JP5093037B2 - 負荷駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、負荷に電流を流すための負荷駆動回路に関する。

従来から、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子を用いて電流を流すことによって負荷を駆動させる負荷駆動回路は、様々な分野で利用されている。負荷駆動回路のアプリケーションの１例として、励磁コイルに電圧を印加して磁気力によって可動鉄心に直接直線的な運動を与えるリニアソレノイドは、負荷駆動回路により出力された制御電流に応じて油圧をリニアに制御することができ、カーエレクトロニクス等の分野においてブレーキの油圧制御や車の自動変速機に利用されている。

図６は、従来から用いられている負荷駆動回路の構成を示すブロック図である。この負荷駆動回路は、検出抵抗１、負荷２、差動増幅器４、積分器５、出力半導体素子８、Ａ／Ｄ変換器１０、制御部１１、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）調整回路１２、駆動回路１３、及び電源１５で構成されており、制御部１１による指示電流値と同じ電流をコイル等の負荷２に流す働きを行う。

検出抵抗１は、負荷２の上流側に配置され、電源１５から出力半導体素子８を介して負荷２に流れる電流Ｉ_ｏを受けて電圧に変換する。この検出抵抗１は、半導体で形成することにより、出力半導体素子８や他の回路とともに１つのチップ上に構成することができるため、低価格且つ小型化を実現することができる。

差動増幅器４は、演算増幅器４０、抵抗４１、及び抵抗４２により構成され、負荷２に流れる電流が検出抵抗１を流れる際に、検出抵抗１の両端に発生する電圧を増幅して出力する。差動増幅器４により出力された電圧は、負荷２に流れる電流値の大きさに対応し、負荷２に流れる電流の制御等に利用される。

積分器５は、抵抗５０とコンデンサ５１とにより構成され、差動増幅器４により出力された電圧を平滑化して出力する。すなわち、積分器５は、負荷２に流れる電流値の平均値に応じた電圧を出力するということもできる。

出力半導体素子８は、一般的にＦＥＴが使用され、電源１５から負荷２への電力供給経路に直列に接続され、後述する駆動回路によりゲートに印加された駆動電圧に基づくオン／オフ動作（ＰＷＭ制御）により負荷２に流れる電流Ｉ_ｏを制御する。なお、出力半導体素子８は、バイポーラトランジスタでもよい。

Ａ／Ｄ変換器１０は、一般的に、温度に対して安定した基準電圧源１８による出力電圧Ｖ_ｒと積分器５による出力電圧Ｖ_ａｄｃとを比較し、負荷２に流れる電流Ｉ_ｏに対応するデジタルの検出電流値を出力する。なお、基準となる電圧Ｖ_ｒは、一般的に積分器５による出力電圧Ｖ_ａｄｃよりも高い電圧となるように設定されている。

制御部１１は、例えばＣＰＵであり、任意の動作を行わせるために負荷２に流す電流値を演算し、指示電流値として出力する。

ＰＷＭ調整回路１２は、制御部１１により出力された指示電流値と、Ａ／Ｄ変換器１０により出力された検出電流値とを比較し、負荷２に流れる電流が制御部１１による指示電流値と等しくなるように調整したＰＷＭ信号を出力する。

駆動回路１３は、ＰＷＭ調整回路１２により出力されたＰＷＭ信号に基づき、出力半導体素子８をオン／オフ制御して負荷２に電流を流す。

すなわち図６に示す従来の負荷駆動回路は、上述した構成を有することにより、負荷２に流れる電流が制御部１１による指示電流値に一致するようにフィードバック制御を行うものである。

特許文献１には、リニアソレノイドの配線系またはコイルのグランドショート時の状態を短時間に検出し、駆動段としてのトランジスタや抵抗素子等の劣化、破壊を防止するリニアソレノイド故障検出装置が記載されている。このリニアソレノイド故障検出装置は、駆動電流の大きさに応じて所定の変位量を得るリニアソレノイドと、駆動電流を制御するための駆動回路と、駆動電流に対応する出力値を検出する電流検出回路と、電流検出回路の出力値を積分する抵抗素子とコンデンサとからなる積分回路と、積分回路における抵抗素子に並列に接続され、電流検出回路からの出力値の立ち上がりに追従し、電流検出回路からの出力値 に対応した所定値を積分回路からの出力値に加算する電気素子とを備える。

したがって、このリニアソレノイド故障検出装置によれば、リニアソレノイドがグランドショートとなると電流検出回路からの出力値が急峻な立ち上がりとなるが、抵抗素子に並列に接続されたダイオードを介して積分回路の出力値に直ちに反映されるので、積分回路からの出力電圧がフェイル判定電圧以上となるまでのグランドショート故障検出時間が極めて少ない時間で済み、リニアソレノイドの駆動段としてのトランジスタや抵抗素子の劣化、破壊を防止することができる。
特開２０００−１１４０３９号公報 Ｇａｂｒｉｅｌ Ａｌｆｏｎｓｏ Ｒｉｎｃｏｎ−Ｍｏｒａ， "Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ，" Ｗｉｌｅｙ Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ． Ｇｒｅｂｅｎｅ， "Ｂｉｐｏｌａｒ ａｎｄ ＭＯＳ Ａｎａｌｏｇ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｄｅｓｉｇｎ，" Ｗｉｌｌｅｙ Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ．

図６に示す従来の負荷駆動回路において、負荷２に電流Ｉ_ｏが流れる際にＡ／Ｄ変換器１０に入力される電圧Ｖ_ａｄｃの大きさは、以下の式で表される。

ここで、Ｒ_ｓは、検出抵抗１の抵抗値である。また、Ｇは、差動増幅器４の利得を示す値である。差動増幅器４の利得Ｇは、演算増幅器４０を用いているため、環境温度に対して非常に安定している。ところが、検出抵抗１の抵抗値Ｒ_ｓは、半導体で形成されているため、製造プロセスによるばらつき（例えば注入する不純物濃度のばらつき等）を生じる。そこで、従来の負荷駆動回路は、抵抗値Ｒ_ｓのばらつきを補正するために、差動増幅器４の利得Ｇを調整する機能を有するものもある。

しかしながら、半導体で形成された検出抵抗１の抵抗値Ｒ_ｓは、さらに数百〜数千ｐｐｍ／℃の温度係数を有するという問題がある。このため、Ａ／Ｄ変換器１０に入力される電圧Ｖ_ａｄｃに温度特性が生じてしまい、その結果、負荷２に流れる電流Ｉ_ｏは、フィードバック制御を行うに際し、温度に応じて変化してしまうという問題がある。検出抵抗１の温度特性を予め把握し、その温度特性を補正するような温度特性を例えば差動増幅器４に与えることも考えられるが、検出抵抗１の温度特性は、プロセスによりばらつくため、補正が難しいという問題点もある。

本発明は上述した従来技術の問題点を解決するもので、温度変動が生じた場合においても、適切な電流制御を行い、設定電流値と同じ値の電流を負荷に流す負荷駆動回路を提供することを課題とする。

本発明に係る負荷駆動回路は、上記課題を解決するために、直流電源から負荷への電力供給経路に直列に接続されオン／オフ動作により負荷に流れる電流を制御する第１半導体素子を有する負荷駆動回路において、前記第１半導体素子のオン／オフを制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号生成部により生成されたＰＷＭ信号に基づき前記第１半導体素子を駆動する駆動回路と、前記第１半導体素子及び前記負荷に直列接続され、前記負荷に流れる電流を検出するための半導体により形成された第１抵抗と、周囲の温度環境の変化に影響されることなく前記第１抵抗に流れる電流に応じたモニター電流を出力する電流検出部と、前記電流検出部により出力されたモニター電流をモニター電圧に変換して出力する第２抵抗と、前記第２抵抗により出力されたモニター電圧を平滑化する積分器と、周囲の温度環境の変化に影響されることなく一定の電流を出力する電流源と、前記電流源により出力された電流に基づき基準電圧を出力する第３抵抗と、前記第３抵抗により出力された基準電圧を基準とし、前記積分器により平滑化されたモニター電圧をＡ／Ｄ変換して前記負荷に流れる電流の検出電流値を出力するＡ／Ｄ変換器とを備え、前記ＰＷＭ信号生成部は、目標とする電流値と前記Ａ／Ｄ変換器により出力された検出電流値とに基づき、前記負荷に目標とする電流が流れるように前記ＰＷＭ信号を調整することを特徴とする。

本発明によれば、温度変動が生じた場合においても、適切な電流制御を行い、設定電流値と同じ値の電流を負荷に流すことができる。

以下、本発明の負荷駆動回路の実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。

以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施例１の負荷駆動回路の構成を示すブロック図である。また図２は、図１に示す負荷駆動回路の電流出力増幅器６の詳細な構成の１例を示す回路図である。また図３は、図１に示す負荷駆動回路の電流源７の詳細な構成の１例を示す回路図である。

まず、本実施の形態の構成を説明する。本実施例の負荷駆動回路は、図１に示すように、検出抵抗１、積分器５、電流出力増幅器６、電流源７、出力半導体素子８、Ａ／Ｄ変換器１０、制御部１１、ＰＷＭ調整回路１２、駆動回路１３、電源１５、抵抗１６、及び抵抗１７で構成され、負荷２を駆動する。

制御部１１は、従来技術と同様に例えばＣＰＵであり、任意の動作を行わせるために負荷２に流す電流値を演算し、指示電流値として出力する。この制御部１１は、負荷駆動回路の外部に存在して外部信号を負荷駆動回路に入力するものとしてもよい。

ＰＷＭ調整回路１２は、本発明のＰＷＭ信号生成部に対応し、出力半導体素子８のオン／オフを制御するためのＰＷＭ信号を生成する。また、ＰＷＭ調整回路１２は、制御部１１により指示電流値として与えられた目標とする電流値と、後述するＡ／Ｄ変換器１０により出力された検出電流値とに基づき、負荷２に目標とする電流が流れるようにＰＷＭ信号を調整する。

駆動回路１３は、ＰＷＭ調整回路１２により生成されたＰＷＭ信号に基づき出力半導体素子８を駆動する。

出力半導体素子８は、本発明の第１半導体素子に対応し、直流電源である電源１５から負荷２への電力供給経路に直列に接続され、オン／オフ動作により負荷２に流れる電流を制御する。

検出抵抗１は、本発明の第１抵抗に対応し、出力半導体素子８及び負荷２に直列接続され、負荷２に流れる電流を検出するために設けられた抵抗であり、半導体により形成されている。また、本実施例において、検出抵抗１の抵抗値はＲ_ｓとする。この検出抵抗１は、半導体で形成することにより、出力半導体素子８や他の回路とともに１つのチップ上に構成することができるため、低価格且つ小型化を実現することができる。

電流出力増幅器６は、本発明の電流検出部に対応し、周囲の温度環境の変化に影響されることなく検出抵抗１に流れる電流に応じたモニター電流Ｉ_ｍｏｎを出力する。本実施例において、電流出力増幅器６は、図２に示すように、トランジスタ６０、抵抗６５、演算増幅器６７、カレントミラー６８、及び差動増幅器６９により構成される。さらに、差動増幅器６９は、抵抗６１，６２，６３，６４、及び演算増幅器６６により構成される。

検出抵抗１に電流Ｉ_ｏが流れる際に、検出抵抗１の両端の電圧は、抵抗６１，６２，６３，６４及び演算増幅器６６により増幅され、電圧Ｖ_ｄｉｆとして出力される。ここで、抵抗６１，６２，６３，６４の各々の抵抗値をＲ_６１，Ｒ_６２，Ｒ_６３，Ｒ_６４とし、Ｒ_６１＝Ｒ_６２、Ｒ_６３＝Ｒ_６４となるように各抵抗値を選択すると、差動増幅器６９による出力電圧Ｖ_ｄｉｆは、以下に示す式により表される。

差動増幅器６９の出力電圧Ｖ_ｄｉｆは、演算増幅器６７の正相入力端子に入力される。演算増幅器６７によりトランジスタ６０のエミッタ側にＶ_ｄｉｆが発生するため、トランジスタ６０に流れる電流Ｉ_１は、以下の式により表される。

したがって、カレントミラー６８は、この電流Ｉ_１に等しい電流値を有する検出電流Ｉ_ｍｏｎを出力する。検出電流Ｉ_ｍｏｎは、以下の式により表される。

電流出力増幅器６は、（４）式に示すように、抵抗６１，６２，６３，６４，６５及び検出抵抗１を同一の材料且つ同一サイズで形成することにより、プロセスばらつきや温度変動に関係なく、負荷２に流れる電流Ｉ_ｏを抵抗比倍した電流Ｉ_ｍｏｎを出力することができる。すなわち、電流Ｉ_ｍｏｎは、周囲の温度環境の変化に応じて変動することはない。

抵抗１６は、本発明の第２抵抗に対応し、電流出力増幅器６により出力されたモニター電流Ｉ_ｍｏｎをモニター電圧Ｖ_ａに変換して出力する。

積分器５は、抵抗５０とコンデンサ５１とにより構成され、抵抗１６により出力されたモニター電圧Ｖ_ａを平滑化し、モニター電圧Ｖ_ｍｏｎとして出力する。なお、積分器５は、必ずしも必須の構成要素ではなく、例えばサンプル・ホールド回路等を適用することも可能である。

電流源７は、周囲の温度環境の変化に影響されることなく一定の電流を出力する。本実施例において、電流源７は、図３に示すように、抵抗７０，７１，７２、トランジスタ７３，７４，７５、及びカレントミラー７６により構成され、温度変動に対して安定した出力を有する電流源となる。ここで、抵抗７０，７１，７２の各々の抵抗値をＲ_７０，Ｒ_７１，Ｒ_７２とする。なお、図３に示す電流源７の回路構成図は、例えば非特許文献１に記載されている。

図３において、トランジスタ７３とトランジスタ７４のエミッタ面積の比率は、１：Ｎに構成されている。この場合において、抵抗７０の両端の電位差は、Ｖ_Ｔｌｎ（Ｎ）となる。ここで、ｋをボルツマン定数、ｑを電荷、Ｔを絶対温度とすると、Ｖ_Ｔは、Ｖ_Ｔ＝ｋ・Ｔ／ｑで表される。したがって、抵抗７０に流れる電流をＩ_ｐｏｓとすると、Ｉ_ｐｏｓは、以下の式で表される。

電流Ｉ_ｐｏｓは、絶対温度Ｔに比例するため、環境温度が上昇するにつれて電流Ｉ_ｐｏｓも上昇する。また抵抗７２は、トランジスタ７３とトランジスタ７４に同じ電流を流すために設けられた抵抗である。一方、抵抗７１に流れる電流Ｉ_ｎｅｇは、以下の式で表される。

ここで、Ｖ_ｂｅ７５は、トランジスタ７５のベース・エミッタ間電圧Ｖ_ｂｅであり、一般的には温度に対して−２ｍＶ／℃で変化する。電流源７から出力される電流Ｉ_ｒｅｆの電流値は、カレントミラー７６により電流Ｉ_ｐｏｓと電流Ｉ_ｎｅｇとが加算された値となる。したがって、電流Ｉ_ｒｅｆは、以下の式で表される。

（７）式に示すように、電流源７は、抵抗７０，７１の抵抗値Ｒ_７０，Ｒ_７１を選択することにより、温度に対して正に変化する電流Ｉ_ｐｏｓと、負に変化する電流Ｉ_ｎｅｇとの割合を調整することができる。したがって、電流源７は、適切な抵抗値を有する抵抗７０，７１を備えることにより、温度特性を有さない（周囲の温度環境に左右されない）電流源を実現することができる。

Ｎは、上述したようにトランジスタ７３とトランジスタ７４の面積比である。したがって、抵抗７０と抵抗７１とを同じ材料・サイズで形成することにより、電流Ｉ_ｒｅｆは、プロセスばらつきや温度変化に対して安定したものとすることができる。ただし、抵抗７０，７１の抵抗値Ｒ_７０，Ｒ_７１がプロセスばらつきにより変化した場合には、電流Ｉ_ｒｅｆの絶対値が変化するので、本負荷駆動回路は、例えば製造時等において電流Ｉ_ｒｅｆの絶対値を調整するトリミング機能を必要とする。あるいは、電流Ｉ_ｒｅｆの絶対値を調整する代わりに、適切な抵抗値の抵抗１７を選択して設けることにより、基準電圧Ｖ_ｒｅｆが所定の値になるように調整する方法もある。

抵抗１７は、本発明の第３抵抗に対応し、電流源７により出力された電流Ｉ_ｒｅｆに基づき基準電圧Ｖ_ｒｅｆを出力する。なお、抵抗１６と抵抗１７とは、温度に対する抵抗値変化の割合を示す温度係数が同一であるものとする。これを実現するために、例えば、抵抗１６と抵抗１７とは、同一の材質且つ同一のサイズで形成されているものとする。これにより、抵抗１６，１７の各々の抵抗値をＲ_１６，Ｒ_１７とすると、抵抗の比率（Ｒ_１６／Ｒ_１７）は、温度変動の影響を受けない。

Ａ／Ｄ変換器１０は、抵抗１７により出力された基準電圧Ｖ_ｒｅｆを基準とし、積分器５により平滑化されたモニター電圧Ｖ_ｍｏｎをＡ／Ｄ変換して、負荷２に流れる電流の検出電流値を出力する。上述したように抵抗の比率（Ｒ_１６／Ｒ_１７）は、温度変動の影響を受けないため、Ａ／Ｄ変換器１０は、モニター電圧Ｖ_ｍｏｎを基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比較してＡ／Ｄ変換を行う際に、温度変動の影響を受けることはない。

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。まず、制御部１１は、負荷２に流す電流値を演算し、指示電流値として出力する。ＰＷＭ調整回路１２は、制御部１１により出力された指示電流値に基づき、出力半導体素子８のオン／オフを制御するためのＰＷＭ信号を生成して出力する。

駆動回路１３は、ＰＷＭ調整回路１２により出力されたＰＷＭ信号に基づき出力半導体素子８を駆動する。すなわち、出力半導体素子８は、駆動回路１３の印加電圧に基づくオン／オフ動作により電源１５から負荷２に流れる電流を制御する。

負荷２に流れる電流は、検出抵抗１にも流れるため、検出抵抗１により電圧に変換されて電流出力増幅器６に入力される。電流出力増幅器６は、上述したようにＲ_６１＝Ｒ_６２、Ｒ_６３＝Ｒ_６４となるように各抵抗値を選択して構成することにより、（４）式に示すモニター電流Ｉ_ｍｏｎを出力する。このモニター電流Ｉ_ｍｏｎは、検出抵抗１に流れる電流Ｉ_ｏを抵抗比（（Ｒ_ｓ・Ｒ_６３）／（Ｒ_６５・Ｒ_６１））倍した値である。抵抗６１，６２，６３，６４，６５及び検出抵抗１を同一の材料且つ同一サイズで形成することにより、各抵抗は同様の温度係数を有するため、抵抗比（（Ｒ_ｓ・Ｒ_６３）／（Ｒ_６５・Ｒ_６１））の値は温度が変動しても一定値を維持し、モニター電流Ｉ_ｍｏｎは、周囲の温度が変動したとしてもその影響を受けない。また、当該抵抗比（（Ｒ_ｓ・Ｒ_６３）／（Ｒ_６５・Ｒ_６１））の値は、プロセスばらつきによっても変動することはなく、一定値を維持する。

抵抗１６は、電流出力増幅器６により出力されたモニター電流Ｉ_ｍｏｎをモニター電圧Ｖ_ａに変換し、積分器５に対して出力する。積分器５は、入力されたモニター電圧Ｖ_ａを平滑化し、モニター電圧Ｖ_ｍｏｎとして出力する。

一方、電流源７は、図３に示す構成を有し、適切な抵抗７０及び抵抗７１を選択して構成することにより、周囲の温度環境の変化に影響されることなく一定の電流Ｉ_ｒｅｆを出力することができる。この電流Ｉ_ｒｅｆは、抵抗１７により基準電圧Ｖ_ｒｅｆに変換され、Ａ／Ｄ変換器１０に入力される。また、抵抗１６と抵抗１７とは、上述したように同一の材質且つ同一のサイズで形成されているため同様の温度係数を有し、抵抗の比率（Ｒ_１６／Ｒ_１７）は、温度変動の影響を受けない。なお、抵抗７０，７１の抵抗値Ｒ_７０，Ｒ_７１に上述したようなプロセスばらつきが生じる場合があるため、電流源７を大量生産した場合における個々の電流源７は、例えば室温環境等において電流Ｉ_ｒｅｆの絶対値が所定の値となるように調整する必要がある。

Ａ／Ｄ変換器１０は、抵抗１７により出力された基準電圧Ｖ_ｒｅｆを基準とし、積分器５により平滑化されたモニター電圧Ｖ_ｍｏｎをＡ／Ｄ変換して、負荷２に流れる電流の検出電流値を出力する。抵抗１６，１７はそれぞれ温度係数を有するため、Ａ／Ｄ変換器１０に入力される基準電圧Ｖ_ｒｅｆ及びモニター電圧Ｖ_ｍｏｎは、温度変動に応じて変化するが、各抵抗に同様の温度係数を持たせることにより抵抗の比率（Ｒ_１６／Ｒ_１７）が温度変動の影響を受けないため、Ａ／Ｄ変換器１０は、モニター電圧Ｖ_ｍｏｎを基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比較してＡ／Ｄ変換を行う際に、温度変動の影響を受けることなく負荷２に流れる電流値を正しくＡ／Ｄ変換することができる。

ＰＷＭ調整回路１２は、制御部１１により指示電流値として与えられた目標とする電流値と、Ａ／Ｄ変換器１０により出力された検出電流値とに基づき、負荷２に目標とする電流が流れるようにＰＷＭ信号を調整する。

このように、本実施例の負荷駆動回路は、上述した動作を繰り返すことにより、周囲の温度環境に影響されることなく、負荷２に流れる電流が制御部１１による指示電流値に一致するようにフィードバック制御を行う。

上述のとおり、本発明の実施例１の形態に係る負荷駆動回路によれば、温度変動が生じた場合においても、適切な電流制御を行い、制御部１１による設定電流値と同じ値の電流を負荷２に流すことができる。

負荷駆動回路を１チップで構成して低コストを実現するために、検出抵抗１は、半導体で形成されるため、温度係数が大きなものとなり、温度変動に応じて抵抗値が変動する。しかしながら、電流出力増幅器６は、上述した構成を有することにより、温度変動に伴う検出抵抗１の抵抗値変動にかかわらず、検出抵抗１に流れる電流に応じたモニター電流Ｉ_ｍｏｎを出力することができる。なお、図２に示す電流出力増幅器６の構成は１例であり、検出抵抗１の抵抗値変動の影響を電流検出の結果に与えないような構成であればどのようなものでもよい。

また、電流源７は、上述した構成を有することにより、周囲の温度環境の変化に影響されることなく一定の電流Ｉ_ｒｅｆを出力することができる。また、図３に示す電流源７の構成は１例であり、周囲の温度の変動が電流出力に影響を与えないような構成であればどのようなものでもよい。

Ａ／Ｄ変換器１０は、電流Ｉ_ｒｅｆを抵抗１７で変換した基準電圧Ｖ_ｒｅｆを基準にすることにより、モニター電流Ｉ_ｍｏｎを抵抗１６で変換してさらに積分器５で平滑化したモニター電圧Ｖ_ｍｏｎから負荷２に流れる電流の検出電流値を適切に算出することができる。

さらに、抵抗１６と抵抗１７とが同一の材質且つ同一のサイズで形成されているため同様の温度係数を有し、抵抗の比率（Ｒ_１６／Ｒ_１７）は、温度変動の影響を受けない。したがって、Ａ／Ｄ変換器１０は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆとモニター電圧Ｖ_ｍｏｎとの両者を比較に使用することにより、温度の影響を受けることなく正しい検出電流値を算出することができる。

図４は、本実施例の負荷駆動回路の構成の変形例を示すブロック図である。図１に示す負荷駆動回路において、検出抵抗１は、出力半導体素子８と負荷２との間に接続されている。しかしながら、検出抵抗１は、必ずしも出力半導体素子８と負荷２との間に接続位置が限定されるものではない。例えば、図４に示す負荷駆動回路のように、負荷２を出力半導体素子８のドレインと電源１５との間に接続し、検出抵抗１は、出力半導体素子８のソースとグランド間に接続されていてもよい。

このように構成を変形した場合においても、当該負荷駆動回路は、上述した動作と同様の動作を示すとともに、同様の効果を有する。

図５は、本発明の実施例２の負荷駆動回路の構成を示すブロック図である。実施例１の構成と異なる点は、Ａ／Ｄ変換器１０の構成が異なる点と、電流源７による電流Ｉ_ｒｅｆがＡ／Ｄ変換器１０内のＤ／Ａ変換器１０１に流れ、電流Ｉ_ｄａｃに変換された後に抵抗１７を介してグランドに流れる点である。

Ａ／Ｄ変換器１０は、図５に示すように、Ｄ／Ａ変換器１０１、比較器１０２、及びロジック１０３により構成される。このＡ／Ｄ変換器１０は、逐次比較型と呼ばれる回路であり、例えば非特許文献２に記載されている。

Ｄ／Ａ変換器１０１は、電流源７により出力された電流Ｉ_ｒｅｆに対して重み付けをする。また、本実施例の抵抗１７は、Ｄ／Ａ変換器１０１により重み付けされた電流Ｉ_ｄａｃを電圧Ｖ_ｒｅｆに変換して基準電圧として出力する。

比較器１０２は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆと積分器５により平滑化されたモニター電圧Ｖ_ｍｏｎとを比較する。また、ロジック１０３は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆとモニター電圧Ｖ_ｍｏｎとが等しくなるようにＤ／Ａ変換器１０１のビットを制御する。

その他の構成は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。

次に、上述のように構成された本実施の形態の作用を説明する。基本的な動作は実施例１の負荷駆動回路と同じである。したがって、負荷２に流れる電流Ｉ_ｏが検出抵抗１によって電圧に変換され、電流出力増幅器６により当該電圧に応じたモニター電流Ｉ_ｍｏｎが抵抗１６に出力される動作は、実施例１と同様である。また、電流出力増幅器６による出力電流Ｉ_ｍｏｎと負荷２の電流Ｉ_ｏとの関係は、実施例１の（４）式に示す通りである。すなわち、電流出力増幅器６は、負荷２に流れる電流Ｉ_ｏを所定の比率で縮小したモニター電流Ｉ_ｍｏｎとして出力する。

抵抗１６は、電流出力増幅器６により出力されたモニター電流Ｉ_ｍｏｎをモニター電圧Ｖ_ａに変換し、積分器５に対して出力する。積分器５は、入力されたモニター電圧Ｖ_ａを平滑化し、モニター電圧Ｖ_ｍｏｎとして出力する。

一方、電流源７は、周囲の温度環境の変化に影響されることなく一定の電流Ｉ_ｒｅｆをＡ／Ｄ変換器１０内のＤ／Ａ変換器１０１に対して出力する。Ｄ／Ａ変換器１０１は、入力された電流Ｉ_ｒｅｆをビット数Ｎに応じて重み付けした電流Ｉ_ｄａｃに変換し、抵抗１７に出力する。電流源７の出力電流Ｉ_ｒｅｆが温度変動に対して安定しているため、Ｄ／Ａ変換器１０１により重み付けされた出力電流Ｉ_ｄａｃは、同様に温度変動に対して安定している。

抵抗１７は、Ｄ／Ａ変換器１０１により出力された電流Ｉ_ｄａｃを基準電圧Ｖ_ｒｅｆに変換して出力する。

Ａ／Ｄ変換器１０は、抵抗１７により出力された基準電圧Ｖ_ｒｅｆを基準とし、積分器５により平滑化されたモニター電圧Ｖ_ｍｏｎをＡ／Ｄ変換して、負荷２に流れる電流の検出電流値を出力する。

具体的には、Ａ／Ｄ変換器１０内の比較器１０２は、負荷２に流れる電流Ｉ_ｏに対応するモニター電圧Ｖ_ｍｏｎと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとを比較し、モニター電圧Ｖ_ｍｏｎが基準電圧Ｖ_ｒｅｆ以上の場合には、ロジック１０３に対してＨｉｇｈレベルの信号を出力する。

ロジック１０３は、比較器１０２による出力電圧に基づき、モニター電圧Ｖ_ｍｏｎと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとが釣り合うようにＤ／Ａ変換器１０１に対して２値の信号Ｄ_ｎ−１〜Ｄ_０を出力する。モニター電圧Ｖ_ｍｏｎと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとが釣り合った場合に、ロジック１０３は、負荷２に流れる電流Ｉ_ｏに対応するデジタルの検出電流値として、信号Ｄ_ｎ−１〜Ｄ_０をＰＷＭ調整回路１２に対して出力する。

実施例１と同様に、抵抗１６と抵抗１７とは、同一の材質且つ同一のサイズで形成されているため同様の温度係数を有し、抵抗の比率（Ｒ_１６／Ｒ_１７）は、温度変動の影響を受けない。モニター電流Ｉ_ｍｏｎと電流Ｉ_ｄａｃとは、ともに温度変動に対して変化しない。さらに、抵抗１６と抵抗１７とが同一の性質を有しているため、温度が変化した場合においてもモニター電圧Ｖ_ｍｏｎと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとの関係は維持される。したがって、Ａ／Ｄ変換器１０は、モニター電圧Ｖ_ｍｏｎを基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比較してＡ／Ｄ変換を行う際に、温度変動の影響を受けることなく負荷２に流れる電流値を正しくＡ／Ｄ変換することができる。なお、同一の材質且つ同一のサイズのみならず、抵抗１６と抵抗１７とを同一チップ上に互いに隣接して配置することにより、プロセスばらつきや温度変動が生じた場合においても両抵抗の抵抗値変化の比率をさらに近い値とすることができる。したがって、当該負荷駆動回路は、温度変動が生じた場合においても、制御部１１による指示電流値と同じ値の電流が負荷２に流れるように、さらに安定した制御をすることができる。

ＰＷＭ調整回路１２は、制御部１１により指示電流値として与えられた目標とする電流値と、Ａ／Ｄ変換器１０により出力された検出電流値とに基づき、負荷２に目標とする電流が流れるようにＰＷＭ信号を調整する。

その他の動作は、実施例１と同様であり、重複した説明を省略する。

上述のとおり、本発明の実施例２の形態に係る負荷駆動回路によれば、実施例１の場合と同様に、温度変動が生じた場合においても、適切な電流制御を行い、制御部１１による設定電流値と同じ値の電流を負荷２に流すことができる。

本発明に係る負荷駆動回路は、制御電流に応じて油圧をリニアに制御するリニアソレノイドを駆動する負荷駆動回路に利用可能である。

本発明の実施例１の形態の負荷駆動回路の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例１の形態の負荷駆動回路の電流出力増幅器の詳細な構成の１例を示す回路図である。 本発明の実施例１の形態の負荷駆動回路の電流源の詳細な構成の１例を示す回路図である。 本発明の実施例１の形態の負荷駆動回路の構成の変形例を示すブロック図である。 本発明の実施例２の形態の負荷駆動回路の構成を示すブロック図である。 従来の負荷駆動回路の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 検出抵抗
２ 負荷
４ 差動増幅器
５ 積分器
６ 電流出力増幅器
７ 電流源
８ 出力半導体素子
１０ Ａ／Ｄ変換器
１１ 制御部
１２ ＰＷＭ調整回路
１３ 駆動回路
１５ 電源
１６，１７ 抵抗
１８ 基準電圧源
４０ 演算増幅器
４１，４２，５０ 抵抗
５１ コンデンサ
６０ トランジスタ
６１，６２，６３，６４，６５ 抵抗
６６，６７ 演算増幅器
６８ カレントミラー
７０，７１，７２ 抵抗
７３，７４，７５ トランジスタ
７６ カレントミラー
１０１ Ｄ／Ａ変換器
１０２ 比較器
１０３ ロジック

Claims (4)

1. 直流電源から負荷への電力供給経路に直列に接続されオン／オフ動作により負荷に流れる電流を制御する第１半導体素子を有する負荷駆動回路において、
   前記第１半導体素子のオン／オフを制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   前記ＰＷＭ信号生成部により生成されたＰＷＭ信号に基づき前記第１半導体素子を駆動する駆動回路と、
   前記第１半導体素子及び前記負荷に直列接続され、前記負荷に流れる電流を検出するための半導体により形成された第１抵抗と、
   周囲の温度環境の変化に影響されることなく前記第１抵抗に流れる電流に応じたモニター電流を出力する電流検出部と、
   前記電流検出部により出力されたモニター電流をモニター電圧に変換して出力する第２抵抗と、
   前記第２抵抗により出力されたモニター電圧を平滑化する積分器と、
   周囲の温度環境の変化に影響されることなく一定の電流を出力する電流源と、
   前記電流源により出力された電流に基づき基準電圧を出力する第３抵抗と、
   前記第３抵抗により出力された基準電圧を基準とし、前記積分器により平滑化されたモニター電圧をＡ／Ｄ変換して前記負荷に流れる電流の検出電流値を出力するＡ／Ｄ変換器とを備え、
   前記ＰＷＭ信号生成部は、目標とする電流値と前記Ａ／Ｄ変換器により出力された検出電流値とに基づき、前記負荷に目標とする電流が流れるように前記ＰＷＭ信号を調整することを特徴とする負荷駆動回路。
2. 前記第２抵抗と前記第３抵抗とは、温度に対する抵抗値変化の割合を示す温度係数が同一であることを特徴とする請求項１記載の負荷駆動回路。
3. 前記第２抵抗と前記第３抵抗とは、同一の材質且つ同一のサイズで形成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の負荷駆動回路。
4. 前記Ａ／Ｄ変換器は、前記電流源により出力された電流に対して重み付けするＤ／Ａ変換器を有し、
   前記第３抵抗は、前記Ｄ／Ａ変換器により重み付けされた電流を電圧に変換して基準電圧として出力し、
   前記Ａ／Ｄ変換器は、更に、前記基準電圧と前記積分器により平滑化されたモニター電圧とを比較するための比較器と、前記基準電圧と前記モニター電圧とが等しくなるように前記Ｄ／Ａ変換器のビットを制御するためのロジックとを有することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の負荷駆動回路。

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