JP2010193033A - 過電流保護回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】従来の過電流保護回路では、トランジスタの特性ばらつきにより高精度の過電流検出ができないという問題があった。
【解決手段】本発明にかかる過電流保護回路は、負荷2に供給する電流に応じた検出用電流を生成する検出用MOSトランジスタQ2と、バイアス信号1に基づいて電流Iref1を生成するトランジスタ9と、バイアス信号1と異なるバイアス信号2に基づいてIref2を生成し、トランジスタ9と同一サイズのトランジスタ10と、電流Iref1と、電流Iref2と、検出用電流と、に基づいて過電流検出信号を出力するカレントミラー回路と、を備える。このような回路構成により、高精度の過電流検出が可能な過電流保護回路を提供することができる。
【選択図】図1
【解決手段】本発明にかかる過電流保護回路は、負荷2に供給する電流に応じた検出用電流を生成する検出用MOSトランジスタQ2と、バイアス信号1に基づいて電流Iref1を生成するトランジスタ9と、バイアス信号1と異なるバイアス信号2に基づいてIref2を生成し、トランジスタ9と同一サイズのトランジスタ10と、電流Iref1と、電流Iref2と、検出用電流と、に基づいて過電流検出信号を出力するカレントミラー回路と、を備える。このような回路構成により、高精度の過電流検出が可能な過電流保護回路を提供することができる。
【選択図】図1
Description
本発明は、過電流保護回路に関するものであり、特に電流検出の精度を高める技術に関する。
近年、自動車等の車両では、ランプ負荷やモーター負荷の駆動スイッチ素子として、制御回路を備えたパワーMOSFET、つまりIPD(Intelligent Power Device)が車両の電子制御システムの中で用いられている。これらの負荷とIPDとを備えたシステムにおいて、例えば、電子制御システムのターミナル部でのターミナルショートや、配線ショート、負荷ショート等の異常が発生した場合、配線(ワイヤーハーネス)及びIPDを構成するパワーMOSFETに過電流が流れて損傷する可能性がある。そのため、IPDの制御回路として、過電流を検出してパワーMOSFETをオフする回路(過電流保護回路)を備えることが一般的である。ここで、負荷及びパワーMOSFETを安全に保護するために、高精度の過電流保護回路が求められている。
近年の過電流保護回路に関する技術として、例えば、特許文献1に示すような回路が提案されている。図5に、特許文献1に記載された過電流検出回路(過電流保護回路)を用いた負荷駆動回路を示す。図5に示す回路は、電源101から負荷102への電源供給をON/OFF切替するための出力MOSトランジスタMQ1を備えている。この出力MOSトランジスタ(パワーMOSFET)MQ1のドレイン端子は電源101からの入力端子103に接続される。また、出力MOSトランジスタMQ1のソース端子は負荷102への出力端子104に接続される。さらに、出力MOSトランジスタMQ1のゲート端子は、出力MOSトランジスタMQ1をON/OFF切替するための制御信号を出力する(制御電圧を印加する)制御回路105に接続されている。負荷102は、グランド106(例えば車両のフレームなど)に接続されている。
また、図5に示す回路は、出力MOSトランジスタMQ1と構造相似な(ディメンジョンのみが異なり、単位チャネル幅当たりの特性が等しい)電流検出用MOSトランジスタMQ2を備えている。この電流検出MOSトランジスタMQ2と出力MOSトランジスタMQ1とは各々のドレイン端子が入力端子103に共通接続されているとともに、各々のゲート端子が制御回路105に共通接続されている。また、図5に示す回路は、電流検出用MOSトランジスタMQ2と出力MOSトランジスタMQ1との双方のソース端子の間に直列接続された電流検出用抵抗MRSを備えている。
また、図5に示す回路は、カレントミラーを構成するMOSトランジスタMQ3、MQ4を備えている。MOSトランジスタMQ3のソース端子は、検出抵抗MRSと電流検出用MOSトランジスタMQ2との接続点107に接続されている。さらにMOSトランジスタMQ3のゲート端子とドレイン端子とは接続点111にて共通接続されていると共に、MOSトランジスタ109のドレイン端子に接続されている。他方、MOSトランジスタMQ4のソース端子は、出力MOSトランジスタMQ1のソース端子と検出抵抗MRSとの接続点108に接続されている。さらに、MOSトランジスタMQ4のゲート端子は接続点111に共通接続されている。加えて、MOSトランジスタMQ4のドレイン端子は、接続点112を介してMOSトランジスタ110のドレイン端子に接続されている。MOSトランジスタ109、110のゲート端子はバイアス信号の供給源に共通接続する一方で、それらのソース端子は入力端子103に共通接続されている。過電流検出信号は、接続点112から取り出される。
ここで、何らかの原因で、負荷102を接続する配線が外れて車両のフレームにショートしたり、電子制御システムのターミナルで端子104がグランド端子に接触したりした場合を考える。この場合、出力MOSトランジスタMQ1を介して電源101−グランド106間がショートし、出力MOSトランジスタMQ1に過電流が流れる異常状態を示す。このような異常状態が発生した場合には、出力MOSトランジスタMQ1をOFF状態に切り替えたり、あるいは出力MOSトランジスタMQ1に流れる電流を抑制したりすることにより、出力MOSトランジスタMQ1を保護する必要がある。このような過電流検出の動作について以下に簡単に説明する。
電源電圧端子101から負荷102に供給される電源電圧は、MQ1によりON/OFF切替が制御される。つまり、制御回路105から出力された制御信号によって、MQ1のソース−ドレイン間の接続が制御される。MQ1とMQ2は構造相似であるため、MQ1に流れる電流が大きくなると(例えば10A)、MQ1とMQ2の相似比(例えば、10000:1)に基づいて、MQ2に流れる電流も大きくなる(例えば10A/10000=1mA)。それにより、接続点107の電位Vs及び接続点111の電位V1は上昇する。したがって、MQ4のドレイン−ソース間を流れる電流は大きくなる。なお、MQ3とMQ4は構造相似である。
このMQ4のソース−ドレイン間を流れる電流が、MOSトランジスタ110によって設定されたしきい値電流Iref2(例えば50uA)を越える場合には、接続点112を経由して出力される過電流検出信号がハイレベルからロウレベルに反転するため、過電流状態であると判定することができる。他方、MQ1に流れる電流が小さい場合には、MQ4がオンして流れる電流はしきい値電流Iref2よりも小さくなる。このとき、接続点112を経由して出力される過電流検出信号はハイレベルの状態を維持するため、過電流状態ではないと判定することができる。
ここで、図5に示す回路の場合、過電流かどうかを判定する基準となる基準電流(例えばIref2)と、出力MOSトランジスタMQ1を流れる電流と、に基づいて過電流を検出するために、各トランジスタ(例えば、MQ3、MQ4、MOSトランジスタ109、110)のサイズを調整する必要がある。つまり、互いに構造相似なトランジスタであってもそれぞれのサイズが異なる。そのため、各トランジスタの製造過程における特性ばらつきや、周囲の温度条件による特性ばらつきを抑制することができない。それにより、高精度の過電流検出ができないという問題があった。
さらに具体的には、図5に示す回路の場合、MOSトランジスタ109及びMOSトランジスタ110には共通のバイアス信号が印加されている。したがって、MOSトランジスタ109及びMOSトランジスタ110を流れる電流比が固定されてしまう。この場合、各トランジスタのサイズを調整することにより、基準電流(例えばIref2)と、出力MOSトランジスタMQ1を流れる電流と、を制御する必要がある。そのため、上述のように各トランジスタの製造過程における特性ばらつきや、周囲の温度条件による特性ばらつきを抑制することができない。それにより、高精度の過電流検出ができないという問題があった。
上述のように、従来の過電流保護回路では、トランジスタの特性ばらつきにより高精度の過電流検出ができないという問題があった。
本発明にかかる過電流保護回路は、負荷(本発明の実施の形態1における負荷2)に供給する電流に応じた検出用電流を生成する検出用トランジスタ(本発明の実施の形態1における検出用MOSトランジスタQ2)と、第1の制御信号に基づいて第1の基準電流を生成する第1の電流源トランジスタ(本発明の実施の形態1におけるトランジスタ9)と、第1の制御信号と異なる第2の制御信号に基づいて第2の基準電流を生成し、前記第1の電流源トランジスタと同一サイズの第2の電流源トランジスタ(本発明の実施の形態1におけるトランジスタ10)と、前記第1の基準電流と、前記第2の基準電流と、前記検出用電流と、に基づいて過電流検出信号を出力するカレントミラー回路と、を備える。
上述のような回路構成により、高精度の過電流検出が可能である。
本発明により、高精度の過電流検出が可能な過電流保護回路を提供することができる。
以下では、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。各図面において、同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略される。
発明の実施の形態1
本発明の実施の形態1について図面を参照して説明する。図1に示すように、本発明の実施の形態1における過電流保護回路は、負荷2に供給される過電流を保護するための回路である。
本発明の実施の形態1について図面を参照して説明する。図1に示すように、本発明の実施の形態1における過電流保護回路は、負荷2に供給される過電流を保護するための回路である。
まず、図1に示す回路の構成について説明する。図1に示す回路は、負荷2と、電圧制御回路5と、定電流を出力するトランジスタ(第1の電流源トランジスタ)9と、定電流を出力するトランジスタ(第2の電流源トランジスタ)10と、出力MOSトランジスタQ1と、検出用MOSトランジスタ(検出用トランジスタ)Q2と、トランジスタ(第1のミラートランジスタ)Q3と、トランジスタ(第2のミラートランジスタ)Q4と、抵抗素子(抵抗)RSと、を備える。ここで、図1の回路は、電源電圧端子1から負荷2に電源電圧を供給する際、出力MOSトランジスタQ1のソース−ドレイン間に流れる電流に基づいて過電検出する機能を有する。なお、本発明の実施の形態においては、トランジスタ9及びトランジスタ10がPチャネル型MOSトランジスタの場合を例に説明する。また、本実施の形態においては、出力MOSトランジスタQ1と、検出用MOSトランジスタQ2と、トランジスタQ3と、トランジスタQ4とが、Nチャネル型MOSトランジスタの場合を例に説明する。また、便宜上、電源電圧端子1に供給される電圧を電源電圧1と称す。また、接地電圧端子6に供給される電圧を接地電圧6と称す。
図1に示す回路において、出力MOSトランジスタQ1は、電源電圧端子1から負荷2への電源供給をON/OFF切替制御する。この出力MOSトランジスタQ1のドレイン端子は、電源電圧端子1からの高電位側接続端子3に接続される。出力MOSトランジスタQ1のソース端子は、負荷2への低電位側接続端子4に接続される。さらに、出力MOSトランジスタQ1のゲート端子は、出力MOSトランジスタQ1をON/OFF切替するための制御信号を出力する(制御電圧を印加する)電圧制御回路5の出力端子に接続される。負荷2は、接地電圧端子6(例えば車両のフレームなど)に接続される。
検出用MOSトランジスタQ2は、出力MOSトランジスタMQ1と構造相似な(ディメンジョンのみが異なり、単位チャネル幅当たりの特性が等しい)素子により構成される。この検出用MOSトランジスタQ2のドレイン端子は、高電位側接続端子3に接続される。また、検出用MOSトランジスタQ2のゲート端子は、電圧制御回路5の出力端子に接続される。また、検出用MOSトランジスタQ2のソース端子と出力MOSトランジスタQ1のソース端子との間に抵抗素子RSが直列に接続される。
トランジスタQ3とトランジスタQ4とは互いにカレントミラーを構成している。具体的には、トランジスタQ3のソース端子は、抵抗素子RSの一方の端子と検出用MOSトランジスタQ2のソース端子との接続点7に接続される。トランジスタQ3のゲート端子とドレイン端子とは接続点11において共通接続される。さらに、接続点11にはトランジスタ9のドレイン端子が共通接続される。他方、トランジスタQ4のソース端子は、出力MOSトランジスタQ1のソース端子と抵抗素子RSの他方の端子との接続点8に共通接続される。さらに、トランジスタQ4のゲート端子は、接続点11に共通接続される。加えて、トランジスタQ4のドレイン端子は、接続点12を介してトランジスタ10のドレイン端子に接続される。トランジスタ9のゲート端子は、バイアス信号1の供給源に接続される。また、トランジスタ10のゲート端子は、バイアス信号1の供給源とは異なるバイアス信号2の供給源に接続される。トランジスタ9のソース端子とトランジスタ10のソース端子は、それぞれ高電位側接続端子3に共通接続される。過電流検出信号は、接続点12から取り出される。
なお、トランジスタQ3とトランジスタQ4とは、互いに同一サイズの素子により構成される。なお、同一サイズとは、同一サイズにより設計されたものであって、製造過程における製造ばらつきや温度特性のばらつき等が略同一であるものをいう(以下、特に断りがない限り、同一サイズと称す)。同様に、トランジスタ9とトランジスタ10とは、互いに同一サイズの素子により構成される。
次に、図1に示す回路の動作について説明する。出力MOSトランジスタQ1と検出用MOSトランジスタQ2とは相互に相似構造である。ここで、この2つのトランジスタにおいて、ゲート−ソース端子間の電位差とドレイン−ソース間の電位差とが相互に同一であると仮定する。この場合において、検出用MOSトランジスタQ2のドレイン−ソース間には、検出用MOSトランジスタQ2と出力MOSトランジスタQ1との相似比に応じた電流(チャネル幅の比の電流)が流れる。例えば、出力MOSトランジスタQ1と検出用MOSトランジスタQ2との相似比が1000:1であるとする。このとき、出力MOSトランジスタQ1に流れる電流に対し1/1000の電流が検出用MOSトランジスタQ2に流れる。この電流比の場合、例えば、出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に流れる電流が10Aの場合には、検出用MOSトランジスタQ2のドレイン−ソース間に流れる電流は10mAである。
ただし、実際には、図1に示す回路は抵抗素子RSを備えている。したがって、検出用MOSトランジスタQ2のドレイン−ソース間の電流は、上記の電流比と比較して、抵抗素子RSによる電圧降下に応じた誤差が生じる。このため、本実施例の形態においては、高精度の過電流保護動作を実現するために、検出用抵抗RSの電圧降下を極力小さい値(例えば0.1V以下)に設定することが望ましい。
例えば、抵抗素子RSとして、5Ω程度の抵抗を使用することにより、検出用抵抗RSの電圧降下は0.05Vに設定できる。また、抵抗素子RSとしてAL抵抗を用いることにより、抵抗値の製造上の公差を小さくすることができる。つまり、過電流検出の精度を高めることができる。
図1に示す回路は、前述のようにトランジスタQ3とトランジスタQ4とは互いに同一サイズの素子である。また、トランジスタQ3のソースに抵抗素子RSを備えているため、トランジスタQ3とトランジスタQ4とは相互にソース電位が異なる。したがって、トランジスタQ3のドレイン−ソース間と、トランジスタQ4のドレイン−ソース間と、にそれぞれ異なる電流を流すことによって、所望の電流値で過電流検出の判定を行うことができる。そこで、バイアス信号2(第2の制御信号)によりトランジスタ10のドレイン−ソース間を流れる電流(第2の基準電流)Iref2を制御する。また、バイアス信号1(第1の制御信号)によりトランジスタ9のドレイン−ソース間を流れる電流(第1の基準電流)Iref1を制御する。それにより、例えば、電流Iref1と電流Iref2とが、Iref2>Iref1を示すように調整することができる。
まず、電圧制御回路5からのOFF制御により出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に電流が流れていない場合について考える。この場合、検出用MOSトランジスタQ2のドレイン−ソース間にも電流が流れない。したがって、接続点7の電位Vsは上昇しない。また、接続点11の電位V1も上昇しない。そのため、トランジスタQ4のドレイン−ソース間には電流が流れない。よって、接続点12からハイレベルの過電流検出信号が出力される。これにより、出力MOSトランジスタQ1を流れる電流は過電流状態ではないと判定することができる。
次に、電圧制御回路5からのON制御により出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に電流が流れている場合で、かつ、ショートなどが発生していない正常状態の場合について考える。この場合、出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間には6Aの正常電流が流れるものと仮定する。また、出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に10Aを越える電流が流れた場合には、過電流が流れる異常状態であると判定するものと仮定する。
まず、出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に正常電流(例えば、6A)が流れる。この場合には、検出用MOSトランジスタQ2のドレイン−ソース間には、相似比に応じて例えば6mAの電流が流れる。そのため、接続点7の電位Vsおよび接続点11の電位V1は上昇する。したがって、トランジスタQ4のドレイン−ソース間には電流が流れる。しかし、この電流はトランジスタ10のドレイン−ソース間に流れる電流Iref2(例えば、50uA)には達しない。したがって、接続点12からハイレベルの過電流検出信号が出力される。これにより、出力MOSトランジスタQ1を流れる電流は過電流状態ではないと判定することができる。
これらに対し、例えば、ショートなどの異常が発生し、出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に10Aを越える過電流(例えば11A)が流れる場合について考える。この場合には、検出用MOSトランジスタQ2のドレイン−ソース間には、相似比に応じて、11mAの電流が流れる。また、接続点7の電位Vsおよび接続点11の電位V1は上昇する。それにより、トランジスタQ4のドレイン−ソース間には電流(例えば、55uA)が流れる。このとき、この電流はトランジスタ10のドレイン−ソース間に流れる電流Iref2(例えば、50uA)を超える。よって、過電流検出信号がハイレベルからロウレベルに反転する。これにより、出力MOSトランジスタQ1を流れる電流は過電流状態と判定することができる。
ここで、過電流検出値Ioc(接続点12から出力される過電流検出信号の電流値)は、以下の(式1)で表すことができる。
(式1)において、Aは(出力MOSトランジスタQ1のチャネル幅)/(検出用MOSトランジスタQ2のチャネル幅)を示す。RSは抵抗素子RSの抵抗値を示す。Bは(Iref2/Iref1)を示す。L3はトランジスタQ3のチャネル長を示す。W3はトランジスタQ3のチャネル幅を示す。L4はトランジスタQ4のチャネル長を示す。W4はトランジスタQ4のチャネル幅を示す。Vgs1はトランジスタQ3のゲート−ソース間電圧を示す。VtはトランジスタQ3及びトランジスタQ4の物性Vt(MOSしきい値)を示す。
(式1)において、Aは(出力MOSトランジスタQ1のチャネル幅)/(検出用MOSトランジスタQ2のチャネル幅)を示す。RSは抵抗素子RSの抵抗値を示す。Bは(Iref2/Iref1)を示す。L3はトランジスタQ3のチャネル長を示す。W3はトランジスタQ3のチャネル幅を示す。L4はトランジスタQ4のチャネル長を示す。W4はトランジスタQ4のチャネル幅を示す。Vgs1はトランジスタQ3のゲート−ソース間電圧を示す。VtはトランジスタQ3及びトランジスタQ4の物性Vt(MOSしきい値)を示す。
なお、トランジスタ9とトランジスタ10とは互いに同一サイズの素子により構成される。同様に、トランジスタQ3とトランジスタQ4とは同一サイズの素子により構成される。したがって、(式1)は以下の(式4)で表すことができる。
ただし、L9はトランジスタ9のチャネル長を示す。W9はトランジスタ9のチャネル幅を示す。Vrefはバイアス信号2とバイアス信号1との間の電位差を示す。βp=Cox・μpは、トランジスタ9のチャネル部の単位面積容量×トランジスタ9の移動度を示す。βn=Cox・μnは、トランジスタQ3のチャネル部の単位面積容量×トランジスタQ3の移動度を示す。
ただし、L9はトランジスタ9のチャネル長を示す。W9はトランジスタ9のチャネル幅を示す。Vrefはバイアス信号2とバイアス信号1との間の電位差を示す。βp=Cox・μpは、トランジスタ9のチャネル部の単位面積容量×トランジスタ9の移動度を示す。βn=Cox・μnは、トランジスタQ3のチャネル部の単位面積容量×トランジスタQ3の移動度を示す。
ここで、(式4)より、過電流検出値Iocは、トランジスタQ3、Q4のしきい値電圧Vtに依存しないことがわかる。つまり、過電流検出値Iocは、トランジスタQ3とトランジスタQ4との製造上の公差及び温度に対して感じない。すなわち、トランジスタQ3とトランジスタQ4との製造過程における特性のばらつきや、周囲の温度条件による特性ばらつきの影響を互いに抑制(相殺)することが可能である。それにより、高精度の過電流検出が可能である。
また、バイアス信号1とバイアス信号2には、それぞれ異なる電位を設定することができる。したがって、トランジスタ9とトランジスタ10とが相互に同一サイズの素子により形成された場合でも、それぞれに流れる電流を異なる電流値に制御することができる。つまり、過電流かどうかを判定する基準となる基準電流と、出力MOSトランジスタQ1を流れる電流と、に基づいて過電流を検出するために、各トランジスタのサイズを調整する必要がない。したがって、過電流検出値Iocは、トランジスタ9とトランジスタ10との製造上の公差及び温度に対して感じない。つまり、トランジスタ9とトランジスタ10との製造過程における特性のばらつきや、周囲の温度条件による特性ばらつきの影響を互いに抑制(相殺)することが可能である。それにより、高精度の過電流検出が可能である。
発明の実施の形態2
本発明の実施の形態2について図面を参照して説明する。図2に示すように、本発明の実施の形態2における過電流保護回路は、負荷2に供給される過電流を保護するための回路である。図2に示す回路は、図1に示す回路と比較して、トランジスタQ3、Q4の各ゲート端子が接続点11に接続されていたが、代わりに接続点12に接続される。また、過電流検出信号は接続点12から出力されていたが、代わりに接続点11から出力される。その他の回路構成は、図1に示す回路の場合と同様であるため説明を省略する。
本発明の実施の形態2について図面を参照して説明する。図2に示すように、本発明の実施の形態2における過電流保護回路は、負荷2に供給される過電流を保護するための回路である。図2に示す回路は、図1に示す回路と比較して、トランジスタQ3、Q4の各ゲート端子が接続点11に接続されていたが、代わりに接続点12に接続される。また、過電流検出信号は接続点12から出力されていたが、代わりに接続点11から出力される。その他の回路構成は、図1に示す回路の場合と同様であるため説明を省略する。
次に、図2に示す回路の動作について説明する。例えば、出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に正常電流(例えば、6A)が流れる。この場合、検出用MOSトランジスタQ2のドレイン−ソース間には、相似比に応じて例えば6mAの電流が流れる。そのため、接続点7の電位Vsが上昇する。
一方、接続点12は、トランジスタQ4のドレイン−ソース間の電圧降下に基づいた電位を有する。この電圧降下は、ゲートとドレインが共通接続されたトランジスタQ4と、トランジスタ10のドレイン−ソース間を流れる電流Iref2と、に基づいた電位となる。この接続点12の電位がトランジスタQ3のゲート端子に供給される。
ここで、トランジスタQ3のゲート−ソース間電圧に基づいて、トランジスタQ3のドレイン−ソース間を流れる電流が制御される。例えば、接続点7の電位Vsが上昇した場合、トランジスタQ3のゲート−ソース間電圧が小さくなる。したがって、トランジスタQ3のドレイン−ソース間を流れる電流は小さくなる。ここで、トランジスタQ3のドレイン−ソース間を流れる電流が、トランジスタ9のドレイン−ソース間を流れる電流Iref1よりも大きい場合には、接続点11からロウレベルの過電流検出信号が出力される。これにより、出力MOSトランジスタQ1を流れる電流は過電流状態ではないと判定することができる。
一方、検出用MOSトランジスタQ2のドレイン−ソース間の電流値がさらに上昇した場合(過電流が流れた場合)を考える。この場合、接続点7の電位Vsがさらに上昇する。そのため、トランジスタQ3のドレイン−ソース間を流れる電流がさらに小さくなる。ここで、トランジスタQ3のドレイン−ソース間を流れる電流が、電流Iref1よりも小さい場合には、接続点11からハイレベルの過電流検出信号が出力される。これにより、出力MOSトランジスタQ1を流れる電流は過電流状態であると判定することができる。つまり、図2に示す回路は、正常状態においてはロウレベル、過電流検出時にはハイレベルの過電流検出信号を出力する。その他の動作については、図1に示す回路の場合と同様であるため、説明を省略する。このような回路構成により、発明の実施の形態1の場合と同様の効果を得ることできる。
発明の実施の形態3
本発明の実施の形態3について図面を参照して説明する。図3に示すように、本発明の実施の形態3における過電流保護回路は、負荷2に供給される過電流を保護するための回路である。図2に示す回路では、負荷2が低電位側接続端子4と接地電圧端子6との間に設けられていた。しかし、図3に示す回路は、代わりに負荷2が電源電圧端子1と高電位側接続端子3との間に設けられている。そして、低電位側接続端子4は接地電圧端子6に直接接続される。
本発明の実施の形態3について図面を参照して説明する。図3に示すように、本発明の実施の形態3における過電流保護回路は、負荷2に供給される過電流を保護するための回路である。図2に示す回路では、負荷2が低電位側接続端子4と接地電圧端子6との間に設けられていた。しかし、図3に示す回路は、代わりに負荷2が電源電圧端子1と高電位側接続端子3との間に設けられている。そして、低電位側接続端子4は接地電圧端子6に直接接続される。
また、図2に示す回路では、トランジスタ9のソースとトランジスタ10のソースとが高電位側接続端子3に接続されていた。しかし、図3に示す回路は、代わりにトランジスタ9のソースとトランジスタ10のソースとが高電位側接続端子14に接続される。そして、高電位側接続端子14は、電源電圧端子13に接続される。また、電圧制御回路5の代わりにロウサイド用に適した制御電圧を出力する電圧制御回路15を備える。その他の回路構成は、図2に示す回路の場合と同様であるため説明を省略する。また、動作についても図2に示す回路の場合と同様であるため説明を省略する。このような回路構成により、発明の実施の形態1の場合と同様の効果を得ることができる。
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、図3に示す回路は、接続点11から過電流検出信号を出力する回路構成について説明したが、これに限られない。例えば、接続点12から過電流検出信号を出力するような回路構成の場合でも適用可能である。なお、この場合、トランジスタQ3のゲート及びトランジスタQ4のゲートは、接続点12には接続されず、代わりに接続点11に接続される。
発明の実施の形態4
次に本発明の実施の形態4について図面を参照して説明する。図4に示すように、本発明の実施の形態4における過電流保護回路は、負荷2に供給される過電流を保護するための回路である。図4に示す回路は、過電流を検出した場合に出力MOSトランジスタQ1を一定の電流値に抑制(電流制限)する過電流保護回路である。また、図4に示す回路は図2に示す回路と比較して、トランジスタ(制御用トランジスタ)Q5と、ツェナーダイオード16と、をさらに備える。なお、本発明の実施の形態においては、トランジスタQ5がNチャネル型MOSトランジスタである場合を例に説明する。
次に本発明の実施の形態4について図面を参照して説明する。図4に示すように、本発明の実施の形態4における過電流保護回路は、負荷2に供給される過電流を保護するための回路である。図4に示す回路は、過電流を検出した場合に出力MOSトランジスタQ1を一定の電流値に抑制(電流制限)する過電流保護回路である。また、図4に示す回路は図2に示す回路と比較して、トランジスタ(制御用トランジスタ)Q5と、ツェナーダイオード16と、をさらに備える。なお、本発明の実施の形態においては、トランジスタQ5がNチャネル型MOSトランジスタである場合を例に説明する。
トランジスタQ5のソースは、ツェナーダイオード16の陽極端子と共に低電位側接続端子4に接続されている。トランジスタQ5のドレインは、出力MOSトランジスタQ1のゲートと電圧制御回路5の出力端子との接続点に接続されている。トランジスタQ5のゲートはツェナーダイオード16の陰極端子と共に接続点11に接続されている。ツェナーダイオード16は、トランジスタQ3、Q4を過電圧から保護するために備えられる。したがって、トランジスタQ3、Q4は低耐圧構造の素子を用いることができる。それにより、素子面積の削減及び過電流検出精度を向上させることができる。なお、トランジスタQ3、Q4を形成する素子として低耐圧構造の素子を用いない場合には、ツェナーダイオード16は不要である。その他の回路構成は図2の場合と同様であるため説明を省略する。
次に、図4に示す回路の動作について説明する。なお、接続点11から過電流検出信号が出力されるまでの動作は、図2に示す回路の場合と同様であるため説明を省略する。つまり、出力MOSトランジスタQ1のソース−ドレイン間に正常電流が流れる場合には、接続点11からロウレベルの過電流検出信号が出力される(接続点11の電位が小さくなる)。出力MOSトランジスタQ1のソース−ドレイン間に過電流が流れる場合には、接続点11からハイレベルの過電流検出信号が出力される(接続点11の電位が大きくなる)。
図4に示す回路は、トランジスタQ5を備えることによりフィードバック系を構成している。したがって、出力MOSトランジスタQ1に過電流が流れないように安定的に制御することができる。その動作について具体的に説明する。出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に過電流が流れる場合、接続点11の電位が上昇する。したがって、MOSトランジスタQ5がより強く導通状態を示す。それにより、出力MOSトランジスタQ1のゲートに印加される電位が小さくなる。つまり、出力MOSトランジスタQ1のソース−ドレイン間に流れる電流が小さくなるように制御される。
一方、出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に正常電流が流れる場合、接続点11の電位が下降する。したがって、MOSトランジスタQ5がより強く非導通状態を示す。それにより、出力MOSトランジスタQ1のゲートに印加される電位が大きくなる。つまり、出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に流れる電流が大きくなるように制御される。このようなフィードバック系の回路構成を採用することにより、出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間に流れる電流を安定的に抑制することができる。また、このような回路構成により、発明の実施の形態1で示したように高精度の過電流検出信号を出力することができる。つまり、出力MOSトランジスタQ1のドレイン−ソース間を流れる電流を高精度に制御することができる。
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、図4に示す回路は、接続点11から過電流検出信号を出力する回路構成について説明したが、これに限られない。例えば、接続点12から過電流検出信号を出力するような回路構成の場合でも適用可能である。なお、この場合、トランジスタQ3のゲート及びトランジスタQ4のゲートは、接続点12には接続されず、代わりに接続点11に接続される。また、接続点12と、トランジスタQ5のゲートとツェナーダイオード16の陰極端子との接続点と、の間に、接続点12から出力される過電流検出信号を反転する回路を備える必要がある。
以上のように、本発明の実施の形態に示す過電流保護回路は、トランジスタQ3とトランジスタQ4とが相互に同一サイズの素子により構成される。また、トランジスタ9とトランジスタ10とが相互に同一サイズの素子により構成される。したがって、過電流検出値Iocは、トランジスタ9とトランジスタ10との製造上の公差及び温度に対して感じない。同様に、過電流検出値Iocは、トランジスタQ3とトランジスタQ4との製造上の公差及び温度に対して感じない。つまり、各トランジスタの製造過程における特性のばらつきや、周囲の温度条件による特性ばらつきの影響を互いに抑制(相殺)することが可能である。それにより、高精度の過電流検出が可能である。
さらに具体的には、バイアス信号2とバイアス信号2とには、それぞれ異なる電位を設定することができる。したがって、トランジスタ9とトランジスタ10とが相互に同一サイズの素子により形成された場合でも、それぞれに流れる電流を異なる電流値に制御することが可能である。つまり、過電流かどうかを判定する基準となる基準電流と、出力MOSトランジスタQ1を流れる電流と、に基づいて過電流を検出するために、各トランジスタのサイズを調整する必要がない。したがって、過電流検出値Iocは、トランジスタ9とトランジスタ10との製造上の公差及び温度に対して感じない。同様に、過電流検出値Iocは、トランジスタQ3とトランジスタQ4との製造上の公差及び温度に対して感じない。つまり、各トランジスタの製造過程における特性のばらつきや、周囲の温度条件による特性ばらつきの影響を互いに抑制(相殺)することが可能である。それにより、高精度の過電流検出が可能である。
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、上記実施の形態では、トランジスタQ3、Q4がNチャネル型MOSトランジスタの場合を例に説明したがこれに限られない。例えば、トランジスタQ3、Q4がNPN型バイポーラトランジスタの場合でも適用可能である。MOS構造のトランジスタを使用した場合、その相対精度はチャネル幅とチャネル長の積の平方根に逆比例することが知られている。つまり、MOSトランジスタにおいて相対精度を向上させる場合、面積が増大する可能性がある。一方、バイポーラトランジスタを使用した場合、小さな面積でもより精度の高い相対精度を得ることができる。
1 電源電圧端子
2 負荷
3 高電位側接続端子
4 低電位側接続端子
5 電圧制御回路
6 接地電圧端子
7 接続点
8 接続点
9 トランジスタ
10 トランジスタ
11 接続点
12 接続点
13 電源電圧端子
14 高電位側接続端子
15 電圧制御回路
16 ツェナーダイオード
Q1 出力MOSトランジスタ
Q2 検出用MOSトランジスタ
Q3 トランジスタ
Q4 トランジスタ
Q5 トランジスタ
RS 抵抗素子
2 負荷
3 高電位側接続端子
4 低電位側接続端子
5 電圧制御回路
6 接地電圧端子
7 接続点
8 接続点
9 トランジスタ
10 トランジスタ
11 接続点
12 接続点
13 電源電圧端子
14 高電位側接続端子
15 電圧制御回路
16 ツェナーダイオード
Q1 出力MOSトランジスタ
Q2 検出用MOSトランジスタ
Q3 トランジスタ
Q4 トランジスタ
Q5 トランジスタ
RS 抵抗素子
Claims (14)
- 負荷に供給する電流に応じた検出用電流を生成する検出用トランジスタと、
第1の制御信号に基づいて第1の基準電流を生成する第1の電流源トランジスタと、
第1の制御信号と異なる第2の制御信号に基づいて第2の基準電流を生成し、前記第1の電流源トランジスタと同一サイズの第2の電流源トランジスタと、
前記第1の基準電流と、前記第2の基準電流と、前記検出用電流と、に基づいて過電流検出信号を出力するカレントミラー回路と、を備えた過電流保護回路。 - 前記カレントミラー回路は、
前記第1の電流源トランジスタと直列に接続された第1のミラートランジスタと、
前記第2の電流源トランジスタと直列に接続され、前記第1のミラートランジスタと同一サイズの第2のミラートランジスタと、
前記第1の電流源トランジスタと前記第1のミラートランジスタを介して直列に接続された抵抗と、を備え、
前記第1のミラートランジスタと前記抵抗との接続ノード上に前記検出電流が供給されることを特徴とする請求項1に記載の過電流保護回路。 - 前記第1のミラートランジスタと前記第2のミラートランジスタとは、NチャネルMOSトランジスタであって、
前記第1のミラートランジスタのドレイン端子が、当該第1のミラートランジスタのゲート端子と前記第2のミラートランジスタのゲート端子とに接続され、前記第2の基準電流と前記第2のミラートランジスタを流れる電流に基づいて過電流検出信号を出力することを特徴とする請求項2に記載の過電流保護回路。 - 前記第1のミラートランジスタと前記第2のミラートランジスタとは、NチャネルMOSトランジスタであって、
前記第2のミラートランジスタのドレイン端子が、当該第2のミラートランジスタのゲート端子と前記第1のミラートランジスタのゲート端子とに接続され、前記第1の基準電流と前記第1のミラートランジスタを流れる電流に基づいて過電流検出信号を出力することを特徴とする請求項2に記載の過電流保護回路。 - 前記第1のミラートランジスタと前記第2のミラートランジスタは、NPN型バイポーラトランジスタであって、
前記第1のミラートランジスタのコレクタが、当該第1のミラートランジスタのベースと前記第2のミラートランジスタのベースとに接続され、前記第2の基準電流と前記第2のミラートランジスタを流れる電流に基づいて過電流検出信号を出力することを特徴とする請求項2に記載の過電流保護回路。 - 前記第1のミラートランジスタと前記第2のミラートランジスタは、NPN型バイポーラトランジスタであって、
前記第2のミラートランジスタのコレクタが、当該第2のミラートランジスタのベースと前記第1のミラートランジスタのベースとに接続され、前記第1の基準電流と前記第1のミラートランジスタを流れる電流に基づいて過電流検出信号を出力することを特徴とする請求項2に記載の過電流保護回路。 - 前記第1の制御信号と前記第2の制御信号は、それぞれ異なる電位を有することを特徴とする請求項1〜6のいずれか一項に記載の過電流保護回路。
- 前記過電流検出信号に基づいて、前記負荷に供給する電流を制御する出力トランジスタのオンオフを制御する制御用トランジスタをさらに備えた請求項1〜7のいずれか一項に記載の過電流保護回路。
- 前記制御用トランジスタは、NチャネルMOSトランジスタであって、
当該制御用トランジスタのドレイン端子に前記出力トランジスタのゲート端子が接続され、当該制御用トランジスタのソース端子に前記出力トランジスタのソース端子が接続され、当該制御用トランジスタのゲート端子に前記過電流検出信号が供給されることを特徴とする請求項8に記載の過電流保護回路 - 陰極端子に前記制御用トランジスタのゲート端子が接続され、陽極端子に前記出力トランジスタのソース端子が接続されたツェナーダイオードをさらに備えた請求項9に記載の過電流保護回路。
- 前記第1の電流源トランジスタと前記第2の電流源トランジスタとは、PチャネルMOSトランジスタであることを特徴とする請求項1〜10のいずれか一項に記載の過電流保護回路。
- 前記負荷は、当該負荷に供給する電流を制御する出力トランジスタと高電位側電源との間に接続されたことを特徴とする請求項1〜11のいずれか一項に記載の過電流保護回路。
- 前記負荷は、当該負荷に供給する電流を制御する出力トランジスタと低電位側電源との間に接続されたことを特徴とする請求項1〜11のいずれか一項に記載の過電流保護回路。
- 請求項1〜13のいずれか一項に記載の過電流保護回路と、
前記負荷に供給する電流を制御する出力トランジスタと、
前記出力トランジスタの制御端子に制御電圧を印加することによって、当該出力トランジスタに流れる電流をオンオフ切替制御する制御回路と、を備えた負荷駆動回路。
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