JP5849861B2

JP5849861B2 - ゲート駆動装置

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Publication number: JP5849861B2
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Inventors: 小島　章夫; 章夫小島
Original assignee: Denso Corp
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Priority date: 2012-06-06
Filing date: 2012-06-06
Publication date: 2016-02-03
Anticipated expiration: 2032-06-06
Also published as: JP2013255339A

Description

本発明は、ＭＯＳトランジスタ（以下、ＭＯＳと略記）をＰＷＭ駆動することにより、負荷のインダクタンスに流れる電流を制御する、前記ＭＯＳのゲート駆動装置に関する。

車両用の直噴式エンジンへ供給する燃料を高圧化する高圧燃料ポンプに用いられる電磁弁の駆動装置が、例えば、特開２００２−２３７４１１号公報（特許文献１）に開示されている。該駆動装置では、ＭＯＳをＰＷＭ駆動することにより、負荷のインダクタンス（電磁弁のソレノイド）に流れる電流を制御している。

図９は、特許文献１と同様の電磁弁の駆動装置において、電磁弁のソレノイドに流れる電流を制御する、ＭＯＳの従来のゲート駆動装置を簡略化して示した図である。（ａ）は、要部をブロック図で示した従来のゲート駆動装置９０を示す図であり、（ｂ）は、（ａ）のゲート駆動装置９０をより具体化した例で、ゲート駆動装置９０ａの回路構成を示す図である。尚、（ａ）のゲート駆動装置９０と（ｂ）のゲート駆動装置９０ａにおいて、それぞれ対応する部分については、同じ符号を付した。

図９（ａ）において、破線で囲ったゲート駆動装置９０は、ＭＯＳ１０をＰＷＭ駆動することにより、負荷Ｌのインダクタンスに流れる電流を制御する、ＭＯＳ１０のゲート駆動装置である。（ａ）に示すゲート駆動装置９０は、ＭＯＳ１０へのゲート信号Ｇ１を出力するゲート制御部１と、負荷Ｌに流れる電流Ｉを検出する電流検出部２と、電流検出部２の出力波形をパルス信号に成形し、ゲート制御部１にフィードバックするパルス生成部３とを有している。

電流検出部２は、負荷Ｌを流れる電流Ｉの電流値に応じた電圧（波形）を出力し、パルス生成部３は、電流検出部２が出力する電圧（波形）から、ＭＯＳ１０をＯＮ／ＯＦＦをさせるためのパルス信号を生成する。そのパルス信号を受け、ゲート制御部１にて、ＭＯＳ１０のゲート駆動に適切な電圧に変換し、ＭＯＳ１０をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。

図９（ｂ）に示すように、（ａ）のゲート駆動装置９０を具体化したのゲート駆動装置９０ａでは、ゲート制御部１を構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧とスイッチＳで、（ａ）のＭＯＳ１０に対応するＰチャネルの制御ＭＯＳ１０ａへ、ゲート信号Ｇ１が出力される。尚、Ｐチャネルの制御ＭＯＳ１０ａのドレインとグランド間で負荷Ｌに並列接続だれているダイオードＤ１は、負荷Ｌのインダクタンスに残留したエネルギを環流させるためのダイオードである。切替ＭＯＳ２０は、複数ある負荷Ｌに対して、それぞれの通状態を切り替えるスイッチである。また、括弧書きで示したように、負荷Ｌには寄生抵抗Ｒが存在する。

図９（ｂ）のゲート駆動装置９０ａにおける電流検出部２は、負荷Ｌに直列接続されたＩ／Ｖ変換用のシャント抵抗Ｒｓと、差動オペアンプＯＡ１とからなる。差動オペアンプＯＡ１は、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧を検出して差動増幅し、負荷Ｌに流れる制御電流Ｉに比例した電圧波形を出力する。また、ゲート駆動装置９０ａにおけるパルス生成部３は、比較器（コンパレータ）Ｃｐ１からなる。比較器Ｃｐ１は、差動オペアンプＯＡ１からの電圧波形および制御電流の上限／下限を決める所定の閾値電圧Ｖｔｈ／Ｖｔｌを入力し、それらを電圧比較して、入力された電圧波形をパルス波形に変換する。そして、比較器Ｃｐ１の出力である該パルス波形が、ゲート制御部１のスイッチＳにフィードバックされ、ゲート制御部１が出力するゲート信号Ｇ１ａで、制御ＭＯＳ１０ａをＰＷＭ駆動する。

特開２００２−２３７４１１号公報

先に例示した直噴式エンジンにおける電磁弁の駆動装置をはじめとして、負荷ＬにＰＷＭ制御電流を流すＭＯＳのゲート駆動装置にあっては、負荷Ｌの特性が温度や経時変化で変動すると、負荷Ｌに流れる電流のノイズ成分が大きくなって、ラジオノイズ等の悪影響が出る場合がある。

図１０は、図９（ｂ）に示した従来のゲート駆動装置９０ａにおいて、前述したラジオノイズ等の悪影響の元となる負荷Ｌに流れる制御電流Ｉの変動を説明する図である。図１０（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、差動オペアンプＯＡ１の出力波形（制御電流Ｉの波形）と比較器Ｃｐ１の出力波形を示した図で、（ａ）は、負荷Ｌの温度変化や経時変化による特性変動がなく、制御電流Ｉが所定の基準周波数にある場合である。また、（ｂ）は、負荷Ｌの温度変化や経時変化によって時定数τ（＝Ｌ／Ｒ）が大きくなり、制御電流Ｉの周波数が基準周波数より小さくなる場合であり、（ｃ）は、負荷Ｌの温度変化や経時変化によって時定数τが小さくなり、制御電流Ｉの周波数が基準周波数より大きくなる場合である。ラジオノイズ等の悪影響は、特に（ｃ）の時定数τが小さくなり制御電流Ｉの周波数が基準周波数より大きくなる場合に発生する。

このように、負荷Ｌの温度変化や経時変化による特性変動に起因したラジオノイズ等の悪影響は、負荷Ｌの温度上昇もしくは経時変化によって、インダクタンスの値Ｌの変化や寄生抵抗成分の値Ｒの変化に起因すると考えられる。これらが変化すると、時定数τ（＝Ｌ／Ｒ）が変化し、その結果、電流検出部２とパルス生成部３からのフィードバックによりゲート制御部１で形成されるゲート信号Ｇ１ａの制御周波数が変化し、これによって制御ＭＯＳ１０ａが出力するＰＷＭ制御電流Ｉの周波数も変わってしまうためである。

そこで本発明は、ＭＯＳをＰＷＭ駆動することにより、負荷のインダクタンスに流れる電流を制御するＭＯＳのゲート駆動装置であって、負荷の特性が温度や経時変化で変動しても、負荷に流れる電流のノイズ成分を安定的に抑制でき、ラジオノイズ等の悪影響が起きないゲート駆動装置を提供することを目的としている。

本発明に係るゲート駆動装置は、ＭＯＳをＰＷＭ駆動することにより、負荷のインダクタンスに流れる電流を制御する、前記ＭＯＳのゲート駆動装置であって、前記ＭＯＳへのゲート信号を出力するゲート制御部と、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部の出力波形をパルス信号に成形し、前記ゲート制御部にフィードバックするパルス生成部とを有してなるゲート駆動装置において、前記負荷のインダクタンスと寄生抵抗成分の少なくとも一方に起因する特性変動を検出する変動検出部を有してなり、前記ゲート制御部が、前記変動検出部の出力信号に基づいて、前記負荷に流れる電流の周波数が一定となるように、前記ゲート信号の電圧を制御する。

上記ゲート駆動装置は、負荷のインダクタンスに流れる電流をＰＷＭ制御するＭＯＳのゲート駆動装置で、ゲート制御部、電流検出部、およびパルス生成部とを有した構成となっている。ゲート制御部は、ＭＯＳへのゲート信号を出力し、電流検出部は、負荷に流れる電流を検出し、パルス生成部は、電流検出部の出力波形をパルス信号に成形し、ゲート制御部にフィードバックする。このような構成と機能を持つ上記ゲート駆動装置は、例えば車両用の直噴式エンジンへ供給する燃料を高圧化する高圧燃料ポンプに用いられる電磁弁の駆動装置において、負荷のインダクタンス（電磁弁のソレノイド）に流れる電流をＰＷＭ制御するＭＯＳのゲート駆動装置として利用される。

直噴式エンジンにおける電磁弁の駆動装置をはじめとして、負荷のインダクタンスにＰＷＭ制御電流を流すＭＯＳのゲート駆動装置にあっては、従来、負荷の特性が温度や経時変化で変動すると、負荷に流れる電流のノイズ成分が大きくなって、ラジオノイズ等の悪影響が出る場合があった。

上記負荷の温度変化や経時変化による特性変動に起因したラジオノイズ等の悪影響は、負荷の温度上昇もしくは経時変化によって、インダクタンスの値Ｌの変化や寄生抵抗成分の値Ｒの変化に起因すると考えられる。これらが変化すると、時定数τ（＝Ｌ／Ｒ）が変化し、その結果、電流検出部とパルス生成部からのフィードバックによりゲート制御部で形成されるゲート信号の制御周波数が変化し、これによってＭＯＳが出力するＰＷＭ制御電流の周波数も変わってしまうためである。

そこで、上記ゲート駆動装置は、負荷のインダクタンスと寄生抵抗の少なくとも一方に起因する特性変動を検出する、変動検出部を有した構成としている。そして、該変動検出部の出力信号に基づいて、ゲート制御部が、負荷に流れる電流の周波数が一定となるように、ゲート信号の電圧を制御する。すなわち、上記ゲート駆動装置は、ゲート信号の電圧レベルが可変となっており、これによってＰＷＭ動作するＭＯＳのゲート電圧を制御して、該ＭＯＳのオン抵抗の値Ｒｏｎを変更にすることができる。従って、ＭＯＳと負荷のインダクタンスを合わせた系では、ＭＯＳのオン抵抗Ｒｏｎと負荷の（インダクタンスの値Ｌ，寄生抵抗成分の値Ｒ）からなる合計の時定数τａは、τａ＝Ｌ／（Ｒｏｎ＋Ｒ）となる。そして、温度変化や経時変化によって負荷のインダクタンスの値Ｌまたは寄生抵抗成分の値Ｒが変化した場合には、ゲート電圧を変えることでＭＯＳのオン抵抗Ｒｏｎを変化させ、ＭＯＳと負荷を合わせた系の合計の時定数τａが一定になるようにして、負荷に流れる電流の周波数が変動しないようにすることができる。これによって、負荷の温度変化や経時変化による特性変動に起因したラジオノイズ等の悪影響を防止することができる。

以上のようにして、上記したゲート駆動装置は、ＭＯＳをＰＷＭ駆動することにより、負荷のインダクタンスに流れる電流を制御するＭＯＳのゲート駆動装置であって、負荷の特性が温度や経時変化で変動しても、負荷に流れる電流のノイズ成分を安定的に抑制でき、ラジオノイズ等の悪影響が起きないゲート駆動装置とすることができる。

上記ゲート駆動装置における前記変動検出部は、前記負荷に流れる電流の周波数を検出する周波数検出部と、前記周波数を所定の基準周波数と比較して、該周波数の基準周波数からの変動を算出する周波数変動算出部を有してなる構成とすることが好ましい。この場合には、例えば、前記周波数検出部が、前記パルス信号を入力し、該パルス信号の周波数を電圧に変換して出力するＦ／Ｖ変換器からなり、前記周波数変動算出部が、前記Ｆ／Ｖ変換器からの電圧を入力し、前記基準周波数に対応した参照電圧と比較して演算増幅して、差分に対応した電圧を出力する差動増幅器からなる構成とすることができる。これによれば、負荷に流れる電流の周波数を直接検出し、その基準周波数からの変動を算出するため、ラジオノイズによる悪影響をより確実に防止することができる。

また、前記変動検出部が、前記差動増幅器の出力電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器を有してなり、前記ゲート制御部が、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号によって前記ゲート信号の電圧を制御する、途中デジタルの構成を取り入れてもよい。

上記ゲート駆動装置における前記電流検出部は、例えば、前記負荷に直列接続されたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の両端電圧を検出して増幅し、前記負荷に流れる電流に比例した電圧波形を出力する差動オペアンプとからなる構成であってよい。また、請求項６に記載のように、前記パルス生成部が、前記差動オペアンプの電圧波形を入力し、所定の閾値電圧と比較してパルス波形に変換する比較器からなる、一般的な構成を採用することができる。

上記ゲート駆動装置は、前記ＭＯＳが、Ｐチャネルである場合、例えば、前記ゲート制御部において、電源電位とグランド電位の間に挿入する分圧抵抗を切り替え可能に構成し、前記分圧抵抗による分圧比を切り替えることで、前記ゲート信号の電圧を制御する構成とする。また、前記ＭＯＳが、Ｎチャネルである場合には、前記ゲート制御部に構成されているチャージポンプ回路またはブートストラップ回路の出力電圧を切り替えることで、前記ゲート信号の電圧を制御する構成とすることができる。

従って、上記したゲート駆動装置は、例えば、前記インダクタンスが、電磁アクチュエータを駆動するソレノイドであってよい。また、前記電磁アクチュエータが、車載用であってよく、特に、前記電磁アクチュエータが、直噴式エンジンへ燃料を供給する、高圧燃料ポンプの電磁弁である場合にも好適である。

車両においては、インダクタンスを負荷とする電磁アクチュエータが多数搭載されており、ノイズの影響を受け易い電子機器も近くに配置される。しかしながら、上記したＭＯＳのゲート駆動装置を採用することで、負荷に流れる電流のノイズ成分を安定的に抑制でき、ラジオノイズ等のノイズの影響を受け易い電子機器も安定的に動作させることができる。

本発明に係るゲート駆動装置の基本的な構成と動作を説明する図で、（ａ）は、要部をブロック図で示したゲート駆動装置５０を示す図であり、（ｂ）は、（ａ）のゲート駆動装置５０における変動検出部４０をより具体化した例で、変動検出部４１を有するゲート駆動装置５１の回路構成を示す図である。図１（ｂ）に示すゲート駆動装置５１をより具体化した例で、ゲート駆動装置５１ａの回路構成を示す図である。図２のゲート駆動装置５１ａにおいて、負荷Ｌに流れる制御電流Ｉの周波数とＦ／Ｖ変換器の出力電圧Ｖ（Ｆ／Ｖ）の関係を示した図である。図２のゲート駆動装置５１ａにおいて、Ｐチャネルの制御ＭＯＳ１０ａのゲート電位Ｇｇと負荷制御信号（比較器Ｃｐ１の出力波形）を示した図である。ゲート駆動装置５０，５１，５１ａの有する（制御）電流Ｉの周波数制御機能を説明する図で、（ａ），（ｂ）は、それぞれ、差動オペアンプＯＡ１の出力波形（制御電流Ｉの波形）と比較器Ｃｐ１の出力波形を、図１０（ａ），（ｂ）に示した従来のゲート駆動装置９０ａのそれと比較して示した図である。ゲート駆動装置５０，５１，５１ａの有する（制御）電流Ｉの周波数制御機能を説明する図で、（ａ），（ｂ）は、それぞれ、差動オペアンプＯＡ１の出力波形（制御電流Ｉの波形）と比較器Ｃｐ１の出力波形を、図１０（ａ），（ｃ）に示した従来のゲート駆動装置９０ａのそれと比較して示した図である。図１（ｂ）に示すゲート駆動装置５１をより具体化した別の例で、ゲート駆動装置５１ｂの回路構成を示す図である。図７のゲート駆動装置５１ｂにおいて、Ｎチャネルの制御ＭＯＳ１０ｂのゲート電位Ｇｇと負荷制御信号（比較器Ｃｐ１の出力波形）を示した図である。ＭＯＳの従来のゲート駆動装置を簡略化して示した図で、（ａ）は、要部をブロック図で示した従来のゲート駆動装置９０を示す図であり、（ｂ）は、（ａ）のゲート駆動装置９０をより具体化した例で、ゲート駆動装置９０ａの回路構成を示す図である。従来のゲート駆動装置９０ａにおいて、ラジオノイズ等の悪影響の元となる負荷Ｌに流れる制御電流Ｉの変動を説明する図で、（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、差動オペアンプＯＡ１の出力波形（制御電流Ｉの波形）と比較器Ｃｐ１の出力波形を示した図である。

以下、本発明を実施するための形態を、図に基づいて説明する。

図１は、本発明に係るゲート駆動装置の基本的な構成と動作を説明する図で、（ａ）は、要部をブロック図で示したゲート駆動装置５０を示す図であり、（ｂ）は、（ａ）のゲート駆動装置５０における変動検出部４０をより具体化した例で、変動検出部４１を有するゲート駆動装置５１の回路構成を示す図である。尚、図１（ａ），（ｂ）に示すゲート駆動装置５０，５１において、図９（ａ）に示した従来のゲート駆動装置９０と同様の部分については、同じ符号を付した。

また、図２は、図１（ｂ）に示すゲート駆動装置５１をより具体化した例で、ゲート駆動装置５１ａの回路構成を示す図である。図２に示すゲート駆動装置５１ａにおいて、図９（ｂ）に示した従来のゲート駆動装置９０ａと同様の部分については、同じ符号を付した。

尚、図２において、Ｐチャネルの制御ＭＯＳ１０ａのドレインとグランド間で負荷Ｌに並列接続だれているダイオードＤ１は、負荷Ｌのインダクタンスに残留したエネルギを環流させるためのダイオードである。切替ＭＯＳ２０は、複数ある負荷Ｌに対してそれぞれの通状態を切り替えるスイッチである。また、括弧書きで示したように、負荷Ｌには寄生抵抗Ｒが存在する。さらに、制御ＭＯＳ１０ａには、ゲート電圧に依存するオン抵抗Ｒｏｎが存在する。後で詳述するが、図１と図２に示すゲート駆動装置５０，５１，５１ａでは、このゲート電圧に依存するオン抵抗Ｒｏｎを用いて、負荷Ｌに流れる電流Ｉの周波数が一定となるように、ゲート信号Ｇ２，Ｇ２ａの電圧を制御する。

図１（ａ），（ｂ）において、破線で囲ったゲート駆動装置５０，５１は、ＭＯＳ１０をＰＷＭ駆動することにより、負荷Ｌのインダクタンスに流れる電流Ｉを制御する、ＭＯＳ１０のゲート駆動装置である。ゲート駆動装置５０，５１は、ＭＯＳ１０へのゲート信号Ｇ２を出力するゲート制御部１１と、負荷Ｌに流れる電流Ｉを検出する電流検出部２と、電流検出部２の出力波形をパルス信号に成形し、ゲート制御部１１にフィードバックするパルス生成部３とを有している。

電流検出部２は、負荷Ｌを流れる電流Ｉの電流値に応じた電圧（波形）を出力し、パルス生成部３は、電流検出部２が出力する電圧（波形）から、ＭＯＳ１０をＯＮ／ＯＦＦをさせるためのパルス信号を生成する。そのパルス信号を受け、ゲート制御部１１にて、ＭＯＳ１０のゲート駆動に適切な電圧に変換し、ＭＯＳ１０をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。

図１のゲート駆動装置５０，５１における電流検出部２とパルス生成部３は、一般的な構成を採用することができる。すなわち、図１のゲート駆動装置５０，５１における電流検出部２は、図９（ａ）のゲート駆動装置９０と同様で、図２のゲート駆動装置５１ａに示すように、負荷Ｌに直列接続されたＩ／Ｖ変換用のシャント抵抗Ｒｓと、差動オペアンプＯＡ１とからなる構成であってよい。差動オペアンプＯＡ１は、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧を検出して差動増幅し、負荷Ｌに流れる制御電流Ｉに比例した電圧波形を出力する。また、図１のゲート駆動装置５０，５１におけるパルス生成部３も、図９（ａ）のゲート駆動装置９０と同様で、図２のゲート駆動装置５１ａに示すように、比較器（コンパレータ）Ｃｐ１からなる構成であってよい。比較器Ｃｐ１は、差動オペアンプＯＡ１からの電圧波形および制御電流の上限／下限を決める所定の閾値電圧Ｖｔｈ／Ｖｔｌを入力し、それらを電圧比較して、入力された電圧波形をパルス波形に変換する。そして、図２のゲート駆動装置５１ａでは、比較器Ｃｐ１の出力である該パルス波形が、ゲート制御部１１ａにフィードバックされ、ゲート制御部１１ａが出力するゲート信号Ｇ２ａで、制御ＭＯＳ１０ａをＰＷＭ駆動する。

一方、図１（ａ）に示すゲート駆動装置５０は、図９（ａ）に示した従来のゲート駆動装置９０と異なり、負荷Ｌのインダクタンスと寄生抵抗成分の少なくとも一方に起因する特性変動を検出する変動検出部４０を有している。そして、ゲート制御部１１が、変動検出部４０の出力信号に基づいて、負荷Ｌに流れる電流Ｉの周波数が一定となるように、ゲート信号Ｇ２の電圧を制御する。

図１（ａ）のゲート駆動装置５０における変動検出部４０は、例えば、負荷Ｌの温度を検出し、予め評価した負荷Ｌのインダクタンスと寄生抵抗成分の温度依存性による特性変動を計算して、ゲート制御部１１に出力するようにしてもよい。しかしながら、図１（ｂ）のゲート駆動装置５１における変動検出部４１のように、負荷Ｌに流れる電流の周波数を検出する周波数検出部４１ａと、前記周波数を所定の基準周波数と比較して、該周波数の基準周波数からの変動を算出する周波数変動算出部４１ｂを有してなる構成とすることが好ましい。これによれば、負荷Ｌに流れる電流Ｉの周波数を直接検出し、その基準周波数からの変動を算出するため、図９と図１０で説明した従来のゲート駆動装置９０，９０ａにおけるラジオノイズによる悪影響をより確実に防止することができる。

より具体的には、例えば図２のゲート駆動装置５１ａに示すように、周波数検出部４１ａが、パルス生成部３からのパルス信号を入力し、該パルス信号の周波数を電圧に変換して出力するＦ／Ｖ変換器からなる構成とする。また、周波数変動算出部４１ｂが、前記Ｆ／Ｖ変換器からの電圧を入力し、前記基準周波数に対応した参照電圧Ｖｒｅｆと比較して差分を演算増幅し、その差分に対応した電圧を出力する差動増幅器ＯＡ２からなる構成とすることができる。

尚、図２の周波数変動算出部４１ｂは、差動増幅器ＯＡ２の出力電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器を有している。そして、ゲート制御部１１ａが、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号によってゲート信号Ｇ２ａの電圧を制御する、途中デジタルの構成を取り入れている。

また、図１のゲート駆動装置５０，５１におけるゲート制御部１１は、図９（ａ）のゲート駆動装置９０におけるゲート制御部１と異なり、変動検出部４０，４１の出力信号に基づいて、出力するゲート信号Ｇ２の電圧が可変となっている。例えば、図２のゲート駆動装置５１ａにおけるゲート制御部１１ａは、抵抗Ｒ１に直列接続する抵抗Ｒ２ａ〜Ｒ２ｄとスイッチＳａ〜Ｓｄの４組の組合せで、Ｐチャネルの制御ＭＯＳ１０ａへ出力されるゲート信号Ｇ２ａの電圧が決定される。尚、スイッチＳａ〜Ｓｄは、ＯＮタイミングを決めるパルス生成部３からのパルス信号と各周波数変動量に対応したＡ／Ｄ変換器からの信号をそれぞれ入力する、ＡＮＤ素子Ａａ〜Ａｄの出力によって切り替えられる。以上のように、図２のゲート駆動装置５１ａにおけるゲート制御部１１ａは、Ａ／Ｄ変換器の出力に応じて、スイッチＳａ〜Ｓｄにより選択する抵抗Ｒ２ａ〜Ｒ２ｄの合成抵抗Ｒ２を得ることで、該合成抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１からなる分圧抵抗の分圧比で、１０ａのゲート電圧を調整する。これによって、負荷Ｌに流れる電流Ｉの周波数が一定となるように、ゲート信号Ｇ２ａの電圧が制御される。

図３は、図２のゲート駆動装置５１ａにおいて、負荷Ｌに流れる制御電流Ｉの周波数とＦ／Ｖ変換器の出力電圧Ｖ（Ｆ／Ｖ）の関係を示した図である。また、図３では、電流Ｉの基準周波数と差動増幅器ＯＡ２に入力する参照電圧Ｖｒｅｆを、一点鎖線で示している。

図３における点Ｐａは、制御電流Ｉの周波数が基準周波数より小さくなる場合で、この時には出力電圧Ｖ（Ｆ／Ｖ）の参照電圧Ｖｒｅｆの差分に応じてスイッチＳａ〜Ｓｄをオンし、ゲート電圧を大きくする。逆に、点Ｐｂは、制御電流Ｉの周波数が基準周波数より大きくなる場合で、この時には出力電圧Ｖ（Ｆ／Ｖ）の参照電圧Ｖｒｅｆの差分に応じてスイッチＳａ〜Ｓｄをオフし、ゲート電圧を小さくする。尚、Ａ／Ｄ変換器の出力ビット数（抵抗Ｒ２ａ〜Ｒ２ｄとスイッチＳａ〜Ｓｄの組合せ数）を増やすことで、より細かいゲート電圧の制御が可能である。

図４は、図２のゲート駆動装置５１ａにおいて、Ｐチャネルの制御ＭＯＳ１０ａのゲート電位Ｇｇと負荷制御信号（比較器Ｃｐ１の出力波形）を示した図である。Ｐチャネルの制御ＭＯＳ１０ａのゲート電位Ｇｇは、Ａ／Ｄ変換器からの信号で抵抗Ｒ１に直列接続する抵抗Ｒ２ａ〜Ｒ２ｄとスイッチＳａ〜Ｓｄの４組の組合せを変えることで、図中の両端矢印と破線で示したように、ゲート電位Ｇｇの電圧レベルを変更することができる。

図１と図２に示すゲート駆動装置５０，５１，５１ａは、負荷Ｌのインダクタンスに流れる（制御）電流ＩをＰＷＭ制御する（制御）ＭＯＳ１０，１０ａのゲート駆動装置で、ゲート制御部１１，１１ａ、電流検出部２、およびパルス生成部３とを有した構成となっている。ゲート制御部１１，１１ａは、（制御）ＭＯＳ１０，１０ａへのゲート信号Ｇ２，Ｇ２ａを出力し、電流検出部２は、負荷Ｌに流れる（制御）電流Ｉを検出し、パルス生成部３は、電流検出部２の出力波形をパルス信号に成形し、ゲート制御部１１，１１ａにフィードバックする。このような構成と機能を持つ上記ゲート駆動装置５０，５１，５１ａは、図９に示した従来のゲート駆動装置９０，９０ａと同様に、例えば車両用の直噴式エンジンへ供給する燃料を高圧化する高圧燃料ポンプに用いられる電磁弁の駆動装置において、負荷Ｌのインダクタンス（電磁弁のソレノイド）に流れる電流をＰＷＭ制御するＭＯＳのゲート駆動装置として利用される。

直噴式エンジンにおける電磁弁の駆動装置をはじめとして、負荷ＬのインダクタンスにＰＷＭ制御電流を流すＭＯＳのゲート駆動装置にあっては、従来、図９と図１０で説明したように、負荷Ｌの特性が温度や経時変化で変動すると、負荷Ｌに流れる電流Ｉのノイズ成分が大きくなって、ラジオノイズ等の悪影響が出る場合があった。

上記負荷Ｌの温度変化や経時変化による特性変動に起因したラジオノイズ等の悪影響は、負荷Ｌの温度上昇もしくは経時変化によって、インダクタンスの値Ｌの変化や寄生抵抗成分の値Ｒの変化に起因すると考えられる。これらが変化すると、時定数τ（＝Ｌ／Ｒ）が変化し、その結果、電流検出部２とパルス生成部３からのフィードバックによりゲート制御部１で形成されるゲート信号Ｇ１，Ｇ１ａの制御周波数が変化し、これによってＭＯＳ１０，１０ａが出力するＰＷＭ制御電流Ｉの周波数も変わってしまうためである。

そこで、図１と図２に示すゲート駆動装置５０，５１，５１ａは、負荷Ｌのインダクタンスと寄生抵抗Ｒの少なくとも一方に起因する特性変動を検出する、変動検出部４０，４１を有した構成としている。そして、該変動検出部４０，４１の出力信号に基づいて、ゲート制御部１１，１１ａが、負荷Ｌに流れる（制御）電流Ｉの周波数が一定となるように、ゲート信号Ｇ２，Ｇ２ａの電圧を制御する。すなわち、上記ゲート駆動装置５０，５１，５１ａは、ゲート信号Ｇ２，Ｇ２ａの電圧レベルが可変となっており、これによってＰＷＭ動作するＭＯＳ１０，１０ａのゲート電圧を制御して、該ＭＯＳ１０，１０ａのオン抵抗の値Ｒｏｎを変更にすることができる。従って、ＭＯＳ１０，１０ａと負荷Ｌのインダクタンスを合わせた系では、ＭＯＳ１０，１０ａのオン抵抗Ｒｏｎと負荷Ｌの（インダクタンスＬ，寄生抵抗成分Ｒ）からなる合計の時定数τａは、τａ＝Ｌ／（Ｒｏｎ＋Ｒ）となる。そして、温度変化や経時変化によって負荷Ｌのインダクタンスの値Ｌまたは寄生抵抗成分の値Ｒが変化した場合には、ゲート電圧を変えることでＭＯＳ１０，１０ａのオン抵抗Ｒｏｎを変化させ、ＭＯＳ１０，１０ａと負荷Ｌを合わせた系の合計の時定数τａが一定になるようにして、負荷Ｌに流れる（制御）電流Ｉの周波数が変動しないようにすることができる。これによって、負荷Ｌの温度変化や経時変化による特性変動に起因したラジオノイズ等の悪影響を防止することができる。

図５と図６は、上記したゲート駆動装置５０，５１，５１ａの有する（制御）電流Ｉの周波数制御機能を説明する図である。図５（ａ），（ｂ）と図６（ａ），（ｂ）は、それぞれ、差動オペアンプＯＡ１の出力波形（制御電流Ｉの波形）と比較器Ｃｐ１の出力波形を、図１０（ａ）〜（ｃ）に示した従来のゲート駆動装置９０ａのそれと比較して示した図である。

図５と図６の（ａ）は、負荷Ｌの温度変化や経時変化による特性変動がなく、制御電流Ｉが所定の基準周波数にある場合で、従来の図１０（ａ）に示した出力波形と同じものである。

図５（ｂ）は、負荷Ｌの温度変化や経時変化によって時定数τ（＝Ｌ／Ｒ）が大きくなる場合を示した図で、ゲート電圧を補正しない場合には、従来の図１０（ｂ）に示した出力波形と同じで、中段の大括弧中に示したように、制御電流Ｉの周波数が基準周波数より小さくなってしまう。実際には、ゲート駆動装置５０，５１，５１ａでは、負荷Ｌの温度変化や経時変化によって時定数τ（＝Ｌ／Ｒ）が大きくなると、ＭＯＳ１０，１０ａのオン抵抗Ｒｏｎが小さくなるようにゲート電圧を大きくする。これによって、ＭＯＳ１０，１０ａと負荷Ｌを合わせた系の合計の時定数τａが、初期の設定値τ０で一定となるように制御する。このため、差動オペアンプＯＡ１の出力波形（制御電流Ｉの波形）の出力波形は、（ａ）の出力波形とわずかに異なってくるものの、制御電流Ｉの周波数は基準周波数のままで変化しない。

図６（ｂ）は、負荷Ｌの温度変化や経時変化によって時定数τ（＝Ｌ／Ｒ）が小さくなる場合を示した図で、ゲート電圧を補正しない場合には、従来の図１０（ｃ）に示した出力波形と同じで、中段の大括弧中に示したように、制御電流Ｉの周波数が基準周波数より大きくなってしまう。実際には、ゲート駆動装置５０，５１，５１ａでは、負荷Ｌの温度変化や経時変化によって時定数τ（＝Ｌ／Ｒ）が小さくなると、ＭＯＳ１０，１０ａのオン抵抗Ｒｏｎが大きくなるようにゲート電圧を小さくする。これによって、ＭＯＳ１０，１０ａと負荷Ｌを合わせた系の合計の時定数τａが初期の設定値τ０で一定となるように制御するため、制御電流Ｉの周波数はやはり基準周波数のままで変化しない。

以上のようにして、上記したゲート駆動装置５０，５１，５１ａは、ＭＯＳ１０，１０ａをＰＷＭ駆動することにより、負荷Ｌのインダクタンスに流れる電流Ｉを制御するＭＯＳ１０，１０ａのゲート駆動装置であって、負荷Ｌの特性が温度や経時変化で変動しても、負荷Ｌに流れる電流Ｉのノイズ成分を安定的に抑制でき、ラジオノイズ等の悪影響が起きないゲート駆動装置とすることができる。

図７は、図１（ｂ）に示すゲート駆動装置５１をより具体化した別の例で、ゲート駆動装置５１ｂの回路構成を示す図である。尚、図７に示すゲート駆動装置５１ｂにおいて、図２に示したゲート駆動装置５１ａと同様の部分については、同じ符号を付した。

図２に示したゲート駆動装置５１ａは、負荷Ｌを駆動するＭＯＳがＰチャネルの制御ＭＯＳ１０ａであり、ゲート制御部１１ａにおいて、電源電位とグランド電位の間に挿入する分圧抵抗の抵抗Ｒ１に直列接続する抵抗Ｒ２ａ〜Ｒ２ｄを切り替え可能に構成していた。そして、前記分圧抵抗による分圧比を切り替えることで、ゲート信号Ｇ２ａの電圧を制御するようにしていた。

これに対して、図７に示すゲート駆動装置５１ｂは、負荷Ｌを駆動するＭＯＳがＮチャネルの制御ＭＯＳ１０ｂであり、ゲート制御部１１ｂに構成されているチャージポンプ回路またはブートストラップ回路の出力電圧を切り替えることで、ゲート信号Ｇ２ｂの電圧を制御するようにしている。

図８は、図７のゲート駆動装置５１ｂにおいて、Ｎチャネルの制御ＭＯＳ１０ｂのゲート電位Ｇｇと負荷制御信号（比較器Ｃｐ１の出力波形）を示した図である。Ｎチャネルの制御ＭＯＳ１０ｂのゲート電位Ｇｇは、チャージポンプ回路またはブートストラップ回路の出力電圧をＡ／Ｄ変換器からの信号で切り替えることで、図中の両端矢印と破線で示したように、ゲート電位Ｇｇの電圧レベルを変更することができる。

尚、図７に示に示したゲート駆動装置５１ｂについても、ゲート信号Ｇ２ｂの電圧レベルが可変となっており、これによってＰＷＭ動作するＮチャネルの制御ＭＯＳ１０ｂのゲート電圧を制御して、該制御ＭＯＳ１０ｂのオン抵抗の値Ｒｏｎを変更にすることができる。従って、温度変化や経時変化によって負荷Ｌのインダクタンスの値Ｌまたは寄生抵抗成分の値Ｒが変化した場合には、ゲート電圧を変えることで制御ＭＯＳ１０ｂのオン抵抗Ｒｏｎを変化させ、制御ＭＯＳ１０ｂと負荷Ｌを合わせた系の合計の時定数τａが一定になるようにして、負荷Ｌに流れる（制御）電流Ｉの周波数が変動しないようにすることができる。これによって、負荷Ｌの温度変化や経時変化による特性変動に起因したラジオノイズ等の悪影響を防止することができる。

以上のようにして、上記したゲート駆動装置は、いずれも、ＭＯＳをＰＷＭ駆動することにより、負荷Ｌのインダクタンスに流れる電流を制御するＭＯＳのゲート駆動装置であって、負荷Ｌの特性が温度や経時変化で変動しても、負荷Ｌに流れる電流Ｉのノイズ成分を安定的に抑制でき、ラジオノイズ等の悪影響が起きないゲート駆動装置とすることができる。

車両においては、インダクタンスを負荷とする電磁アクチュエータが多数搭載されており、ノイズの影響を受け易い電子機器も近くに配置される。しかしながら、上記したＭＯＳのゲート駆動装置を採用することで、負荷Ｌに流れる電流のノイズ成分を安定的に抑制でき、ラジオノイズ等のノイズの影響を受け易い電子機器も安定的に動作させることができる。

５０，５１，５１ａ，５１ｂ，９０，９０ａゲート駆動装置
１０，１０ａ，１０ｂ（制御）ＭＯＳ
Ｌ負荷
１，１１，１１ａ，１１ｂゲート制御部
Ｇ１，Ｇ１ａ，Ｇ２，Ｇ２ａ，Ｇ２ｂゲート信号
２電流検出部
３パルス生成部
４０，４１変動検出部

Claims

ＭＯＳトランジスタ（以下、ＭＯＳと略記）をＰＷＭ駆動することにより、負荷のインダクタンスに流れる電流を制御する、前記ＭＯＳのゲート駆動装置であって、
前記ＭＯＳへのゲート信号を出力するゲート制御部と、前記負荷に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部の出力波形をパルス信号に成形し、前記ゲート制御部にフィードバックするパルス生成部とを有してなるゲート駆動装置において、
前記負荷のインダクタンスと寄生抵抗成分の少なくとも一方に起因する特性変動を検出する変動検出部を有してなり、
前記ゲート制御部が、前記変動検出部の出力信号に基づいて、前記負荷に流れる電流の周波数が一定となるように、前記ゲート信号の電圧を制御することを特徴とするゲート駆動装置。
前記変動検出部が、
前記負荷に流れる電流の周波数を検出する周波数検出部と、
前記周波数を所定の基準周波数と比較して、該周波数の基準周波数からの変動を検出する周波数変動算出部を有してなることを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動装置。
前記周波数検出部が、前記パルス信号を入力し、該パルス信号の周波数を電圧に変換して出力するＦ／Ｖ変換器からなり、
前記周波数変動算出部が、前記Ｆ／Ｖ変換器からの電圧を入力し、前記基準周波数に対応した参照電圧と比較して演算増幅して、差分に対応した電圧を出力する差動増幅器からなることを特徴とする請求項２に記載のゲート駆動装置。
前記変動検出部が、前記差動増幅器の出力電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器を有してなり、
前記ゲート制御部が、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号によって、前記ゲート信号の電圧を制御することを特徴とする請求項３に記載のゲート駆動装置。
前記電流検出部が、
前記負荷に直列接続されたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の両端電圧を検出して増幅し、前記負荷に流れる電流に比例した電圧波形を出力する差動オペアンプとからなることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載のゲート駆動装置。
前記パルス生成部が、
前記差動オペアンプの電圧波形を入力し、所定の閾値電圧と比較してパルス波形に変換する比較器からなることを特徴とする請求項５に記載のゲート駆動装置。
前記ＭＯＳが、Ｐチャネルであり、
前記ゲート制御部において、電源電位とグランド電位の間に挿入する分圧抵抗を切り替え可能に構成し、
前記分圧抵抗による分圧比を切り替えることで、前記ゲート信号の電圧を制御することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のゲート駆動装置。
前記ＭＯＳが、Ｎチャネルであり、
前記ゲート制御部に構成されているチャージポンプ回路またはブートストラップ回路の出力電圧を切り替えることで、前記ゲート信号の電圧を制御することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のゲート駆動装置。
前記インダクタンスが、電磁アクチュエータを駆動するソレノイドであることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載のゲート駆動装置。
前記電磁アクチュエータが、車載用であることを特徴とする請求項９に記載のゲート駆動装置。
前記電磁アクチュエータが、直噴式エンジンへ燃料を供給する、高圧燃料ポンプの電磁弁であることを特徴とする請求項１０に記載のゲート駆動装置。