０９ トランジスタ
１１０ トランジスタ
１１１ Ｈブリッジ回路
１１２ トランジスタ
１１３ センス抵抗
１１４ ＰＷＭコンパレータ
１１５ プリドライバ回路
１１６ センスＭＯＳ
１１７ モータ
１１８ アンプ
１１９ 定電流源
１２０ 抵抗
１２１ 制御信号生成回路
１５０ 電流制御回路
ＶＤＤ 高電位側電源
ＶＭ 高電位側電源
ＧＮＤ 低電位側電源

Claims (10)

1. 負荷に流れる電流を制御する第１のトランジスタと、
   前記第１のトランジスタに流れる電流に応じた電流が流れる第１の抵抗と、
   前記第１の抵抗と当該第１の抵抗に流れる電流とに基づいて決定される比較電圧と、所定の基準電圧と、に基づいて前記第１のトランジスタを制御するための制御信号を生成する制御信号生成回路と、
   前記基準電圧を生成するための定電流源と、
   前記基準電圧を生成するために前記定電流源に直列に接続された第２の抵抗と、を備えた電流制御回路。
2. 前記制御信号生成回路は、
   前記基準電圧と、前記比較電圧と、を比較して第１の比較結果を出力する第１の比較回路と、
   前記第１の比較結果に基づいて前記制御信号を出力するプリドライバ回路と、を備えた請求項１に記載の電流制御回路。
3. 前記第１のトランジスタに流れる電流に応じた電流が流れる第２のトランジスタをさらに備え、
   前記第１の抵抗には前記第２のトランジスタに流れる電流に応じた電流が流れることを特徴とする請求項１又は２に記載の電流制御回路。
4. 前記第２のトランジスタとカレントミラー接続され、前記負荷に流れる電流をオンオフ切替制御する第３のトランジスタと、
   前記第２のトランジスタの第１の端子の電圧と、前記第３のトランジスタの第１の端子の電圧と、を比較して第２の比較結果を出力する第２の比較回路と、
   前記第２のトランジスタに直列に接続され、前記第２の比較結果に基づいて前記第２のトランジスタを流れる電流を制御する第４のトランジスタと、をさらに備えた請求項３に記載の電流制御回路。
5. 前記第１の抵抗と前記第２の抵抗とは、互いに同一特性であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の電流制御回路。
6. 前記第２及び前記第３のトランジスタは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項４又は５に記載の電流制御回路。
7. 前記第２及び前記第３のトランジスタは、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項４又は５に記載の電流制御回路。
8. 前記第４のトランジスタは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項４〜７のいずれか一項に記載の電流制御回路。
9. 前記第４のトランジスタは、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項４〜７のいずれか一項に記載の電流制御回路。
10. 前記第１のトランジスタに直列に接続された第５のトランジスタと、
    前記第１及び前記第５のトランジスタに並列に接続され、前記第３のトランジスタと直列に接続された第６のトランジスタと、を備え、
    前記負荷は、前記第１及び前記第５のトランジスタを接続するノードと、前記第３及び前記第６のトランジスタを接続するノードと、の間に接続されたことを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の電流制御回路。

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