JP2014057404A - 過電流検出回路及び電流制限回路 - Google Patents

Abstract

【課題】動作温度が変動しても安定して過電流を検出する。
【解決手段】過電流検出用しきい値電圧生成回路４は、温度に実質的に依存しない所定の基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ３に印加することにより、基準電圧Ｖｒｅｆを電流ｉ３に変換する電圧電流変換回路と、電流ｉ３に対応する電流ｉ４を抵抗Ｒ４に流すことにより、電流ｉ４を過電流検出用しきい値電圧Ｖ４に変換する電流電圧変換回路とを備える。ここで、抵抗Ｒ３は、ｎＭＯＳトランジスタＮ１のオン抵抗の温度特性と逆特性の温度特性を有し、抵抗Ｒ４は、抵抗Ｒ３の温度特性と逆特性の温度特性を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチングレギュレータのための過電流検出回路及び当該過電流検出回路を備えた電流制限回路に関する。

従来、スイッチングレギュレータのスイッチング電流を検出し、スイッチング電流を所定の制限電流以下に制御するための様々な過電流検出回路が提案されている（特許文献１〜７参照。）。従来技術に係る過電流検出回路は、主に、電流検出用の抵抗又はトランジスタをスイッチングトランジスタのソース端子に直列に接続してスイッチング電流を測定する。

一般に、スイッチングトランジスタのオン抵抗は動作温度に比例して大きくなる特性を有しているので、スイッチング電流を電圧に変換して検出し、変換後の電圧を所定の過電流検出用しきい値電圧と比較して過電流を検出する場合は、温度が上昇したときに、常温時よりも少ないスイッチング電流値で過電流を検出してしまうことになる。

特許文献１及び２記載の電流制限出力を有するシステムでは、スイッチング電流を検出するためのセンス抵抗器は当該システムに外付けされているので、検出される電流値の温度特性は安定している。また、基準電流を発生する定電流源に外付けの電流制限制御抵抗器を接続し、電流制限制御抵抗器に発生する電圧を、過電流を判定するための基準電圧として用いている。これにより、電流制限制御抵抗器の温度特性による基準電圧の変動を抑制する。しかしながら、基準電流を発生するためには、例えば、バンドギャップリファレンス回路などの定電圧回路からの電圧を、抵抗を用いて基準電流に変換する必要があるので、この抵抗の温度特性は基準電流に重畳されてしまう。しかしながら、特許文献１及び２において、基準電流への温度の影響は考慮されていない。さらに、２つの外付けの抵抗器を必要とするので、集積回路の端子数が増加し、チップ面積の増加及び集積回路を搭載する基板の実装面積の増加を招く。

また、特許文献３及び４には、スイッチング電流を検出するための電流センス抵抗を備えない安全動作領域電流制限装置が開示されている。特許文献３及び４記載の安全動作領域電流制限装置は、スイッチング電流に対応する電圧を基準電圧と比較することにより、過電流判定を行っている。しかしながら、特許文献３及び４において、スイッチングトランジスタのオン抵抗の温度変動に伴う過電流検出時のスイッチング電流の変化については記載されていない。

さらに、特許文献５記載の過電流保護回路の構成は、スイッチングトランジスタがＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、ｐＭＯＳトランジスタという。）である場合に限定されている。

またさらに、特許文献６には、スイッチングトランジスタ、スイッチング電流検出用トランジスタ及び電流検出抵抗の形成方法が記載されている。特許文献６記載のスイッチング電流の検出回路は、電流検出抵抗を１本のみ備えているので、過電流検出時のスイッチング電流は、電流検出抵抗の温度特性変動の影響を受けると考えられる。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、動作温度が変動しても従来技術に比較して安定して過電流を検出できる過電流検出回路及び当該過電流検出回路を備えた電流制限回路を提供することにある。

本発明に係る過電流検出回路は、
入力端子を介して入力された入力電圧を、上記入力端子に接続されたスイッチングトランジスタをオンオフ制御することにより所定の出力電圧に変換して出力するスイッチングレギュレータのための過電流検出回路において、
温度変化に応じて上記スイッチングトランジスタのオン抵抗が変化することを利用して、上記スイッチングトランジスタに流れるスイッチング電流を検出し、当該検出した電流に比例するスイッチング電流検出電圧を生成するスイッチング電流検出回路と、
上記スイッチング電流検出電圧の温度特性と同一極性の温度特性を有し、温度に応じて変化する過電流検出用しきい値電圧を生成する過電流検出用しきい値電圧生成回路と、
上記スイッチング電流検出電圧を上記過電流検出用しきい値電圧と比較し、当該比較結果により所定の過電流を示す過電流検出信号を生成して出力する電圧比較器とを備えたことを特徴とする。

本発明に係る過電流検出回路及び電流制限回路によれば、スイッチング電流検出電圧の温度特性と同一極性の温度特性を有し、温度に応じて変化する過電流検出用しきい値電圧を生成する過電流検出用しきい値電圧生成回路を備えたので、動作温度が変動しても従来技術に比較して安定して過電流を検出できる。

本発明の第１の実施形態に係る過電流検出回路６を備えたスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図である。 常温時、低温時及び高温時における図１のスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅと、常温時、低温時及び高温時におけるスイッチング電流しきい値Ｉａ，Ｉｂ及びＩｃを示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係る過電流検出回路６Ａを備えたスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る過電流検出回路６Ｂを備えたスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図である。 従来技術に係るスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図である。 常温時、低温時及び高温時における図５のスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅと、常温時、低温時及び高温時におけるスイッチング電流しきい値Ｉａ，Ｉｂ及びＩｃを示すグラフである。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

まず始めに、本発明に係る実施形態を得るに至った経緯を説明する。

図５は、従来技術に係るスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図である。図５のスイッチングレギュレータは、コンパレータ１及び５と、制御論理回路２と、スイッチング電流検出回路３と、帰還回路８及び９と、定電圧源４１と、スイッチングトランジスタであるＮＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、ｎＭＯＳトランジスタという。）Ｎ１と、入力端子Ｔ１及びＴ２と、出力端子Ｔ３及びＴ４と、互いに逆極性の一次巻線１０４ａ及び１０４ｂを備えたトランス１０４と、抵抗１０１，１０７，１０９，１１０，１１１，１１２と、コンデンサ１０２，１０６，１０８，１１５と、ダイオード１０３，１０５と、ツェナーダイオードであるシャントレギュレータ１１３と、フォトカプラ１１４とを備えて構成される。また、スイッチング電流検出回路３は、ｎＭＯＳトランジスタＮ２と、抵抗Ｒ１及びＲ２とを備えて構成される。

図５において、直流の入力電圧Ｖｉｎは、入力端子Ｔ１とＴ２との間に入力される。ここで、低電位側の入力端子Ｔ２は接地されるとともに、ｎＭＯＳトランジスタＮ１のソースに接続される。また、高電位側の入力端子Ｔ１は、抵抗１０１とコンデンサ１０２との並列接続回路と、ダイオード１０３とを介してｎＭＯＳトランジスタＮ１のドレインに接続される。さらに、一次巻線１０４ａの一端は入力端子Ｔ１に接続される一方、他端はｎＭＯＳトランジスタＮ１のドレインに接続される。

二次巻線１０４ｂの一端は、ダイオード１０５を介して出力端子Ｔ３とコンデンサ１１５の第１の電極とに接続される一方、二次巻線１０４ｂの他端は、出力端子Ｔ４とコンデンサ１１５の第２の電極とに接続される。また、コンデンサ１０６はダイオード１０５に並列に接続される。出力端子Ｔ３とＴ４との間の出力電圧Ｖｏｕｔは負荷１００に出力される。このとき、負荷１００には出力電流Ｉｏｕｔが流れる。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔは、抵抗１０７，１０９〜１１２と、コンデンサ１０８と、シャントレギュレータ１１３とを備えた出力電圧検出回路によって検出され、検出された出力電圧Ｖｏｕｔは、フォトカプラ１１４を介して帰還回路８に出力される。帰還回路８は、検出された出力電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧との間の誤差電圧Ｖｅを生成してコンパレータ１の反転入力端子に出力する。

また、ｎＭＯＳトランジスタＮ１は制御論理回路２からの制御信号Ｓ２に従ってオンオフ制御され、ｎＭＯＳトランジスタＮ１にはスイッチング電流Ｉｓｗ１が流れる。一方、スイッチング電流検出回路３において、ｎＭＯＳトランジスタＮ２のドレインはｎＭＯＳトランジスタＮ１のドレインに接続される一方、ソースは抵抗Ｒ１及びＲ２を介して入力端子Ｔ２に接続される。ｎＭＯＳトランジスタＮ２は、制御論理回路２からの制御信号Ｓ２に従って、ｎＭＯＳトランジスタＮ１と連動してオンオフするように制御される。ｎＭＯＳトランジスタＮ２はｎＭＯＳトランジスタＮ１のサイズに比べて十分に小さいサイズを有し、ｎＭＯＳトランジスタＮ２には、スイッチング電流Ｉｓｗ１に比例しかつスイッチング電流Ｉｓｗ１に比較して十分に小さい電流Ｉｓｗ２が流れる。そして、電流Ｉｓｗ２は、抵抗Ｒ１及びＲ２によりスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅに変換される。スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅは、帰還回路９と、コンパレータ５の非反転入力端子とに出力される。さらに、帰還回路９は、入力されるスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅに対してスロープ補償を行い、スロープ補償後のスロープ電圧Ｖｓをコンパレータ１の非反転入力端子に出力する。制御論理回路２は、コンパレータ１からの出力信号に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧になるように制御信号Ｓ２を生成し、ｎＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２の各ゲートに出力する。

定電圧源４１は、例えばバンドギャップリファレンス回路であって、電源電圧及び動作温度に実質的に依存しない所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、コンパレータ５の反転入力端子に出力する。コンパレータ５は、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅと基準電圧Ｖｒｅｆとの比較結果を示す過電流検出信号Ｓ５を生成して、制御論理回路２に出力する。制御論理回路２は、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅが基準電圧Ｖｒｅｆより大きいことを示す過電流検出信号Ｓ５に応答して、ｎＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２をオフするための制御信号Ｓ２を生成し、ｎＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２の各ゲートに出力する。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆは、常温時のスイッチング電流Ｉｓｗ１の上限（以下、スイッチング電流しきい値又はリミット電流という。）Ｉａに対応するように設定される。

ここで、一般に、図５において、ｎＭＯＳトランジスタＮ１のオン抵抗は動作温度に比例して大きくなる正の温度特性を有する。従って、スイッチング電流Ｉｓｗ１は、温度が高いほど大きくなり、ｎＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２の各ドレイン電圧は、温度が高いほど大きくなる。図６は、常温時、低温時及び高温時における図５のスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅと、常温時、低温時及び高温時におけるスイッチング電流しきい値Ｉａ，Ｉｂ及びＩｃを示すグラフである。図６に示すように、スイッチング電流Ｉｓｗ１がスイッチング電流しきい値Ｉａであるときのスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅは、常温時には基準電圧Ｖｒｅｆであるが、高温時には基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなり、低温時には基準電圧Ｖｒｅｆより小さくなる。従って、過電流検出信号Ｓ５の電圧レベルは、高温時には、常温時のスイッチング電流しきい値Ｉａより小さいスイッチング電流Ｉｃで反転し、低温時には、常温時のスイッチング電流しきい値Ｉａより大きくスイッチング電流Ｉｂで反転する。すなわち、動作温度の変化に伴って、スイッチング電流しきい値は大きく変化する。このため、動作温度が変動しても従来技術に比較して安定して過電流を検出できる過電流検出回路及び当該過電流検出回路を得ることを目的として、本発明に係る実施形態を得るに至った。

第１の実施形態．
図１は、本発明の第１の実施形態に係る過電流検出回路６を備えたスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図である。図１のスイッチングレギュレータは、コンパレータ１と、制御論理回路２と、過電流検出回路６と、帰還回路８及び９と、スイッチングトランジスタであるｎＭＯＳトランジスタＮ１と、定電圧源４１と、入力端子Ｔ１及びＴ２と、出力端子Ｔ３及びＴ４と、互いに逆極性の一次巻線１０４ａ及び１０４ｂを備えたトランス１０４と、抵抗１０１，１０７，１０９，１１０，１１１，１１２と、コンデンサ１０２，１０６，１０８，１１５と、ダイオード１０３，１０５と、ツェナーダイオードであるシャントレギュレータ１１３と、フォトカプラ１１４とを備えて構成される。また、過電流検出回路６は、スイッチング電流検出回路３と、過電流検出用しきい値電圧生成回路４と、コンパレータ５（電圧比較器）とを備えて構成される。さらに、スイッチング電流検出回路３は、ｎＭＯＳトランジスタＮ２と、抵抗Ｒ１及びＲ２とを備えて構成される。また、過電流検出用しきい値電圧生成回路４は、演算増幅器４２と、ｐＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２と、ｎＭＯＳトランジスタＮ３と、抵抗Ｒ３及びＲ４とを備えて構成される。なお、制御論理回路２と、過電流検出回路６とは、電流制限回路を構成する。

本実施形態に係るスイッチングレギュレータは、図５のスイッチングレギュレータに比較して、過電流検出用しきい値電圧生成回路４をさらに備えた点が異なり、その他の点において図５のスイッチングレギュレータと同様に構成される。

詳細後述するように、本実施形態に係る過電流検出用しきい値電圧生成回路４は、
（ａ）温度変化に応じてｎＭＯＳトランジスタＮ１のオン抵抗が変化することを利用して、ｎＭＯＳトランジスタＮ１に流れるスイッチング電流Ｉｓｗ１を検出し、当該検出した電流Ｉｓｗ１に比例するスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅを生成するスイッチング電流検出回路３と、
（ｂ）スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅの温度特性と同一極性の温度特性を有し、温度に応じて変化する過電流検出用しきい値電圧Ｖ４を生成する過電流検出用しきい値電圧生成回路４と、
（ｃ）スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅを過電流検出用しきい値電圧Ｖ４と比較し、当該比較結果により所定の過電流を示す過電流検出信号Ｓ５を生成して出力するコンパレータ５とを備えたことを特徴とする。

また、過電流検出用しきい値電圧生成回路４は、抵抗Ｒ３を備え、温度に実質的に依存しない所定の基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ３に印加することにより、基準電圧Ｖｒｅｆを電流ｉ３に変換する電圧電流変換回路と、抵抗Ｒ４を備え、変換後の電流ｉ３に対応する電流ｉ４を抵抗Ｒ４に流すことにより、変換後の電流ｉ３を過電流検出用しきい値電圧Ｖ４に変換する電流電圧変換回路とを備え、抵抗Ｒ３は、ｎＭＯＳトランジスタＮ１のオン抵抗の温度特性（正の温度特性）と逆極性の温度特性（負の温度特性）を有し、抵抗Ｒ４は、抵抗Ｒ１の温度特性と逆極性の温度特性（正の温度特性）を有することを特徴とする。

以下、本実施形態に係るスイッチングレギュレータと、図５のスイッチングレギュレータとの間の相違点のみを説明する。

図１において、ｎＭＯＳトランジスタＮ１は制御論理回路２からの制御信号Ｓ２に従ってオンオフ制御され、ｎＭＯＳトランジスタＮ１にはスイッチング電流Ｉｓｗ１が流れる。一方、スイッチング電流検出回路３において、ｎＭＯＳトランジスタＮ２のドレインはｎＭＯＳトランジスタＮ１のドレインに接続される一方、ソースは抵抗Ｒ１及びＲ２を介して入力端子Ｔ２に接続される。ｎＭＯＳトランジスタＮ２は、制御論理回路２からの制御信号Ｓ２に従って、ｎＭＯＳトランジスタＮ１と連動してオンオフするように制御される。ｎＭＯＳトランジスタＮ２はｎＭＯＳトランジスタＮ１のサイズに比べて十分に小さいサイズを有し、ｎＭＯＳトランジスタＮ２には、スイッチング電流Ｉｓｗ１に比例しかつスイッチング電流Ｉｓｗ１に比較して十分に小さい電流Ｉｓｗ２が流れる。そして、電流Ｉｓｗ２は、抵抗Ｒ１及びＲ２によりスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅに変換される。スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅは、コンパレータ５の非反転入力端子に出力される。ここで、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅは、スイッチング電流Ｉｓｗ１に比例する。

定電圧源４１は、例えばバンドギャップリファレンス回路であって、電源電圧及び動作温度に実質的に依存しない所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、演算増幅器４２の非反転入力端子に出力する。また、過電流検出用しきい値電圧生成回路４において、演算増幅器４２と、ｎＭＯＳトランジスタＮ３と、抵抗Ｒ３とは、電圧電流変換回路を構成し、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ３に印加することにより、基準電圧Ｖｒｅｆを、当該基準電圧Ｖｒｅｆに比例する電流ｉ３に変換する。ここで、電流ｉ３は、抵抗Ｒ３の温度特性を含む。また、電流ｉ３は、ｐＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２からなるカレントミラー回路によって電流ｉ４に変換される。さらに、抵抗Ｒ４は電圧電流変換回路であって、電流ｉ４を抵抗Ｒ４に流すことにより、電流ｉ４を、電流ｉ４に比例する過電流検出用しきい値電圧Ｖ４に変換する。そして、過電流検出用しきい値電圧Ｖ４はコンパレータ５の反転入力端子に出力される。なお、ｐＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２の各ソースは、スイッチングレギュレータの内部電源１５０に接続される。内部電源１５０は、例えば、一次巻線１０４ａに直列に接続された補助巻線（図示せず。）からの電圧に基づいて所定の内部電源電圧を生成し、コンパレータ１、制御論理回路２、帰還回路８及び９ならびに演算増幅器４２などのスイッチングレギュレータ内部の各回路に供給する。

コンパレータ５は、スイッチング電流検出電圧Ｖｒｅｆを過電流検出用しきい値電圧Ｖ４と比較し、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅが過電流検出用しきい値電圧Ｖ４以下であるときはローレベルの過電流検出信号Ｓ５を生成する一方、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅが過電流検出用しきい値電圧Ｖ４より大きいときはハイレベルの過電流検出信号Ｓ５を生成する。過電流検出信号Ｓ５は制御論理回路２に出力され、制御論理回路２は、ハイレベルの過電流検出信号Ｓ５に応答して、ｎＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２をオフするための制御信号Ｓ２を生成して、ｎＭＯＳトランジスタＮ１及びＮ２の各ゲートに出力する。

次に、抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３及び抵抗Ｒ４の抵抗値ｒ４の設定方法を説明する。ｐＭＯＳトランジスタＰ１とＰ２との間のサイズ比がｎ：ｍであるとき、電流ｉ３と、電流ｉ４と、過電流検出用しきい値電圧Ｖ４とは次式で表される。

ｉ３＝Ｖｒｅｆ／ｒ３
ｉ４＝ｉ３×ｎ／ｍ
Ｖ４＝ｉ４×ｒ４＝Ｖｒｅｆ×（ｎ／ｍ）×（ｒ４／ｒ３）

従って、温度がΔＴ（＞０）だけ変化したときの抵抗値ｒ３の変化量がΔｒ３であり、抵抗値ｒ４の変化量がΔｒ４であるとき、温度変化後の過電流検出用しきい値電圧Ｖ４は次式で表される。

Ｖ４＝Ｖｒｅｆ×（ｎ／ｍ）×（ｒ４＋Δｒ４）／（ｒ３＋Δｒ３）

従って、変化量Δｒ３が負の値になり変化量Δｒ４が正の値になるような温度特性を有する抵抗Ｒ３及びＲ４を用いることにより、過電流検出用しきい値電圧Ｖ４を、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅと同様に、動作温度に比例するように変化させることができる。本実施形態では、負の温度特性を有する抵抗Ｒ３と、正の温度特性を有する抵抗Ｒ４とを用いて、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅの正の温度特性と同一極性である正の温度特性を有する過電流検出用しきい値電圧Ｖ４を生成する。

図２は、常温時、低温時及び高温時における図１のスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅと、常温時、低温時及び高温時におけるスイッチング電流しきい値Ｉａ，Ｉｂ及びＩｃを示すグラフである。図２に示すように、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅは、温度に比例して大きくなる正の温度特性を有する。一方、常温時の過電流検出用しきい値電圧Ｖ４を、常温時のスイッチング電流Ｉｓｗ１の上限である所定のスイッチング電流しきい値Ｉａに対応する電圧Ｖ４ａに設定し、負の温度特性を有する抵抗Ｒ３及び正の温度特性を有する抵抗Ｒ４を用いると、正の温度特性を有する過電流検出用しきい値電圧Ｖ４が生成されるので、高温時の過電流検出用しきい値電圧Ｖ４は電圧Ｖ４ｃ（＞Ｖ４ａ）になり、低温時の過電流検出用しきい値電圧Ｖ４は電圧Ｖ４ｂ（＜Ｖ４ａ）になる。従って、高温時のスイッチング電流しきい値Ｉｃ及び低温時のスイッチング電流しきい値Ｉｂは、従来技術（図６参照）に比較して常温時のスイッチング電流しきい値Ｉａに近づく。このため、動作温度が変化しても、スイッチング電流Ｉｓｗ１が所定のスイッチング電流しきい値Ｉａより大きいか否かを安定して検出できる。

なお、本実施形態において、正の温度特性を有するオン抵抗のｎＭＯＳトランジスタＮ１をスイッチングトランジスタとして用い、負の温度特性を有する抵抗Ｒ３と、正の温度特性を有する抵抗Ｒ４とを用いて、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅの正の温度特性と同一極性である正の温度特性を有する過電流検出用しきい値電圧Ｖ４を生成したが、本発明はこれに限られない。ｎＭＯＳトランジスタＮ１に代えて、負の温度特性を有するオン抵抗のスイッチングトランジスタを用いてもよい。この場合、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅは温度に反比例する負の温度特性を有するので、正の温度特性を有する抵抗Ｒ３と、負の温度特性を有する抵抗Ｒ４とを用いて、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅの負の温度特性と同一極性である負の温度特性を有する過電流検出用しきい値電圧Ｖ４を生成すればよい。

第２の実施形態．
図３は、本発明の第２の実施形態に係る過電流検出回路６Ａを備えたスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図である。図３のスイッチングレギュレータは、第１の実施形態に係るスイッチングレギュレータに比較して、過電流検出回路６に代えて過電流検出回路６Ａを備えた点のみが異なり、その他の点において、第１の実施形態に係るスイッチングレギュレータと同様に構成される。過電流検出回路６Ａは、スイッチング電流検出回路３と、過電流検出用しきい値電圧生成回路４Ａと、コンパレータ５とを備えて構成される。ここで、スイッチング電流検出回路３は図１のスイッチング電流検出回路３と同様に構成されるので説明を省略する。また、過電流検出用しきい値電圧生成回路４Ａは、図１の過電流検出用しきい値電圧生成回路４に比較して、抵抗Ｒ３と入力端子Ｔ２との間に接続されたダイオードＤ１をさらに備えた点のみが異なり、その他の点において、図１の過電流検出用しきい値電圧生成回路４と同様に構成される。なお、制御論理回路２と、過電流検出回路６Ａとは、電流制限回路を構成する。以下、第１の実施形態との間の相違点のみを説明する。

図３において、ダイオードＤ１の順方向バイアス電圧Ｖｆ及び抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３は、負の温度特性を有する。本実施形態において、電流ｉ３は次式で表される。

ｉ３＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｆ）／ｒ３

温度がΔＴ（＞０）だけ変化したときの抵抗値ｒ３の変化量がΔｒ３（＞０）であり、順方向バイアス電圧Ｖｆの変化量がΔＶｆ（＞０）であるとき、温度変化後の電流ｉ３は次式で表される。

ｉ３＝（Ｖｒｅｆ−（Ｖｆ−ΔＶｆ））／（ｒ３−Δｒ３）

従って、本実施形態によれば、ｎＭＯＳトランジスタＮ１のオン抵抗が正の温度特性を有しているとき、負の温度特性を有する抵抗Ｒ３に、負の温度特性を有するダイオードＤ１を直列に接続したので、第１の実施形態に比較して、温度に対する電流ｉ３の変化率を大きくできる。

第３の実施形態．
図４は、本発明の第３の実施形態に係る過電流検出回路６Ｂを備えたスイッチングレギュレータの構成を示すブロック図である。本実施形態に係るスイッチングレギュレータは、スイッチングトランジスタとしてｎＭＯＳトランジスタＮ１に代えてｐＭＯＳトランジスタＰ３を用いた点が異なる。図４において、本実施形態に係るスイッチングレギュレータは、コンパレータ１と、制御論理回路２Ａと、過電流検出回路６Ｂと、帰還回路９Ａと、スイッチングトランジスタであるｐＭＯＳトランジスタＰ３と、定電圧源４１と、ｎＭＯＳトランジスタＮ６と、コイル１２０と、コンデンサ１２１と、抵抗１２４及び１２５と、基準電圧源１２２と、演算増幅器１２３と、入力端子Ｔ１及びＴ２と、出力端子Ｔ３及びＴ４とを備えて構成される。また、過電流検出回路６Ｂは、スイッチング電流検出回路３Ａと、過電流検出用しきい値電圧生成回路４Ａと、コンパレータ５とを備えて構成される。さらに、スイッチング電流検出回路３Ａは、ｐＭＯＳトランジスタＰ４と、抵抗Ｒ５及びＲ６とを備えて構成される。また、過電流検出用しきい値電圧生成回路４Ａは、演算増幅器４２と、ｐＭＯＳトランジスタＰ５と、ｎＭＯＳトランジスタＮ４及びＮ５と、抵抗Ｒ７及びＲ８とを備えて構成される。なお、制御論理回路２Ａと、過電流検出回路６Ｂとは、電流制限回路を構成する。

図４において、直流の入力電圧Ｖｉｎは、入力端子Ｔ１とＴ２との間に出力される。低電位側の入力端子Ｔ２は接地されるとともに、コンデンサ１２１の第１の電極と出力端子Ｔ４とに接続される。また、高電位側の入力端子Ｔ１は、ｐＭＯＳトランジスタＰ３と、ｎＭＯＳトランジスタＮ６とを介して入力端子Ｔ２に接続される。ｐＭＯＳトランジスタＰ３とｎＭＯＳトランジスタＮ６との間の接続点は、コイル１２０を介して出力端子Ｔ３に接続されるとともに、コンデンサ１２１の第２の電極に接続される。出力端子Ｔ３とＴ４との間の出力電圧Ｖｏｕｔは負荷１００に出力される。このとき、負荷１００には出力電流Ｉｏｕｔが流れる。

さらに、出力電圧Ｖｏｕｔは抵抗１２４及び１２５によって分圧され、演算増幅器１２３の非反転入力端子に出力される。また、基準電圧源１２２からの所定の基準電圧は演算増幅器１２３の反転入力端子に出力される。そして、演算増幅器１２３は、分圧後の出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧源１２２からの所定の基準電圧との間の誤差電圧Ｖｅを生成して、コンパレータ１の非反転入力端子に出力する。

ｐＭＯＳトランジスタＰ３は制御論理回路２Ａからの制御信号Ｓ２ｐに従ってオンオフ制御され、ｐＭＯＳトランジスタＰ３にはスイッチング電流Ｉｓｗ１が流れる。一方、スイッチング電流検出回路３Ａにおいて、ｐＭＯＳトランジスタＰ４のドレインはｐＭＯＳトランジスタＰ４のドレインに接続される一方、ソースは抵抗Ｒ５及びＲ６を介して入力端子Ｔ１に接続される。また、ｐＭＯＳトランジスタＰ４は、制御論理回路２Ａからの制御信号Ｓ２ｐに従って、ｐＭＯＳトランジスタＰ３と連動してオンオフするように制御される。ｐＭＯＳトランジスタＰ４はｐＭＯＳトランジスタＰ３のサイズに比べて十分に小さいサイズを有し、ｐＭＯＳトランジスタＰ４には、スイッチング電流Ｉｓｗ１に比例しかつスイッチング電流Ｉｓｗ１に比較して十分に小さい電流Ｉｓｗ２が流れる。そして、電流Ｉｓｗ２は、抵抗Ｒ５及びＲ６によりスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅに変換される。スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅは、帰還回路９Ａと、コンパレータ５の非反転入力端子とに出力される。ここで、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅは、スイッチング電流Ｉｓｗ１に比例する。

さらに、帰還回路９Ａは、入力されるスイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅに対してスロープ補償を行い、スロープ補償後のスロープ電圧Ｖｓをコンパレータ１の反転入力端子に出力する。制御論理回路２Ａは、コンパレータ１からの出力信号に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧になるように制御信号Ｓ２ｐ及びＳ２ｎを生成し、制御信号Ｓ２ｐを、ｐＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４の各ゲートに出力する一方、制御信号Ｓ２ｎを、ｎＭＯＳトランジスタＮ６のゲートに出力する。

定電圧源４１は、例えばバンドギャップリファレンス回路であって、電源電圧及び動作温度に実質的に依存しない所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、演算増幅器４２の非反転入力端子に出力する。また、過電流検出用しきい値電圧生成回路４Ａにおいて、演算増幅器４２と、ｐＭＯＳトランジスタＰ５と、抵抗Ｒ７とは、電圧電流変換回路を構成し、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ７に印加することにより、基準電圧Ｖｒｅｆを、基準電圧Ｖｒｅｆに対応する電流ｉ７に変換する。ここで、電流ｉ７は、抵抗Ｒ７の温度特性を含む。また、電流ｉ７は、ｎＭＯＳトランジスタＮ４及びＮ５からなるカレントミラー回路によって電流ｉ８に変換される。さらに、抵抗Ｒ８は電圧電流変換回路であって、電流ｉ８を抵抗Ｒ８に流すことにより、電流ｉ８を、電流ｉ８に対応する過電流検出用しきい値電圧Ｖ４Ａに変換する。そして、過電流検出用しきい値電圧Ｖ４Ａはコンパレータ５の反転入力端子に出力される。なお、抵抗Ｒ７及びＲ８の高電位側の各一端は、スイッチングレギュレータの内部電源１５０に接続される。

コンパレータ５は、スイッチング電流検出電圧Ｖｒｅｆを過電流検出用しきい値電圧Ｖ４Ａと比較し、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅが過電流検出用しきい値電圧Ｖ４Ａ以下であるときはローレベルの過電流検出信号Ｓ５を生成する一方、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅが過電流検出用しきい値電圧Ｖ４Ａより大きいときはハイレベルの過電流検出信号Ｓ５を生成する。過電流検出信号Ｓ５は制御論理回路２Ａに出力され、制御論理回路２Ａは、ハイレベルの過電流検出信号Ｓ５に応答して、ｐＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４をオフするための制御信号Ｓ２ｎを生成してｐＭＯＳトランジスタＰ３及びＰ４の各ゲートに出力するとともに、ｎＭＯＳトランジスタＮ６をオフするための制御信号Ｓ２ｎを生成してｎＭＯＳトランジスタＮ６のゲートに出力する。

次に、抵抗Ｒ７の抵抗値ｒ７及び抵抗Ｒ８の抵抗値ｒ８の設定方法を説明する。ｎＭＯＳトランジスタＮ４とＮ５との間のサイズ比がｎ：ｍであるとき、電流ｉ７と、電流ｉ８と、過電流検出用しきい値電圧Ｖ４Ａとは次式で表される。

ｉ７＝Ｖｒｅｆ／ｒ７
ｉ８＝ｉ７×ｎ／ｍ
Ｖ４Ａ＝ｉ８×ｒ８＝Ｖｒｅｆ×（ｎ／ｍ）×（ｒ８／ｒ７）

従って、温度がΔＴ（＞０）だけ変化したときの抵抗値ｒ７の変化量がΔｒ７であり、抵抗値ｒ８の変化量がΔｒ８であるとき、温度変化後の過電流検出用しきい値電圧Ｖ４Ａは次式で表される。

Ｖ４Ａ＝Ｖｒｅｆ×（ｎ／ｍ）×（ｒ８＋Δｒ８）／（ｒ７＋Δｒ７）

従って、変化量Δｒ７が負の値になり変化量Δｒ８が正の値になるような温度特性を有する抵抗Ｒ７及びＲ８を用いることにより、過電流検出用しきい値電圧Ｖ４Ａを、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅと同様に、動作温度に比例するように変化させることができる。本実施形態では、負の温度特性を有する抵抗Ｒ７と、正の温度特性を有する抵抗Ｒ８とを用いて、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅの正の温度特性と同一極性である正の温度特性を有する過電流検出用しきい値電圧Ｖ４Ａを生成する。従って、第１の実施形態と同様に、動作温度が変化しても、スイッチング電流Ｉｓｗ１が所定のスイッチング電流しきい値より大きいか否かを安定して検出できる。

なお、本実施形態において、正の温度特性を有するオン抵抗のｐＭＯＳトランジスタＰ３をスイッチングトランジスタとして用い、負の温度特性を有する抵抗Ｒ７と、正の温度特性を有する抵抗Ｒ８とを用いて、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅの正の温度特性と同一極性である正の温度特性を有する過電流検出用しきい値電圧Ｖ４を生成したが、本発明はこれに限られない。ｐＭＯＳトランジスタＰ３に代えて、負の温度特性を有するオン抵抗のスイッチングトランジスタを用いてもよい。この場合、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅは温度に反比例する負の温度特性を有するので、正の温度特性を有する抵抗Ｒ７と、負の温度特性を有する抵抗Ｒ８とを用いて、スイッチング電流検出電圧Ｖｓｅｎｓｅの負の温度特性と同一極性である正の温度特性を有する過電流検出用しきい値電圧Ｖ４を生成すればよい。

また、上記各実施形態に係るスイッチングレギュレータは、電流制御型のスイッチングレギュレータであったが、本発明はこれに限られず、電圧制御型のスイッチングレギュレータであってもよい。

１…コンパレータ、
２，２Ａ…制御論理回路、
３，３Ａ…スイッチング電流検出回路、
４，４Ａ…過電流検出用しきい値電圧生成回路、
５…コンパレータ、
６，６Ａ，６Ｂ…過電流検出回路、
８，９，９Ａ…帰還回路。
４１…定電圧源。

特開平６−７０５４０号公報 特許第３２６６６７９号公報 特開平６−１６９５６７号公報 特許第３２８８４９６号公報 特開２００７−２５２１６１号公報 特開２０１０−２７８４３６号公報 特許第４０６６３０３号公報

Claims (6)

1. 入力端子を介して入力された入力電圧を、上記入力端子に接続されたスイッチングトランジスタをオンオフ制御することにより所定の出力電圧に変換して出力するスイッチングレギュレータのための過電流検出回路において、
   温度変化に応じて上記スイッチングトランジスタのオン抵抗が変化することを利用して、上記スイッチングトランジスタに流れるスイッチング電流を検出し、当該検出した電流に比例するスイッチング電流検出電圧を生成するスイッチング電流検出回路と、
   上記スイッチング電流検出電圧の温度特性と同一極性の温度特性を有し、温度に応じて変化する過電流検出用しきい値電圧を生成する過電流検出用しきい値電圧生成回路と、
   上記スイッチング電流検出電圧を上記過電流検出用しきい値電圧と比較し、当該比較結果により所定の過電流を示す過電流検出信号を生成して出力する電圧比較器とを備えたことを特徴とする過電流検出回路。
2. 上記過電流検出用しきい値電圧生成回路は、
   第１の抵抗を備え、温度に実質的に依存しない所定の基準電圧を上記第１の抵抗に印加することにより、上記基準電圧を電流に変換する電圧電流変換回路と、
   第２の抵抗を備え、上記変換後の電流を上記第２の抵抗に流すことにより、上記変換後の電流を上記過電流検出用しきい値電圧に変換する電流電圧変換回路とを備え、
   上記第１の抵抗は、上記スイッチングトランジスタのオン抵抗の温度特性と逆極性の温度特性を有し、上記第２の抵抗は、上記第１の抵抗の温度特性と逆極性の温度特性を有することを特徴とする請求項１記載の過電流検出回路。
3. 上記スイッチングトランジスタのオン抵抗は正の温度特性を有し、
   上記電圧電流変換回路は、上記第１の抵抗に直列に接続されたダイオードをさらに備えたことを特徴とする請求項２記載の過電流検出回路。
4. 上記スイッチングトランジスタはＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載の過電流検出回路。
5. 上記スイッチングトランジスタはＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載の過電流検出回路。
6. 請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載の過電流検出回路と、
   上記過電流検出信号に応答して上記スイッチングトランジスタをオフするように制御する制御回路とを備えたことを特徴とする電流制限回路。

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