WO2022244387A1

WO2022244387A1 - 負荷駆動装置及び負荷駆動装置の制御方法

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Publication number: WO2022244387A1
Application number: PCT/JP2022/009519
Authority: WO
Inventors: 巧増渕
Original assignee: 日立Astemo株式会社
Priority date: 2021-05-21
Filing date: 2022-03-04
Publication date: 2022-11-24
Also published as: JPWO2022244387A1

Abstract

使用環境や温度の影響を受けることなく、出力電圧に応じて出力電圧変化率（スルーレート）の設定を変更可能な信頼性及び応答性の高い負荷駆動装置を提供する。出力端子に負荷が接続される電圧駆動型トランジスタと、第１の電流源と、第２の電流源と、前記第１の電流源と前記電圧駆動型トランジスタのゲート端子との間に接続される第１のスイッチと、前記第２の電流源と前記電圧駆動型トランジスタのゲート端子との間に接続される第２のスイッチと、前記電圧駆動型トランジスタの出力端子電圧とリファレンス電圧とを比較する比較回路と、を備え、前記第１の電流源および前記第２の電流源により前記電圧駆動型トランジスタのゲート端子に印加される電流値が各々可変であることを特徴とする。

Description

負荷駆動装置及び負荷駆動装置の制御方法

　本発明は、負荷駆動装置の構成とその制御に係り、特に、高信頼性及び高応答性が要求される車載ＥＣＵに適用して有効な技術に関する。

　近年は車両に搭載される各種機器の電子制御化が進んでおり、これに伴って電気信号を機械的運動や油圧に変換するために、モータやソレノイドなどを駆動する電動アクチュエータが広く用いられるようになっている。これらの電動アクチュエータを駆動するためには、各種ドライバ回路や電源回路等、負荷を駆動する駆動回路が必須である。

　これらの駆動回路では、マイコン等から送信される指令信号に従ってドライバを動作させるが、信頼性向上を目的としたノイズ対策が必須となっている。ノイズ対策の方法としては、例えば駆動時の出力電圧変化率（スルーレート）を制限することでノイズを低減する技術、すなわちスルーレート制御が提案されている。

　本技術分野の背景技術として、例えば、特許文献１のような技術がある。特許文献１に記載のスイッチング・レギュレータでは、パワートランジスタを駆動する制御信号のスルーレートを可変としており、ノイズの影響を受け易い機器が稼働している場合にはスルーレートを低くしてノイズを低減する方法が記載されている。

特開２００６－１２９５９３号公報特開２０２０－９９１３６号公報

　しかしながら、上記特許文献１のように、スルーレートを低く設定した場合においては、制御信号のレベル遷移に要する時間が増加し、回路動作の高速化の際にトランジスタのフルオン及びオフ期間が十分に確保できず、ドライバの応答性が低下する恐れがある。また、スルーレートが固定されることにより、ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference：電磁波妨害）によるノイズの周波数は特定の周波数に集中する。

　上記の問題を解決するために、例えば、上記特許文献２に記載のスイッチング制御回路では、スイッチング素子の出力電圧のエッジにおいてゲートに供給する電流を可変する構成としている。

　しかしながら、特許文献２では、可変の仕組みとして遅延素子のみを用いており、当該スイッチング素子を使用する環境や温度により遅延量のばらつきが大きくなる可能性があり、遅延時間の制御に課題がある。

　そこで、本発明の目的は、使用環境や温度の影響を受けることなく、出力電圧に応じて出力電圧変化率（スルーレート）の設定を変更可能な信頼性及び応答性の高い負荷駆動装置及びその制御方法を提供することにある。

　上記課題を解決するために、本発明は、出力端子に負荷が接続される電圧駆動型トランジスタと、第１の電流源と、第２の電流源と、前記第１の電流源と前記電圧駆動型トランジスタのゲート端子との間に接続される第１のスイッチと、前記第２の電流源と前記電圧駆動型トランジスタのゲート端子との間に接続される第２のスイッチと、前記電圧駆動型トランジスタの出力端子電圧とリファレンス電圧とを比較する比較回路と、を備え、前記第１の電流源および前記第２の電流源により前記電圧駆動型トランジスタのゲート端子に印加される電流値が各々可変であることを特徴とする。

　また、本発明は、（ａ）負荷駆動装置の出力電圧を検出するステップ、（ｂ）前記（ａ）ステップにおいて検出した出力電圧を所定の閾値電圧と比較するステップ、（ｃ）前記（ｂ）ステップの比較結果に基づいて複数の電流源の各々の電流値を変更し、前記負荷駆動装置の出力電圧の変化率（スルーレート）を制御するステップ、を含む負荷駆動装置の制御方法である。

　本発明によれば、使用環境や温度の影響を受けることなく、出力電圧に応じて出力電圧変化率（スルーレート）の設定を変更可能な信頼性及び応答性の高い負荷駆動装置及びその制御方法を実現することができる。

　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の実施例１に係る負荷駆動装置の概略構成を示すブロック図である。図１の負荷駆動装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。従来技術によるＥＭＩノイズを概念的に示す図である。図１の負荷駆動装置によるＥＭＩノイズを概念的に示す図である。本発明の実施例２に係る負荷駆動装置の概略構成を示すブロック図である。図４の負荷駆動装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。本発明の実施例３に係る負荷駆動装置の概略構成を示すブロック図である。図６の論理回路の構成例を示す図である。図６の負荷駆動装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。図６の負荷駆動装置の別の動作の一例を示すタイミングチャートである。本発明の実施例４に係る負荷駆動装置の概略構成を示すブロック図である。図９の負荷駆動装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。実施例１（図１）の変形例を示す図である。

　以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図面において同一の構成については同一の符号を付し、重複する部分についてはその詳細な説明は省略する。

　以下の各実施例では、ドライバの駆動時におけるスルーレートを可変とすることにより、従来技術と比較してドライバの応答性低下を抑えつつノイズを低減可能な負荷駆動装置の構成及び動作の一例について説明する。

　図１から図３ｂを参照して、本発明の実施例１の負荷駆動装置とその制御方法について説明する。

　図１は、本実施例の負荷駆動装置１００の概略構成を示すブロック図である。図２は、図１の負荷駆動装置１００の動作の一例を示すタイミングチャートである。図３ａ及び図３ｂは、ＥＭＩノイズを概念的に示す図であり、それぞれ従来の負荷駆動装置によるＥＭＩノイズ、図１の負荷駆動装置１００によるＥＭＩノイズを示している。

　本実施例の負荷駆動装置１００は、図１に示すように、電流源回路１及び２と、ドライバ３と、比較回路４と、スイッチ１０及び２０と、を備えている。

　電流源回路１は、定電流源Ｉｏｎ１とスイッチ１１が直列に接続された回路と、定電流源Ｉｏｎ０とによる並列回路である。また、電流源回路２は、定電流源Ｉｏｆｆ１とスイッチ２１が直列に接続された回路と、定電流源Ｉｏｆｆ０とによる並列回路である。後述するスイッチ１１及び２１の導通状態または非導通状態により、電流源回路１及び２の電流値は可変である。

　スイッチ１０，１１，２０及び２１は、例えば、第１～第３の端子を有する三端子スイッチ素子であり、第１の端子に印加される信号の電圧レベルが論理的ハイレベル（Ｈレベル）か論理的ローレベル（Ｌレベル）のいずれの状態にあるかに対応し、第２の端子と第３の端子との間を電気的な導通状態、または非導通状態のいずれかに制御する。

　スイッチ１０及びスイッチ１１は、第１の端子に印加される信号がＨレベルである場合に導通状態、Ｌレベルである場合には非導通状態に制御される。また、スイッチ２０及びスイッチ２１は、第１の端子に印加される信号がＨレベルである場合に非導通状態、Ｌレベルである場合には導通状態に制御される。

　なお、以降においては、説明を容易にするための便宜上、高電位端を第２の端子、低電位端を第３の端子として記載する。

　本実施例では、ドライバ３としてＮチャネル型電界効果トランジスタが用いられている。ドライバ３のソースはグランド電位に接続される。ドライバ３のドレインは負荷２００を介して電源電圧ＶＢへ接続され、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。ドライバ３のゲートにはスイッチ１０の第３の端子及びスイッチ２０の第２の端子が接続される。

　駆動指令信号Ｖｄｒｖは、スイッチ１０の第１の端子と、スイッチ２０の第１の端子に供給される。本実施形態においては、駆動指令信号ＶｄｒｖがＨレベルの電圧状態である場合にはスイッチ１０が導通状態、スイッチ２０が非導通状態に制御され、スイッチ１０を介して電流源回路１からドライバ３のゲートに対して電流を供給し、ドライバ３をオン状態にする。

　駆動指令信号ＶｄｒｖがＬレベルの電圧状態である場合にはスイッチ２０が導通状態、スイッチ１０が非導通状態に制御され、スイッチ２０を介して電流源回路２がドライバ３のゲートより電流を引き抜き、ドライバ３をオフ状態にする。

　比較回路４は、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔと閾値電圧Ｖｔｈとをそれぞれ入力とし、出力端より比較出力Ｖｃｏｍｐを出力する。

　本実施例においては、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈより低い場合はＶｃｏｍｐにはＨレベルが出力され、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈより高い場合はＶｃｏｍｐにはＬレベルが出力される。

　比較回路４の比較出力Ｖｃｏｍｐは、スイッチ１１の第１の端子と、スイッチ２１の第１の端子に接続される。比較出力ＶｃｏｍｐがＨレベルの場合、スイッチ１１は導通状態、スイッチ２１は非導通状態に制御される。また、比較出力ＶｃｏｍｐがＬレベルの場合、スイッチ１１は非導通状態、スイッチ２１は導通状態に制御される。

　図１の構成による負荷駆動装置１００の動作を説明するためのタイミングチャートを図２に示す。

　駆動指令信号Ｖｄｒｖは周期的にＨレベルとＬレベルとの間を繰り返し遷移するものとし、図２のタイミングチャートにおいては、その時間的な一例のみを示し、時刻Ｔ１からＴ２までの期間をＨレベル、時刻Ｔ２からＴ３までの期間をＬレベルとして図示する。また、比較回路４に入力される閾値電圧Ｖｔｈはグラウンド（ＧＮＤ）電位よりも高く、電源電圧ＶＢよりも低い電圧である。

　定電流源Ｉｏｎ０，Ｉｏｎ１，Ｉｏｆｆ０及びＩｏｆｆ１の各名称は電流値そのものも示すものとして差し支えない。すなわち、定電流源Ｉｏｎ０により印加される電流値はＩｏｎ０として記載する。

　なお、図２においては、本発明による効果を説明するために、本発明を適用しない場合の、固定のスルーレートでドライバを駆動した場合における出力電圧Ｖｏｕｔの波形も破線で図示している。

　駆動指令信号ＶｄｒｖがＬレベルからＨレベルに切り替わった時刻をＴ１とすると、時刻Ｔ１においてドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔは電源電圧ＶＢと略同一レベルであり、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＬレベルを出力し、スイッチ１１は非導通状態である。電流源回路１及びスイッチ１０を介してドライバ３のゲートに供給される電流値をＩｇａｔｅとすると、ゲートに供給される向きの電流を正としてＩｇａｔｅ＝Ｉｏｎ０である。時刻Ｔ１以降、ドライバ３のドレイン端、すなわち出力電圧ＶｏｕｔはＩｇａｔｅに比例したスルーレートで減少する。

　次に、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが減少していき、閾値電圧Ｖｔｈと等しくなった時刻をｔ１とすると、時刻ｔ１以降は出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈよりも低くなるため、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＬレベルからＨレベルに転じ、これによりスイッチ１１は非導通状態から導通状態に切り替わる。すなわち、時刻ｔ１以降においてはＩｇａｔｅ＝Ｉｏｎ０＋Ｉｏｎ１となり、電流源回路１よりドライバ３のゲートに供給される電流値は、時刻ｔ１以前のＩｇａｔｅ（＝Ｉｏｎ０）よりも相対的に大きくなる。

　従って、出力電圧Ｖｏｕｔが減少する際のスルーレートの絶対値は、時刻Ｔ１以降から時刻ｔ１以前におけるスルーレートの絶対値よりも大きくなる。

　時刻ｔ１以降において出力電圧ＶｏｕｔがＧＮＤ電位と略同一レベルとなった時刻をｔ２とすると、時刻ｔ２においてドライバ３のオン抵抗は最小となり、負荷２００に通電される電流は最大となる。

　ドライバ３が駆動指令信号Ｖｄｒｖに従ってオンし、出力電圧ＶｏｕｔがＧＮＤ電位と略同一レベルに至った状態をフルオン状態と呼称し、ドライバ３がフルオン状態にある期間をフルオン期間ｔｏｎとすると、本実施例におけるフルオン期間ｔｏｎは、後述の時刻Ｔ２において駆動指令信号ＶｄｒｖがＨレベルからＬレベルに切り替わるまで持続し、すなわちｔｏｎ＝Ｔ２－ｔ２となる。

　次に、駆動指令信号ＶｄｒｖがＨレベルからＬレベルに切り替わった時刻をＴ２とすると、時刻Ｔ２においてはドライバ３の出力電圧ＶｏｕｔはＧＮＤ電位と略同一レベルであり、比較回路４の出力ＶｃｏｍｐはＨレベルを出力し、スイッチ２１は非導通状態である。

　電流源回路２及びスイッチ２０を介してドライバ３のゲートより引き抜かれる電流値はＩｇａｔｅ＝－Ｉｏｆｆ０となる。負の符号を付している理由は、前述の通りゲートに供給される向きの電流を正と定めているためである。ドライバ３の出力電圧ＶｏｕｔはＩｇａｔｅに比例したスルーレートで増大する。

　さらに、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが増大していき、閾値電圧Ｖｔｈと等しくなった時刻をｔ３とすると、時刻ｔ３以降は出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈよりも高くなるため、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＨレベルからＬレベルに転じ、これによりスイッチ２１は非導通状態から導通状態に切り替わる。すなわち、時刻ｔ３以降においてはＩｇａｔｅ＝－（Ｉｏｆｆ０＋Ｉｏｆｆ１）となり、ドライバ３のゲートより引き抜かれる電流値は時刻ｔ３以前の－Ｉｏｆｆ０よりも相対的に絶対値が大きくなる。

　従って、出力電圧Ｖｏｕｔが増加する際のスルーレートの絶対値は、時刻Ｔ２から時刻ｔ３以前におけるスルーレートの絶対値よりも大きくなる。

　時刻ｔ３以降において出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧ＶＢと略同一レベルとなった時刻をｔ４とすると、時刻ｔ４においてドライバ３のオン抵抗は最大となり、ドライバ３はオフ状態となる。時刻ｔ４以降において、駆動指令信号Ｖｄｒｖが再度ＬレベルからＨレベルに切り替わる時刻をＴ３とし、ドライバ３がオフ状態にある期間をオフ期間ｔｏｆｆとすると、本実施例におけるオフ期間はｔｏｆｆ＝Ｔ３－ｔ４となる。

　ここで、図２において破線で記載した波形について説明し、本実施例におけるドライバ３のフルオン期間及びオフ期間が、従来技術と比較して長く取られることを説明する。

　従来技術においては、ドライバ駆動時のスルーレートは、特許文献１のようにノイズ抑制のために低い値が選択され、かつ固定されているものとする。従来技術によりドライバをオンする際、時刻ｔ１以降における出力電圧Ｖｏｕｔは、時刻ｔ１以前の波形から外挿した破線部の波形となる。破線で示す出力電圧ＶｏｕｔがＧＮＤ電位と略同一レベルになる時刻ｔ２’は時刻ｔ２とは異なり、図２からも明らかなように時刻ｔ２’は時刻ｔ２よりも後の時刻となる。

　また、従来技術によりドライバをオフする際、時刻ｔ３以降における出力電圧Ｖｏｕｔは、時刻ｔ３以前の波形から外挿した破線部の波形となる。破線で示す出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧ＶＢと略同一レベルになる時刻ｔ４’は時刻ｔ４とは異なり、図２からも明らかなように時刻ｔ４’は時刻ｔ４よりも後の時刻となる。

　以上から、従来技術によりスルーレートを固定した状態でドライバを駆動した場合におけるフルオン期間をｔｏｎ’、オフ期間をｔｏｆｆ’とすると、それぞれｔｏｎ’＝Ｔ２－ｔ２’、ｔｏｆｆ’＝Ｔ３－ｔ４’となる。時刻ｔ２’は時刻ｔ２よりも後の時刻であること、また、時刻ｔ４’は時刻ｔ４よりも後の時刻であることを考慮すると、それぞれｔｏｎ＞ｔｏｎ’、ｔｏｆｆ＞ｔｏｆｆ’となり、本実施例による負荷駆動装置１００においてはフルオン期間ｔｏｎ、オフ期間ｔｏｆｆが従来技術と比較して長く取られることが明らかとなった。

　次に、図３ａ及び図３ｂは、ドライバのスルーレートに起因するＥＭＩノイズを概念的に示した図である。従来技術により、スルーレートが固定された状態でドライバを駆動した場合、ＥＭＩノイズの基本周波数は図３ａに示すように、スルーレートに依存した周波数ｆ１に固定されたものになる。この時のピーク強度はＰＫ０とする。

　一方、本実施例によりスルーレートを可変とする負荷駆動装置１００においては、ＥＭＩノイズの基本周波数は図３ｂに示すように、２段階に切り替わるスルーレートの夫々に対応した周波数ｆ１及びｆ２に分散できる。その際、夫々の周波数におけるノイズのピーク強度ＰＫ１及びＰＫ２はいずれもＰＫ０よりも小さくすることができる。

　以上説明したように、本実施例の負荷駆動装置１００は、出力端子に負荷２００が接続される電圧駆動型トランジスタ（ドライバ３）と、第１の電流源（電流源回路１）と、第２の電流源（電流源回路２）と、第１の電流源（電流源回路１）と電圧駆動型トランジスタ（ドライバ３）のゲート端子との間に接続される第１のスイッチ（スイッチ１０）と、第２の電流源（電流源回路２）と電圧駆動型トランジスタ（ドライバ３）のゲート端子との間に接続される第２のスイッチ（スイッチ２０）と、電圧駆動型トランジスタ（ドライバ３）の出力端子電圧とリファレンス電圧（閾値電圧Ｖｔｈ）とを比較する比較回路４を備えており、第１の電流源（電流源回路１）および第２の電流源（電流源回路２）により電圧駆動型トランジスタ（ドライバ３）のゲート端子に印加される電流値が各々可変であるように構成されている。

　また、第１のスイッチ（スイッチ１０）および第２のスイッチ（スイッチ２０）は、二値のパルス信号（駆動指令信号Ｖｄｒｖ）に応じて相補的にオン／オフする。

　また、第１の電流源（電流源回路１）は、第１の定電流源Ｉｏｎ１と第３のスイッチ（スイッチ１１）が直列に接続された回路と、第２の定電流源Ｉｏｎ０とを有する並列回路であり、第２の電流源（電流源回路２）は、第３の定電流源Ｉｏｆｆ１と第４のスイッチ（スイッチ２１）が直列に接続された回路と、第４の定電流源Ｉｏｆｆ０とを有する並列回路であり、比較回路４の出力に基づき第３のスイッチ（スイッチ１１）および第４のスイッチ（スイッチ２１）を制御することにより、第１の電流源（電流源回路１）および第２の電流源（電流源回路２）の各々の電流値を変更する。

　本実施例の負荷駆動装置１００によれば、ドライバ３のスルーレートをターンオン及びターンオフ動作中に切り替えることにより、ドライバ３の応答性の低下を抑えつつ、ドライバ駆動時に発生するノイズのピーク値を低下させることができる。

　例えば、本実施例の負荷駆動装置１００を自動車の内燃機関の燃料噴射装置（インジェクタ）の駆動制御に用いることで、インジェクタのハーフリフト状態を早く終了させて全開状態にできる等、インジェクタの制御性を向上することができる。

　図４及び図５を参照して、本発明の実施例２の負荷駆動装置とその制御方法について説明する。

　図４は、本実施例の負荷駆動装置１００の概略構成を示すブロック図である。図５は、図４の負荷駆動装置１００の動作の一例を示すタイミングチャートである。

　実施例１（図１）の負荷駆動装置１００との構成の差分は、スイッチ１１及び２１の導通状態を制御する際に、第１の端子に印加する信号の極性を、実施例１と逆極性として規定する点である。すなわち、本実施例におけるスイッチ１１は、第１の端子に印加される信号がＬレベルである場合に導通状態となり、同様にスイッチ２１においては第１の端子にＨレベルが入力された場合に導通状態となる。

　図５は、図４の構成による負荷駆動装置１００の動作を説明するためのタイミングチャートの一例である。実施例１の図２と同様に、駆動指令信号Ｖｄｒｖは周期的にＨレベルとＬレベルとの間を繰り返し遷移するものとし、時刻Ｔ１からＴ２までの期間をＨレベル、時刻Ｔ２からＴ３までの期間をＬレベルとして図示する。また、比較回路４に入力される閾値電圧Ｖｔｈはグラウンド（ＧＮＤ）電位よりも高く、電源電圧ＶＢよりも低い電圧であるとする。

　なお、図５においては、本発明による効果を説明するために、本発明を適用しない場合の、固定のスルーレートでドライバを駆動した場合における出力電圧Ｖｏｕｔの波形も破線で図示している。

　時刻Ｔ１において駆動指令信号ＶｄｒｖはＬレベルからＨレベルに切り替わった時、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔは電源電圧ＶＢと略同一レベルであり、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＬレベルを出力し、スイッチ１１は導通状態である。この時、電流源回路１及びスイッチ１０を介してドライバ３のゲートに供給される電流値はＩｇａｔｅ＝Ｉｏｎ０＋Ｉｏｎ１である。時刻Ｔ１以降、ドライバ３のドレイン端、すなわち出力電圧ＶｏｕｔはＩｇａｔｅに比例したスルーレートで減少する。

　次に、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが減少していき、閾値電圧Ｖｔｈと等しくなった時刻をｔ５とすると、時刻ｔ５以降は出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈよりも低くなるため、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＬレベルからＨレベルに転じ、これによりスイッチ１１は導通状態から非導通状態に切り替わる。すなわち、時刻ｔ５以降においてはＩｇａｔｅ＝Ｉｏｎ０となり、電流源回路１よりドライバ３のゲートに供給される電流値は、時刻ｔ５以前のＩｇａｔｅよりも相対的に小さくなる。

　従って、出力電圧Ｖｏｕｔが減少する際のスルーレートの絶対値は、時刻Ｔ１以降から時刻ｔ５以前におけるスルーレートの絶対値よりも小さくなる。

　時刻ｔ５以降において出力電圧ＶｏｕｔがＧＮＤ電位と略同一レベルとなった時刻をｔ６とすると、時刻ｔ６においてドライバ３のオン抵抗は最小となり、負荷２００に通電される電流は最大となる。

　本実施例におけるフルオン期間ｔｏｎは、後述の時刻Ｔ２において駆動指令信号ＶｄｒｖがＨレベルからＬレベルに切り替わるまで持続し、すなわちｔｏｎ＝Ｔ２－ｔ６となる。

　次に、駆動指令信号ＶｄｒｖがＨレベルからＬレベルに切り替わった時刻Ｔ２においては、ドライバ３の出力電圧ＶｏｕｔはＧＮＤ電位と略同一レベルであり、比較回路４の出力ＶｃｏｍｐはＨレベルを出力し、スイッチ２１は導通状態である。この時、電流源回路２及びスイッチ２０を介してドライバ３のゲートより引き抜かれる電流値はＩｇａｔｅ＝－（Ｉｏｆｆ０＋Ｉｏｆｆ１）となる。ドライバ３の出力電圧ＶｏｕｔはＩｇａｔｅに比例したスルーレートで増大する。

　さらに、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが増大していき、閾値電圧Ｖｔｈと等しくなった時刻をｔ７とすると、時刻ｔ７以降は出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈよりも高くなるため、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＨレベルからＬレベルに転じ、これによりスイッチ２１は導通状態から非導通状態に切り替わる。すなわち、時刻ｔ７以降においてはＩｇａｔｅ＝－Ｉｏｆｆ０となり、ドライバ３のゲートより引き抜かれる電流値は時刻ｔ７以前のＩｇａｔｅよりも相対的に絶対値が小さくなる。

　従って、出力電圧Ｖｏｕｔが増加する際のスルーレートの絶対値は時刻Ｔ２から時刻ｔ７以前におけるスルーレートの絶対値よりも小さくなる。

　時刻ｔ７以降において出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧ＶＢと略同一レベルとなった時刻をｔ８とすると、時刻ｔ８においてドライバ３はオフ状態となる。時刻ｔ８以降において、ドライバ３のオフ期間はｔｏｆｆ＝Ｔ３－ｔ８となる。

　ここで、図５において破線で記載した波形について説明し、本実施例におけるドライバ３のフルオン期間及びオフ期間が、従来技術と比較して長く取られることを説明する。

　従来技術においては、ドライバ駆動時のスルーレートは、特許文献１のようにノイズ抑制のために低い値が選択され、かつ固定されているものとする。従来技術によりドライバをオンする際の出力電圧Ｖｏｕｔのスルーレートは、本実施例における時刻ｔ５以降のスルーレートと等しく、破線部の波形となる。破線で示す出力電圧ＶｏｕｔがＧＮＤ電位と略同一レベルになる時刻ｔ６’は時刻ｔ６とは異なり、図５からも明らかなように時刻ｔ６’は時刻ｔ６よりも後の時刻となる。

　また、従来技術によりドライバをオフする際の出力電圧Ｖｏｕｔのスルーレートは、本実施例における時刻ｔ７以降のスルーレートと等しく、破線部の波形となる。破線で示す出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧ＶＢと略同一レベルになる時刻ｔ８’は時刻ｔ８とは異なり、図５からも明らかなように時刻ｔ８’は時刻ｔ８よりも後の時刻となる。

　以上から、従来技術によりスルーレートを固定した状態でドライバを駆動した場合におけるフルオン期間をｔｏｎ’、オフ期間をｔｏｆｆ’とすると、それぞれｔｏｎ’＝Ｔ２－ｔ６’、ｔｏｆｆ’＝Ｔ３－ｔ８’となる。時刻ｔ６’は時刻ｔ６よりも後の時刻であること、また、時刻ｔ８’は時刻ｔ８よりも後の時刻であることを考慮すると、それぞれｔｏｎ＞ｔｏｎ’、ｔｏｆｆ＞ｔｏｆｆ’となり、本実施例による負荷駆動装置１００においてもフルオン期間ｔｏｎ、オフ期間ｔｏｆｆが従来技術と比較して長く取られることが明らかとなった。

　また、本実施例の負荷駆動装置１００においても、実施例１の負荷駆動装置１００と同様に、ドライバ３を駆動する際に発生するＥＭＩノイズを、各スルーレート設定に依存した周波数に分散させ、且つピークノイズを低減させることができる。実施例１において説明した図３ａ及び図３ｂと定性的に同様な内容であるため、詳細な説明は省略する。

　以上のように、本実施例の負荷駆動装置１００によれば、ドライバ３のスルーレートをターンオン及びターンオフ動作中に切り替えることにより、ドライバ３の応答性の低下を抑えつつ、ドライバ駆動時に発生するノイズのピーク値を低下させることができる。

　本実施例における電流源回路１及び２の制御はスイッチ１１及び２１の変更によって実現することを示した。しかし、実施例１からスイッチ１１及びスイッチ２１を変更せず、比較回路４の入力端子の接続を入れ替える方法によっても本実施例による負荷駆動装置１００の動作を実現できる。すなわち、相対的にスルーレートの高い状態から低い状態へ可変とする構成は本実施例に記載した方法以外にも実現できることは明らかである。

　図６から図８ｂを参照して、本発明の実施例３の負荷駆動装置とその制御方法について説明する。

　図６は、本実施例の負荷駆動装置１００の概略構成を示すブロック図である。図７は、図６の論理回路（論理素子）４０の構成例を示す図である。図８ａ及び図８ｂは、それぞれ図６の負荷駆動装置１００の動作の一例を示すタイミングチャートである。

　本実施例の負荷駆動装置１００は、図６に示すように、実施例１（図１）の構成に対してさらに、遅延素子３０と、論理回路４０と、を備えている。その他の構成は、実施例１と同様であり、詳細な説明は省略する。

　本実施例における遅延素子３０は、駆動指令信号Ｖｄｒｖを入力とし、Ｖｄｒｖの論理レベルが切り替わるエッジ部を所定時間Δｔｄだけ遅延させ、遅延駆動指令信号Ｖｄｒｖ＿ｄとして出力する。

　遅延素子３０には、例えば、入力される信号のＨレベルとＬレベルを反転して出力する論理否定素子（ＮＯＴ素子）を直列に偶数個接続した構成が考えられ、直列に接続する論理否定素子の個数により所定時間Δｔｄは可変である。

　論理回路４０は、駆動指令信号Ｖｄｒｖと、遅延駆動指令信号Ｖｄｒｖ＿ｄと、比較回路４の比較出力Ｖｃｏｍｐと、を入力とし、制御信号Ｖｃｔｒｌを出力する。

　制御信号Ｖｃｔｒｌは、駆動指令信号Ｖｄｒｖのレベルが切り替わった後において、遅延駆動指令信号Ｖｄｒｖ＿ｄと比較出力Ｖｃｏｍｐのうちで最初にレベルが切り替わる信号のエッジ部と略同じタイミングでＶｃｔｒｌレベルが切り替わることを特徴とし、一例として図７に示す組み合わせ論理回路によって実現できる。

　図６の構成による負荷駆動装置１００の動作を説明するためのタイミングチャートの一例を図８ａ及び図８ｂに示す。

　駆動指令信号Ｖｄｒｖは周期的にＨレベルとＬレベルとの間を繰り返し遷移するものとし、図８ａ及び図８ｂのタイミングチャートにおいては、その時間的な一例のみを示し、時刻Ｔ１からＴ２までの期間をＨレベル、時刻Ｔ２からＴ３までの期間をＬレベルとして図示する。また、比較回路４に入力される閾値電圧Ｖｔｈはグラウンド（ＧＮＤ）電位よりも高く、電源電圧ＶＢよりも低い電圧であるとする。

　図８ａと図８ｂとでは、駆動指令信号Ｖｄｒｖに対する遅延駆動指令信号Ｖｄｒｖ＿ｄの遅延時間、すなわちΔｔｄが異なる。より具体的には、Ｖｄｒｖ＿ｄのレベル切り替わりエッジの発生タイミングが、図８ａにおいては比較出力Ｖｃｏｍｐのエッジ発生タイミングよりも時間的に後であり、図８ｂにおいては時間的に先である、という点において異なる。

　図８ａにおいては、時刻Ｔ１において駆動指令信号ＶｄｒｖはＬレベルからＨレベルに切り替わった時、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔは電源電圧ＶＢと略同一レベルであり、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＬレベルを出力し、スイッチ１１は非導通状態である。この時、電流源回路１及びスイッチ１０を介してドライバ３のゲートに供給される電流値はＩｇａｔｅ＝Ｉｏｎ０である。時刻Ｔ１以降、ドライバ３のドレイン端、すなわち出力電圧ＶｏｕｔはＩｇａｔｅに比例したスルーレートで減少する。

　次に、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが減少していき、閾値電圧Ｖｔｈと等しくなった時刻をｔ９とすると、時刻ｔ９以降は出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈよりも低くなるため、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＬレベルからＨレベルに転じる。

　ここで、先に述べたようにＶｄｒｖ＿ｄのレベル切り替わりエッジの発生タイミングは比較出力Ｖｃｏｍｐのエッジ発生タイミングよりも時間的に後であり、そのため制御信号Ｖｃｔｒｌのレベル切り替わりは時刻ｔ９において行われる。これによりスイッチ１１は非導通状態から導通状態に切り替わる。

　時刻ｔ９以降においてはＩｇａｔｅ＝Ｉｏｎ０＋Ｉｏｎ１となり、出力電圧Ｖｏｕｔが減少する際のスルーレートの絶対値は、時刻Ｔ１以降から時刻ｔ９以前におけるスルーレートの絶対値よりも大きくなる。

　時刻ｔ９以降において出力電圧ＶｏｕｔがＧＮＤ電位と略同一レベルとなった時刻をｔ１０とすると、時刻ｔ１０においてドライバ３のオン抵抗は最小となり、負荷２００に通電される電流は最大となる。

　本実施例の図８ａにおけるフルオン期間ｔｏｎは、後述の時刻Ｔ２において駆動指令信号ＶｄｒｖがＨレベルからＬレベルに切り替わるまで持続し、すなわちｔｏｎ＝Ｔ２－ｔ１０となる。

　次に、駆動指令信号ＶｄｒｖがＨレベルからＬレベルに切り替わった時刻Ｔ２においては、ドライバ３の出力電圧ＶｏｕｔはＧＮＤ電位と略同一レベルであり、比較回路４の出力ＶｃｏｍｐはＨレベルを出力し、スイッチ２１は導通状態である。この時、電流源回路２及びスイッチ２０を介してドライバ３のゲートより引き抜かれる電流値はＩｇａｔｅ＝－Ｉｏｆｆ０となる。ドライバ３の出力電圧ＶｏｕｔはＩｇａｔｅに比例したスルーレートで増大する。

　さらに、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが増大していき、閾値電圧Ｖｔｈと等しくなった時刻をｔ１１とすると、時刻ｔ１１以降は出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈよりも高くなるため、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＨレベルからＬレベルに転じる。時刻ｔ９における説明と同様の理由で、制御信号Ｖｃｔｒｌのレベル切り替わりは時刻ｔ１１において行われ、スイッチ２１は非導通状態から導通状態に切り替わる。この時、電流源回路２及びスイッチ２０を介してドライバ３のゲートより引き抜かれる電流値はＩｇａｔｅ＝－（Ｉｏｆｆ０＋Ｉｏｆｆ１）となり、出力電圧Ｖｏｕｔが増加する際のスルーレートの絶対値は時刻Ｔ２から時刻ｔ１１以前におけるスルーレートの絶対値よりも大きくなる。

　時刻ｔ１１以降において出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧ＶＢと略同一レベルとなった時刻をｔ１２とすると、時刻ｔ１２においてドライバ３はオフ状態となる。時刻ｔ１２以降における、ドライバ３のオフ期間はｔｏｆｆ＝Ｔ３－ｔ１２となる。

　一方、図８ｂにおいては、時刻Ｔ１以降においてドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが減少していくが、閾値電圧Ｖｔｈと等しくなり、Ｖｃｏｍｐのレベル切り替わりエッジが発生するよりも先にＶｄｒｖ＿ｄのレベル切り替わりエッジが発生する。この時刻をｔ１３とすると、時刻ｔ１３において制御信号Ｖｃｔｒｌのレベル切り替わりが行われる。

　これにより、スイッチ１１は非導通状態から導通状態に切り替わる。時刻ｔ１３以降においてはＩｇａｔｅ＝Ｉｏｎ０＋Ｉｏｎ１となり、出力電圧Ｖｏｕｔが減少する際のスルーレートの絶対値は、時刻Ｔ１以降から時刻ｔ１３以前におけるスルーレートの絶対値よりも大きくなる。

　時刻ｔ１３以降において出力電圧ＶｏｕｔがＧＮＤ電位と略同一レベルとなった時刻をｔ１４とすると、時刻ｔ１４においてドライバ３のオン抵抗は最小となり、負荷２００に通電される電流は最大となる。

　本実施例の図８ｂにおけるフルオン期間ｔｏｎは、後述の時刻Ｔ２において駆動指令信号ＶｄｒｖがＨレベルからＬレベルに切り替わるまで持続し、すなわちｔｏｎ＝Ｔ２－ｔ１４となる。

　次に、時刻Ｔ２以降においてドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが増大していくが、閾値電圧Ｖｔｈと等しくなるより先に、時刻ｔ１５においてＶｄｒｖ＿ｄのレベル切り替わりエッジが発生し、制御信号Ｖｃｔｒｌのレベル切り替わりが行われる。

　これにより、スイッチ２１は非導通状態から導通状態に切り替わる。時刻ｔ１５以降においてはＩｇａｔｅ＝－（Ｉｏｆｆ０＋Ｉｏｆｆ１）となり、出力電圧Ｖｏｕｔが増加する際のスルーレートの絶対値は時刻Ｔ２から時刻ｔ１５以前におけるスルーレートの絶対値よりも大きくなる。

　時刻ｔ１５以降において出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧ＶＢと略同一レベルとなった時刻をｔ１６とすると、時刻ｔ１６においてドライバ３はオフ状態となる。時刻ｔ１６以降における、ドライバ３のオフ期間はｔｏｆｆ＝Ｔ３－ｔ１６となる。

　ここで、図８ａ及び図８ｂのそれぞれにおいて、従来技術によりドライバをオン及びオフする際の出力電圧Ｖｏｕｔの波形を破線で記載しているが、いずれの図においても実施例１と同様にｔｏｎ＞ｔｏｎ’、ｔｏｆｆ＞ｔｏｆｆ’であり、本実施例による負荷駆動装置１００においてもフルオン期間、オフ期間が従来技術と比較して長く取ることができる。

　以上説明したように、本実施例の負荷駆動装置１００では、遅延回路（遅延素子３０）は、パルス信号（駆動指令信号Ｖｄｒｖ）を入力信号として、パルス信号（駆動指令信号Ｖｄｒｖ）を遅延させた遅延信号（遅延駆動指令信号Ｖｄｒｖ＿ｄ）を出力し、論理回路（論理素子）４０は、パルス信号（駆動指令信号Ｖｄｒｖ）と、遅延信号（遅延駆動指令信号Ｖｄｒｖ＿ｄ）と、比較回路４の出力を入力信号とし、パルス信号（駆動指令信号Ｖｄｒｖ）のレベル切り替わり後において、遅延信号（遅延駆動指令信号Ｖｄｒｖ＿ｄ）と比較回路４の出力のうち先にレベルが切り替わった信号のタイミングに基づき、出力信号のレベル切り替えを行う。

　本実施例の負荷駆動装置１００によれば、ドライバ３のスルーレートをターンオン及びターンオフ動作中に切り替えることにより、低スルーレート設定によるドライバ３の応答性の低下を抑えつつ、ドライバ駆動時に発生するノイズのピーク値を低下させることができる。

　図９及び図１０を参照して、本発明の実施例４の負荷駆動装置とその制御方法について説明する。

　図９は、本実施例の負荷駆動装置１００の概略構成を示すブロック図である。図１０は、図９の負荷駆動装置１００の動作の一例を示すタイミングチャートである。

　本実施例の負荷駆動装置１００は、図９に示すように、実施例１（図１）の構成に対してさらに、周波数判定回路５０を備えている。

　周波数判定回路５０は、駆動指令信号Ｖｄｒｖとは別に、ドライバ３を駆動する際の周波数情報を入力とし、所定の周波数よりも高い周波数でドライバ３が駆動されることを検知した場合に、高周波検出信号ＨＦにＨレベルを、それ以外の場合はＬレベルを出力する。

　また、本実施例における電流源回路１は、実施例１の電流源回路１の構成に加えてさらに並列に接続される回路として、定電流源Ｉｏｎ２とスイッチ１２とが直列に接続された回路を有している。また、本実施例における電流源回路２は、実施例１の電流源回路２の構成に加えてさらに並列に接続される回路として、定電流源Ｉｏｆｆ２とスイッチ２２が直列に接続された回路を有している。

　スイッチ１２及び２２はいずれも、スイッチ１１及び２１と同様の動作を行う。すなわち、第１の端子に印加される信号がＨレベルである場合は、第２の端子と第３の端子との間を電気的な導通状態に制御し、Ｌレベルである場合には非導通状態に制御する。

　スイッチ１２及び２２の第１の端子には、高周波検出信号ＨＦが印加される。高周波検出信号ＨＦがＨレベルである場合はスイッチ１２及び２２が導通状態に制御され、ドライバ３のゲートを充放電するための電流源回路１の電流値にＩｏｎ２を重畳させる。また、ドライバ３のゲートから電流を引き抜くための電流源回路２の電流値にはＩｏｆｆ２を重畳させる。

　図９の構成による負荷駆動装置１００の動作を説明するためのタイミングチャートを図１０に示す。

　駆動指令信号Ｖｄｒｖは周期的にＨレベルとＬレベルとの間を繰り返し遷移するものとし、図１０のタイミングチャートにおいては、その時間的な一例のみを示し、時刻Ｔ１からＴ２’までの期間をＨレベル、時刻Ｔ２’からＴ３’までの期間をＬレベルとして図示する。

　本実施例においては、実施例１との比較のために、駆動指令信号Ｖｄｒｖが採るＨレベル、Ｌレベルの各期間は実施例１におけるそれよりも短い期間とし、すなわち駆動指令信号Ｖｄｒｖは実施例１よりも相対的に高い周波数で駆動されているものとする。また、図１０において高周波検出信号ＨＦはＨレベルであるものとする。

　比較回路４に入力される閾値電圧ＶｔｈはＧＮＤ電位よりも高く、電源電圧ＶＢよりも低い電圧である。なお、図１０においては、本実施例との差異を説明するために、実施例１の負荷駆動装置１００によりドライバを駆動した際の波形を破線で図示している。

　時刻Ｔ１において駆動指令信号ＶｄｒｖがＬレベルからＨレベルに切り替わった時、ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔは電源電圧ＶＢと略同一レベルであり、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＬレベルを出力し、スイッチ１１は非導通状態である。

　この時、電流源回路１及びスイッチ１０を介してドライバ３のゲートに供給される電流値は、高周波検出信号ＨＦがＨレベルであることによりＩｇａｔｅ＝Ｉｏｎ０＋Ｉｏｎ２となる。ドライバ３の出力電圧ＶｏｕｔはＩｇａｔｅに比例したスルーレートで減少する。

　ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが減少していき、閾値電圧Ｖｔｈと等しくなった時刻をｔ１７とすると、時刻ｔ１７以降は出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈよりも低くなるため、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＬレベルからＨレベルに転じ、これによりスイッチ１１は非導通状態から導通状態に切り替わる。時刻ｔ１７以降におけるＩｇａｔｅは、高周波検出信号ＨＦがＨレベルであるためＩｇａｔｅ＝Ｉｏｎ０＋Ｉｏｎ１＋Ｉｏｎ２となる。

　時刻ｔ１７以降において出力電圧ＶｏｕｔがＧＮＤ電位と略同一レベルとなった時刻をｔ１８とすると、時刻ｔ１８においてドライバ３のオン抵抗は最小となり、負荷２００に通電される電流は最大となる。

　本実施例におけるフルオン期間ｔｏｎは、後述の時刻Ｔ２’において駆動指令信号ＶｄｒｖがＨレベルからＬレベルに切り替わるまで持続し、すなわちｔｏｎ＝Ｔ２’－ｔ１８となる。

　駆動指令信号ＶｄｒｖがＨレベルからＬレベルに切り替わった時刻Ｔ２’においては、ドライバ３の出力電圧ＶｏｕｔはＧＮＤ電位と略同一レベルであり、比較回路４の出力ＶｃｏｍｐはＨレベルを出力し、スイッチ２１は導通状態である。

　この時、電流源回路２及びスイッチ２０を介してドライバ３のゲートより引き抜かれる電流値は、高周波検出信号ＨＦがＨレベルであることにより、Ｉｇａｔｅ＝－（Ｉｏｆｆ０＋Ｉｏｆｆ２）となる。ドライバ３の出力電圧ＶｏｕｔはＩｇａｔｅに比例したスルーレートで増大する。

　ドライバ３の出力電圧Ｖｏｕｔが増大していき、閾値電圧Ｖｔｈと等しくなった時刻をｔ１９とすると、時刻ｔ１９以降は出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈよりも高くなるため、比較回路４の比較出力ＶｃｏｍｐはＨレベルからＬレベルに転じ、これによりスイッチ２１は導通状態から非導通状態に切り替わる。時刻ｔ１９以降におけるＩｇａｔｅは、高周波検出信号ＨＦがＨレベルであるためＩｇａｔｅ＝－（Ｉｏｆｆ０＋Ｉｏｆｆ１＋Ｉｏｆｆ２）となる。

　時刻ｔ１９以降において出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧ＶＢと略同一レベルとなった時刻をｔ２０とすると、時刻ｔ２０においてドライバ３のオン抵抗は最大となり、ドライバ３はオフ状態となる。時刻ｔ２０以降において、駆動指令信号Ｖｄｒｖが再度ＬレベルからＨレベルに切り替わる時刻をＴ３’とし、ドライバ３がオフ状態にある期間をオフ期間ｔｏｆｆとすると、本実施例におけるオフ期間はｔｏｆｆ＝Ｔ３’－ｔ２０となる。

　以上の本実施例による負荷駆動回路１００について、高周波検出信号ＨＦがＨレベルであることにより、Ｉｇａｔｅに対しＩｏｎ２またはＩｏｆｆ２が重畳された動作となることを説明した。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔのスルーレートの絶対値はＩｏｎ２またはＩｏｆｆ２が重畳されない場合と比較して大きくなり、フルオン時間、オフ時間を相対的に長く確保することが可能である。

　なお、図１０においては、高周波検出信号ＨＦがＨレベルであるものとして記載したが、一方でＬレベルである場合には出力電圧Ｖｏｕｔは破線に示す波形となり、実施例１による出力電圧Ｖｏｕｔの波形と略等しくなる。

　ドライバ３の動作周波数が増大していった際に、実施例１によるｔｏｎ’またはｔｏｆｆ’のいずれかがゼロとなる以前において高周波検出信号ＨＦにＨレベルを出力し、フルオン時間、オフ時間をそれぞれ確保できるようにすることが好ましい。

　また、本実施例による負荷駆動装置１００においても、実施例１による負荷駆動装置１００と同様に、ドライバ３を駆動する際に発生するＥＭＩノイズを、各スルーレート設定に依存した周波数に分散させ、且つピークノイズを低減させることができる。実施例１において説明した図３ａ及び図３ｂと定性的に同様な内容であるため、詳細な説明は省略する。

　以上説明したように、本実施例の負荷駆動装置１００では、周波数判定回路５０は、パルス信号（駆動指令信号Ｖｄｒｖ）が駆動される周波数に係る情報を入力とし、パルス信号（駆動指令信号Ｖｄｒｖ）が駆動される周波数に応じて第１の電流源（電流源回路１）および第２の電流源（電流源回路２）の各々の電流値に対し、さらに電流を加算する。

　また、パルス信号（駆動指令信号Ｖｄｒｖ）が駆動される周波数を検知する周波数判定回路５０を備えており、第１の電流源（電流源回路１）は、第１の定電流源Ｉｏｎ１と第３のスイッチ（スイッチ１１）が直列に接続された回路と、第２の定電流源Ｉｏｎ０と、第５の定電流源Ｉｏｎ２と第５のスイッチ（スイッチ１２）が直列に接続された回路と、を有する並列回路であり、第２の電流源（電流源回路２）は、第３の定電流源Ｉｏｆｆ１と第４のスイッチ（スイッチ２１）が直列に接続された回路と、第４の定電流源Ｉｏｆｆ０と、第６の定電流源Ｉｏｆｆ２と第６のスイッチ（スイッチ２２）が直列に接続された回路と、を有する並列回路であり、比較回路４の出力に基づき第３のスイッチ（スイッチ１１）および第４のスイッチ（スイッチ２１）を制御し、かつ、周波数判定回路５０の出力に基づき第５のスイッチ（スイッチ１２）および第６のスイッチ（スイッチ２２）を制御することにより、第１の電流源（電流源回路１）および第２の電流源（電流源回路２）の各々の電流値を変更する。

　本実施例による負荷駆動装置１００によれば、ドライバ３のスルーレートをターンオン及びターンオフ動作中に切り替え、さらにドライバ３が所定の周波数より高い周波数で駆動される情報を受け取ってスルーレートを高めることにより、ドライバ３の応答性の低下を抑えつつ、ドライバ駆動時に発生するノイズのピーク値を低下させることができる。

　なお、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、必ずしも製品上の全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。

　また、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記の実施例は本発明に対する理解を助けるために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

　≪変形例≫
　例えば、図１１は、実施例１（図１）の変形例を示したものである。電流源回路１の構成においてさらに並列に、定電流源Ｉｏｎ３とスイッチ１３とを直列接続した回路を接続し、また、電流源回路２においてさらに並列に、定電流源Ｉｏｆｆ３とスイッチ２３とを直列接続した回路を接続し、出力電圧Ｖｏｕｔと閾値電圧Ｖｔｈ２とを比較した結果をＶｃｏｍｐ２として出力する比較回路５を、比較回路４と並列に配置し、比較回路４及び５の各出力のレベルに応じて電流源回路１及び２の電流値を３段階に可変とすることもできる。

　さらに言えば、ｎを任意の自然数とし、ｎ個の比較回路とｎ個の閾値電圧を設け、電流源回路１及び２の内部において定電流源とスイッチを直列接続した回路を並列に（ｎ＋１）個接続した構成とし、（ｎ＋１）段階に可変とすることもできる。ここで、図１１に示す構成はｎ＝２とした場合に対応する。

　また、電流源回路１と電流源回路２の電流値に関し、調整可能な階調数は同一である必然性はなく、異なる階調で可変であっても本発明の効果を何ら損なうものではない。

　１，２…電流源回路、３…ドライバ、４，５…比較回路、１０，１１，１２，１３，２０，２１，２２，２３…スイッチ、３０…遅延素子、４０…論理回路（論理素子）、５０…周波数判定回路、１００…負荷駆動装置、２００…負荷、Ｉｏｎ０，Ｉｏｎ１，Ｉｏｎ２，Ｉｏｎ３，Ｉｏｆｆ０，Ｉｏｆｆ１，Ｉｏｆｆ２，Ｉｏｆｆ３…定電流源、ＶＢ…電源電圧、ＨＦ…高周波検出信号、Ｖｄｒｖ…駆動指令信号、Ｖｄｒｖ＿ｄ…遅延駆動指令信号、Ｖｃｏｍｐ…比較出力、Ｖｃｔｒｌ…制御信号、Ｖｏｕｔ…出力電圧、Ｖｔｈ…閾値電圧

Claims

　出力端子に負荷が接続される電圧駆動型トランジスタと、
　第１の電流源と、
　第２の電流源と、
　前記第１の電流源と前記電圧駆動型トランジスタのゲート端子との間に接続される第１のスイッチと、
　前記第２の電流源と前記電圧駆動型トランジスタのゲート端子との間に接続される第２のスイッチと、
　前記電圧駆動型トランジスタの出力端子電圧とリファレンス電圧とを比較する比較回路と、を備え、
　前記第１の電流源および前記第２の電流源により前記電圧駆動型トランジスタのゲート端子に印加される電流値が各々可変である負荷駆動装置。
　請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
　前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、二値のパルス信号に応じて相補的にオン／オフする負荷駆動装置。
　請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
　前記第１の電流源および前記第２の電流源の各々の電流値は、前記比較回路の出力に基づき可変である負荷駆動装置。
　請求項２に記載の負荷駆動装置であって、
　遅延回路と、
　論理回路と、をさらに備え、
　前記第１の電流源および前記第２の電流源の各々の電流値は、前記論理回路の出力に基づき可変である負荷駆動装置。
　請求項４に記載の負荷駆動装置であって、
　前記遅延回路は、前記パルス信号を入力信号として、前記パルス信号を遅延させた遅延信号を出力し、
　前記論理回路は、前記パルス信号と、前記遅延信号と、前記比較回路の出力を入力信号とし、前記パルス信号のレベル切り替わり後において、前記遅延信号と前記比較回路の出力のうち先にレベルが切り替わった信号のタイミングに基づき、出力信号のレベル切り替えを行う負荷駆動装置。
　請求項２に記載の負荷駆動装置であって、
　周波数判定回路をさらに備え、
　前記周波数判定回路は、前記パルス信号が駆動される周波数に係る情報を入力とし、
　前記パルス信号が駆動される周波数に応じて前記第１の電流源および前記第２の電流源の各々の電流値に対し、さらに電流を加算する負荷駆動装置。
　請求項３に記載の負荷駆動装置であって、
　前記比較回路を複数備え、
　前記第１の電流源および前記第２の電流源の各々の電流値は、前記複数の比較回路の出力に基づき可変である負荷駆動装置。
　請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
　前記第１の電流源は、第１の定電流源と第３のスイッチが直列に接続された回路と、第２の定電流源とを有する並列回路であり、
　前記第２の電流源は、第３の定電流源と第４のスイッチが直列に接続された回路と、第４の定電流源とを有する並列回路であり、
　前記比較回路の出力に基づき前記第３のスイッチおよび前記第４のスイッチを制御することにより、前記第１の電流源および前記第２の電流源の各々の電流値を変更する負荷駆動装置。
　請求項２に記載の負荷駆動装置であって、
　前記パルス信号が駆動される周波数を検知する周波数判定回路を備え、
　前記第１の電流源は、第１の定電流源と第３のスイッチが直列に接続された回路と、第２の定電流源と、第５の定電流源と第５のスイッチが直列に接続された回路と、を有する並列回路であり、
　前記第２の電流源は、第３の定電流源と第４のスイッチが直列に接続された回路と、第４の定電流源と、第６の定電流源と第６のスイッチが直列に接続された回路と、を有する並列回路であり、
　前記比較回路の出力に基づき前記第３のスイッチおよび前記第４のスイッチを制御し、かつ、前記周波数判定回路の出力に基づき前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチを制御することにより、前記第１の電流源および前記第２の電流源の各々の電流値を変更する負荷駆動装置。
　請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
　前記負荷は、自動車の内燃機関の燃料噴射装置である負荷駆動装置。
　以下のステップを含む負荷駆動装置の制御方法；
　（ａ）負荷駆動装置の出力電圧を検出するステップ、
　（ｂ）前記（ａ）ステップにおいて検出した出力電圧を所定の閾値電圧と比較するステップ、
　（ｃ）前記（ｂ）ステップの比較結果に基づいて複数の電流源の各々の電流値を変更し、前記負荷駆動装置の出力電圧の変化率（スルーレート）を制御するステップ。