JP2007218664A - 電流検出装置 - Google Patents
電流検出装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007218664A JP2007218664A JP2006037777A JP2006037777A JP2007218664A JP 2007218664 A JP2007218664 A JP 2007218664A JP 2006037777 A JP2006037777 A JP 2006037777A JP 2006037777 A JP2006037777 A JP 2006037777A JP 2007218664 A JP2007218664 A JP 2007218664A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resistor
- current detection
- current
- voltage
- input terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Abstract
【課題】本発明は、少ない部品点数、低コスト、小型で、かつ高精度の電流検出ができる電流検出装置を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明は、バッテリ陽極側の電位を基準とする第1の基準電源と、この第1の基準電源と前記負荷回路との間に接続された電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗の両端の電位を入力段とするオペアンプと、前記電流検出用抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて、所定の増幅率で出力する増幅手段と、前記電流検出用抵抗の両端の電圧値を分圧する分圧手段と、前記オペアンプの非反転入力端子(+)および反転入力端子(−)に接続される前記分圧手段と前記第1の基準電源の陽極側に接続される定電圧発生回路とを有することを特徴とする。
【選択図】図1
【解決手段】本発明は、バッテリ陽極側の電位を基準とする第1の基準電源と、この第1の基準電源と前記負荷回路との間に接続された電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗の両端の電位を入力段とするオペアンプと、前記電流検出用抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて、所定の増幅率で出力する増幅手段と、前記電流検出用抵抗の両端の電圧値を分圧する分圧手段と、前記オペアンプの非反転入力端子(+)および反転入力端子(−)に接続される前記分圧手段と前記第1の基準電源の陽極側に接続される定電圧発生回路とを有することを特徴とする。
【選択図】図1
Description
本発明は、自動車電装品などに用いられる負荷装置に流れる電流を検出することによって負荷装置を制御するのに用いる電流検出装置に関する。
スイッチング電源等の出力側に設けられる電流検出装置の原理を以下に述べる。
電流検出装置は、スイッチング電源の出力ラインに接続された電流検出用抵抗の両端の電位差より電流値を算出するのが一般的である。
この電流検出装置は、例えば、特許文献1(特開2001−108712号公報)に示される。
電流検出装置は、スイッチング電源等の出力の損失低減を図るために抵抗値の小さいものを用いている。図8のように、電流検出抵抗2の一端は、電流制限抵抗5を介してオペアンプ11の非反転入力端子(+)に接続されている。
また、電流検出抵抗2の他端は、電流制限抵抗4を介してオペアンプ11の反転入力端子(−)に接続されている。オペアンプ11の出力段から反転入力帰還抵抗10を介して反転入力端子(−)に接続されている。
電流検出抵抗2の両端の電位は電流制限抵抗4と反転入力帰還抵抗10によって増幅される。また、オペアンプ11は駆動するために内部電源を要する。
しかし、オペアンプ11を内部電源(+)とGND付近の電圧で駆動した場合、オペアンプ11の非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)にノイズが入力されたとき、誤動作する恐れがある。
図2のように電流検出用抵抗2の両端の検出電圧が小さい電流検出装置であっても、単一電源で駆動することが可能な電流検出装置を提供することを目的としている。
この回路の特徴として、分圧抵抗6、7とプルアップ抵抗12、13の働きにより、オペアンプ11の反転入力端子(−)と非反転入力端子(+)をGNDの電位を基準として所定の高さの電位に底上げすることが可能になる。したがって、電源とGNDの電位によってオペアンプ11を駆動しても、ノイズによる誤動作が生じることがない。
さらに詳説すると、オペアンプ11の非反転入力端子(+)及び反転入力端子(−)の電位は、電流検出抵抗2の検出電圧が小さい場合でも、分圧抵抗6、7やプルアップ抵抗12、13の分圧電圧となり、0V付近の動作ではなく、より高い電圧での動作が可能になる。
したがって、電流検出抵抗2の両端検出電圧が小さい場合でも、ノイズの影響を受けることなく、正確に電流を検出することが可能になる。
なお、分圧抵抗6、7及びプルアップ抵抗12、13の抵抗値として、全てに同一抵抗値の抵抗を用いれば、オペアンプ11の非反転入力端子(+)及び反転入力端子(−)が分圧によって底上げされる電圧で同一になる。
したがって、オペアンプ11の非反転入力端子(+)及び反転入力端子(−)の電位は、電流検出抵抗2で検出された電圧に基づく電圧となる。この場合には、電流制御回路へ出力される電流検出信号は、図8に示す場合と同様となる。
図2のように従来、抵抗値の小さい電流検出用抵抗2の両端の電位差より電流値を算出することが一般的である。
前述したように、電源とGNDの電位によってオペアンプ11を駆動しても、ノイズによる誤動作が生じることがないことを述べた。しかし、この電流検出装置には以下の問題点がある。
電流検出装置の検出抵抗2としては、電流値の損失を低減させるために、検出抵抗2の抵抗値は小さいものを使用している。また、電流検出装置において、より精度の高いものを必要とするため、各抵抗の電流制限抵抗4、5、分圧抵抗6、7、プルアップ抵抗12、13の微小なバラツキでもオペアンプ11の出力段の値は変動する。
上記の課題に対処し、本発明は、少ない部品点数、低コスト、小型で、かつ高精度の電流検出ができる電流検出装置を提供することを目的とする。
本発明は、バッテリ陽極側の電位を基準とする第1の基準電源と、この第1の基準電源と前記負荷回路との間に接続された電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗の両端の電位を入力段とするオペアンプと、前記電流検出用抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて、所定の増幅率で出力する増幅手段と、前記電流検出用抵抗の両端の電圧値を分圧する分圧手段と、前記オペアンプの非反転入力端子(+)および反転入力端子(−)に接続される前記分圧手段と前記第1の基準電源の陽極側に接続される定電圧発生回路とを有することを特徴とする。
定電圧発生回路を設けることで、電流制限抵抗、分圧抵抗のバラツキの影響を小さくすることができる。つまり、分圧抵抗素子のバラツキによるオペアンプの入力端子の電圧変動への影響を低減させることができる。
本発明によれば、少ない部品点数、低コスト、小型で、かつ高精度の電流検出ができる電流検出装置を提供することができる。
また、本発明の電流検出装置は、自動車用モータのみならず油圧制御用フェールセーフバルブやイグニッションコイル、バッテリ電流検出など、検出電流の精度が要求される負荷回路にも適用可能である。
以下、添付の図面に示す実施の形態について説明する。
図1において、本電流検出装置は、バッテリ陽極側電源電圧源1(バッテリ陽極側の電位を基準とする第1の基準電源)とGNDの間に設けられた電流検出用抵抗2と負荷回路3と、電流検出用抵抗2の両端とオペアンプ11の間に設けられた抵抗とで構成される。
オペアンプ11の非反転入力端子(+)と電流検出用抵抗2の一端との間には、電流制限抵抗5が設けられ、オペアンプ11の非反転入力端子(+)と電流制限抵抗5の間から分圧抵抗6、8を介してGNDに接続されている。
オペアンプ11の反転入力端子(−)と電流検出用抵抗2の他端との間には、電流制限抵抗4が設けられ、オペアンプ11の非反転入力端子(−)と電流制限抵抗4の間から分圧抵抗7、8を介してGNDに接続されている。
オペアンプ11の反転入力端子(−)と出力端子との間には、帰還抵抗10が設けられている。また、分圧抵抗6、7と分圧抵抗8との接続点とバッテリ陽極側電源電圧源1との間には定電圧発生回路を設けられている。
増幅手段は、オペアンプ11と電流制限抵抗4、5と帰還抵抗10により構成され、増幅率は帰還抵抗10と電流制限抵抗4との比で決定される。
更に本発明の実施例について、図2に示す従来例と比べながら説明を加える。
図2において、バッテリ陽極側電源電圧源1が12Vで、電流負荷3が0Aで、電流検出用抵抗2が1mΩで、且つ各抵抗の電流制限抵抗4、5、分圧抵抗6、7、プルアップ抵抗12、13が0.1%のバラツキであるとき、オペアンプ11の出力段でのバラツキは12Aとなり電流検出の精度に大きく影響する。また、自動車のバッテリ電圧は変動範囲が大きいため、これも精度を劣化させる要因となる。バッテリ電圧1が6V〜16Vまで変動する場合、オペアンプ11の入力変動は10V×0.1%=10mV。つまり、10A分の検出値の変動を生ずる。
図1に示す本発明の実施例と、図2に示す従来例とを比べると、本発明はオペアンプ11の非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)の各入力端子の分圧手段と第1の基準電源の陽極側に接続される定電圧発生回路100を設けたところに特徴がある。
この定電圧発生回路100を設けることで、電流制限抵抗、分圧抵抗のバラツキの影響を小さくすることができる。つまり、分圧抵抗素子のバラツキによるオペアンプの入力端子の電圧変動への影響を低減させることができる。これにより、少ない部品点数、低コスト、小型で、かつ高精度の電流検出ができる電流検出装置を提供することができる。
更に図1に沿って説明を加える。
負荷回路3に流れる電流を検出する電流検出装置は、バッテリ陽極側電源電圧源1と、バッテリ陽極側電源電圧源1と負荷回路3との間に接続された電流検出用抵抗2と、該電流検出用抵抗2の両端の電位を入力段とするオペアンプ11と、電流検出用抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて、所定の増幅率で出力する増幅手段と、該電流検出用抵抗2の両端の電圧値をそれぞれ分圧する手段を構成する電流制限抵抗4、5、分圧抵抗6、7とを有する。
上記分圧手段は、電流検出用抵抗2の両端と増幅手段の入力端子の間にそれぞれ設けられた電流制限抵抗4、5と、上記増幅手段の入力端子とバッテリ陽極側電源電圧源1の陰極側との間にそれぞれ設けられた分圧抵抗6、7、8と有する。
また、上記増幅率は電流制限抵抗4と反転入力帰還抵抗10との比により決定される。オペアンプ11の非反転入力端子(+)と反転入力端子(−)の上記分圧手段の陰極側には定電圧発生回路が接続されている。
図1の回路構成に基づいた動作説明をする。
この回路は、負荷回路3によってバッテリ陽極側電源電圧源1から流れる電流を電流検出用抵抗2の両端の電位差により電流を検出する回路である。電流検出抵抗2の両端のハイレベル電圧を電流制限抵抗5と分圧抵抗6により分圧された分圧値をオペアンプ11の非反転入力端子(+)に入力し、電流検出抵抗2の両端のローレベル電圧を電流制限抵抗4と分圧抵抗7により分圧された分圧値をオペアンプ11の反転入力端子(−)に入力する。
このとき、電流検出抵抗2の両端の各電圧を分圧するとき、定電圧発生回路100により分圧抵抗6,7と分圧抵抗8との間の電圧は指定した定電圧値となり、この定電圧値とバッテリ陽極側電源電圧源1との間で分圧される。
各入力端子の入力電圧の差分を電流制限抵抗4と反転入力帰還抵抗10との比による増幅率させ、オペアンプ11の出力とする。
ここで、従来技術の場合と同様に電流検出精度を算出する。図3に示す他の実施例は、定電圧発生回路に5Vのツェナーダイオード9を実装したとする。また、バッテリ陽極側電源電圧源1が12Vで、負荷回路3が0Aで、電流検出用抵抗2が1mΩで、且つ各抵抗の電流制限抵抗4、5と分圧抵抗6、7、8が0.1%のバラツキであるとする。
このとき、ツェナーダイオード9のアノード側の電位は5Vであるので、分圧段での基準電源電圧Vzは5Vとなる。オペアンプ11の入力端子での電位Voutは下記式(1)より、素子のバラツキを考慮して計算すると、Voutは7mVとなる。これを電流に換算すると、7Aとなる。したがって、各抵抗の電流制限抵抗4、5と分圧抵抗6、7、8のバラツキによる影響が従来技術と比較して5A小さくできる。
Vout=(R6×VB+R5×VZ)/(R5+R6)・・・・・・・・・・(1)
一方、分圧抵抗8(R8)の定数を計算する。ツェナーダイオード9のアノード側の電位をVZ、バッテリ陽極側電源電圧源1をVBとしたとき式(2)のように表される。分圧抵抗6をR6、分圧抵抗7をR7とする。
一方、分圧抵抗8(R8)の定数を計算する。ツェナーダイオード9のアノード側の電位をVZ、バッテリ陽極側電源電圧源1をVBとしたとき式(2)のように表される。分圧抵抗6をR6、分圧抵抗7をR7とする。
(VB−VZ)/VB>R8/(R8+R6//R7)・・・・・・・・・・・(2)
ここで、バッテリ陽極側電源電圧源1のVBが6V、ツェナーダイオードのアノード側の電位のVZ=5Vであるとすると、
R8/(R8+R6//R7)<1/6・・・・・・・・・・・・・・・・・・(3)
となり、オペアンプの出力段が同相入力範囲を超えないR6またはR7の定数を2kΩとしたとき、これを計算するとR8は400Ω以下であることがわかる。
ここで、バッテリ陽極側電源電圧源1のVBが6V、ツェナーダイオードのアノード側の電位のVZ=5Vであるとすると、
R8/(R8+R6//R7)<1/6・・・・・・・・・・・・・・・・・・(3)
となり、オペアンプの出力段が同相入力範囲を超えないR6またはR7の定数を2kΩとしたとき、これを計算するとR8は400Ω以下であることがわかる。
また、図6のようにバッテリ電源の陽極側と負荷回路の間にノーマルコイル18や過電流保護回路90が付加されても効果は変わらない。
このように、負荷回路3に流れる電流を検出する電流検出装置において、各抵抗の電流制限抵抗4、5と分圧抵抗6、7、8のバラツキによる検出精度の低下を避けるため、定電圧発生回路を設けることで解決できる。また、定電圧発生回路100としてツェナーダイオード9を設けることでより安価で上記の精度を実現できる。
また、図3の実施例は、オペアンプ11の非反転入力端子(+)に第2の基準電圧発生回路110を設けることで、出力電圧のレンジの中点に設定できる。それによって、検出範囲を最大に活用できる。
更に図4は、図3に示す分圧抵抗8に替えて定電流回路16を設けた電流検出装置の回路構成を有する。
更にまた図5は、図4に示す定電流回路16に替えてトランジスタ14、抵抗15、第
3の基準電圧電源17を設けた電流検出装置の回路構成を有する。
3の基準電圧電源17を設けた電流検出装置の回路構成を有する。
図7は図1に第3の基準電圧電源17を設けた電流検出装置の回路構成を有する。
1…バッテリ陽極側電源電圧源、2…電流検出用抵抗、3…負荷回路、4…電流制限抵抗、5…電流制限抵抗、6…分圧抵抗、7…分圧抵抗、8…分圧抵抗、9…ツェナーダイオード、10…反転入力帰還抵抗、11…オペアンプ、12…プルアップ抵抗、13…プルアップ抵抗、14…トランジスタ、15…抵抗、16…定電流回路、17…第3の基準電圧電源、18…ノーマルコイル、100…定電圧発生回路、110…第2の基準電圧発生回路。
Claims (3)
- 負荷回路に流れる電流を検出する電流検出装置において、
バッテリ陽極側の電位を基準とする第1の基準電源と、この第1の基準電源と前記負荷回路との間に接続された電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗の両端の電位を入力段とするオペアンプと、前記電流検出用抵抗に流れる電流値と電流の方向に基づいて、所定の増幅率で出力する増幅手段と、前記電流検出用抵抗の両端の電圧値を分圧する分圧手段と、前記オペアンプの非反転入力端子(+)および反転入力端子(−)に接続される前記分圧手段と前記第1の基準電源の陽極側に接続される定電圧発生回路と、を有することを特徴とする電流検出装置。 - 請求項1記載の電流検出装置において、
前記増幅手段は、前記バッテリ陽極側の電圧を基準電圧とすることを特徴とする電流検出装置。 - 請求項1記載の電流検出装置において、
前記分圧手段は、前記電流検出用抵抗の両端と前記増幅手段の入力端子の間にそれぞれ設けられた分圧抵抗と、前記増幅手段の入力端子と前記第1の基準電源の陰極側との間にそれぞれ設けられた分圧抵抗と、を有することを特徴とする電流検出装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006037777A JP2007218664A (ja) | 2006-02-15 | 2006-02-15 | 電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006037777A JP2007218664A (ja) | 2006-02-15 | 2006-02-15 | 電流検出装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007218664A true JP2007218664A (ja) | 2007-08-30 |
Family
ID=38496151
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006037777A Pending JP2007218664A (ja) | 2006-02-15 | 2006-02-15 | 電流検出装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2007218664A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011133345A (ja) * | 2009-12-24 | 2011-07-07 | Denso Corp | 電圧検出装置 |
CN110045173A (zh) * | 2019-05-24 | 2019-07-23 | 杭州科工电子科技有限公司 | 一种双向电流检测电路 |
CN113671244A (zh) * | 2021-08-06 | 2021-11-19 | 优利德科技(中国)股份有限公司 | 放大模块、检测采样装置及信号采样放大方法 |
-
2006
- 2006-02-15 JP JP2006037777A patent/JP2007218664A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011133345A (ja) * | 2009-12-24 | 2011-07-07 | Denso Corp | 電圧検出装置 |
CN110045173A (zh) * | 2019-05-24 | 2019-07-23 | 杭州科工电子科技有限公司 | 一种双向电流检测电路 |
CN110045173B (zh) * | 2019-05-24 | 2024-02-06 | 杭州科工电子科技股份有限公司 | 一种双向电流检测电路 |
CN113671244A (zh) * | 2021-08-06 | 2021-11-19 | 优利德科技(中国)股份有限公司 | 放大模块、检测采样装置及信号采样放大方法 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5093037B2 (ja) | 負荷駆動回路 | |
KR100991699B1 (ko) | 정전압 회로 및 그 동작 제어 방법 | |
CN107528297B (zh) | 过电流保护电路 | |
WO2014199816A1 (ja) | 過電流検出回路 | |
WO2014203704A1 (ja) | ボルテージレギュレータ | |
JP2012159870A (ja) | ボルテージレギュレータ | |
CN111355456A (zh) | 具有故障检测的电流监视器 | |
US7994771B2 (en) | Current measurement circuit, current detection circuit and saturation prevention and recovery circuit for operational amplifier | |
CN102809964A (zh) | 电压检测电路、ecu、具备ecu的汽车 | |
CN102057573B (zh) | 负载电路的过电流保护装置 | |
JP5130835B2 (ja) | 差動増幅回路とそれを用いた電流制御装置 | |
JP2007218664A (ja) | 電流検出装置 | |
US7057445B2 (en) | Bias voltage generating circuit and differential amplifier | |
JP2008011585A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP2014057404A (ja) | 過電流検出回路及び電流制限回路 | |
JP2006262677A (ja) | 電流検出方法 | |
JP6658269B2 (ja) | 過電流検出回路 | |
JP5989171B1 (ja) | 電流検出回路、及びその回路を備えた車両用電子制御装置 | |
WO2018092475A1 (ja) | 配線異常検出装置 | |
JP2009065809A (ja) | 電力変換装置およびその電流検出方法 | |
US20140092515A1 (en) | Electromagnetic coil drive device | |
EP3503395B1 (en) | Current detector for bidirectional switching power supply | |
JP4908889B2 (ja) | 低電圧検出回路 | |
JP2021141443A (ja) | 半導体集積回路装置および電流検出回路 | |
JP2013085382A (ja) | スイッチングレギュレータとその制御方法 |