CN107750420A - 电压生成电路及过电流检测电路 - Google Patents

电压生成电路及过电流检测电路 Download PDF

Info

Publication number
CN107750420A
CN107750420A CN201680032766.5A CN201680032766A CN107750420A CN 107750420 A CN107750420 A CN 107750420A CN 201680032766 A CN201680032766 A CN 201680032766A CN 107750420 A CN107750420 A CN 107750420A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
circuit
resistance
temperature
temperature coefficient
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201680032766.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107750420B (zh
Inventor
森贵浩
赤羽正志
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN107750420A publication Critical patent/CN107750420A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107750420B publication Critical patent/CN107750420B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
    • G05F1/573—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overcurrent detector
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
    • H02H7/122—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. dc/ac converters
    • H02H7/1227—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. dc/ac converters responsive to abnormalities in the output circuit, e.g. short circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0072—Low side switches, i.e. the lower potential [DC] or neutral wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

本发明提供一种电压生成电路及过电流检测电路，其具备：第一电阻分压电路，其由将低温度系数电阻体串联连接而构成，对预定的电源电压进行电阻分压而生成参考电压；一个或多个第二电阻分压电路，其由将具有正电阻温度系数或负电阻温度系数的电阻体和所述低温度系数电阻体串联连接而构成，对所述电源电压进行电阻分压来生成随温度而变的分压电压；仪表放大器，其根据所述参考电压与所述分压电压的电压差，生成比较基准电压。还具有比较器，所述比较器在随着温度上升分压电压超过预定的电压阈值时，改变由所述第二电阻分压电路生成并施加于所述仪表放大器的所述分压电压，或者改变所述仪表放大器的增益。

Description

电压生成电路及过电流检测电路
技术领域
本发明涉及一种在例如进行过电流检测的基础上，能够与电流检测元件的输出温度特性匹配地高精度地生成比较基准电压的电压生成电路及具备该电压生成电路的过电流检测电路。
背景技术
作为驱动马达等交流负载的电源装置，有将例如第一开关元件及第二开关元件串联连接而形成半桥电路的电力转换器。第一开关元件及第二开关元件由高耐压的IGBT和/或MOS-FET构成，利用作为电源IC而实现的驱动控制电路交替地被导通、关断驱动而向与半桥电路的中点连接的负载供给交流电力。
在驱动控制电路设置有电流检测电路，所述电流检测电路检测流向开关元件的过电流而使该开关元件的导通驱动停止。过电流检测电路构成为具有：电流检测电阻，其根据例如与开关元件组成一体的电流检测元件的输出而生成与流向开关元件的电流成比例的电压；比较器，其对经由该电流检测电阻检测到的电压与预定的比较基准电压进行比较，检测开关元件的过电流。
此时，在防止过电流的误检测的基础上考虑电流检测元件的输出温度特性而生成比较基准电压是很重要的。比较基准电压专门由对预定的电源电压进行电阻分压的电阻分压电路生成。在此，以往以来，例如专利文献1所介绍的那样，经由双极型二极管向电阻分压电路施加电源电压，利用双极型二极管的温度特性，比较基准电压具有相当于电流检测元件的输出温度特性的温度特性。
对高端侧的开关元件进行导通、关断驱动的驱动控制电路构成为，以半桥电路的中点电压为基准电位而进行浮置动作。因此，不能否认伴随着混合电路中的高端侧的开关元件的导通、关断动作而向高端侧的驱动控制电路流通位移电流。这样，因该位移电流而引起半桥电路的浮置动作的中点电位变动，高端侧的驱动控制电路的基准电位、甚至电源电压变动。
另外，在高端侧的驱动控制电路中，也容易产生因伴随着开关元件的导通、关断动作的负电压浪涌而引起的位移电流和/或因形成该驱动控制电路的半导体电路基板中的寄生二极管的正向偏置而引起的正向电流。这样，也不能否认因电位变动和/或位移电流而使双极型二极管误动作，并且由此引起比较基准电压变动。
因此，本发明人等如在先专利文献2所公开的那样，构成第一电阻分压电路及第二电阻分压电路，所述第一电阻分压电路及第二电阻分压电路代替双极型二极管，将温度系数能够被视为零(0)的低温度系数电阻体(LTC)和具有负电阻温度系数的电阻体(HR)串联连接而分别生成具有正温度梯度和负温度梯度的分压电压。并且，提议使用仪表放大器来根据各电阻分压电路所产生的分压电压的电压差而生成具有与电流检测元件的输出温度特性相当的温度特性的比较基准电压。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2004-45305号公报
专利文献2：国际公开第2014/199816号小册子
发明内容
技术问题
但是，作为开关元件的、与例如IGBT组成一体的作为电流检测元件的电流检测用IGBT的输出电流的温度梯度通常能够被视为大致恒定。但是，严格地说，电流检测用IGBT的输出电流的温度梯度是根据IGBT的动作温度变高而稍微变大。因此，为了进行更高精度的过电流检测，与电流检测用IGBT的输出电流的非线形的温度特性、即、电流检测元件的输出温度特性匹配地生成比较基准电压是很重要的。
本发明是鉴于上述问题而做出的，其目的在于，提供一种能够简单且高精度地生成具有以更高精度根据电流检测元件的输出温度特性而变化的温度特性的比较基准电压的电压生成电路、及使用该电压生成电路构成的高精度的过电流检测电路。
技术方案
为了达到上述目的，本发明的电压生成电路对预定的电源电压进行电阻分压而生成具有与电流检测元件的输出温度特性成比例的温度特性的比较基准电压，具备：
第一电阻分压电路，其由将基本上电阻温度系数能够被视为零(0)的低温度系数电阻体串联连接而构成，对所述电源电压进行电阻分压而生成参考电压；
一个或多个第二电阻分压电路，其由将具有正电阻温度系数或负电阻温度系数的电阻体和所述低温度系数电阻体串联连接而构成，对所述电源电压进行电阻分压来生成随温度而变的分压电压；
仪表放大器，其根据所述参考电压与所述分压电压的电压差，生成所述比较基准电压。
特别是，本发明的电压生成电路的特征在于，具有比较器，所述比较器在随着温度上升所述分压电压超过预定的电压阈值时，改变由所述第二电阻分压电路生成并施加于所述仪表放大器的所述分压电压，或者，改变所述仪表放大器的增益，以该比较器的动作点为界改变所述比较基准电压的温度梯度。
另外，本发明的过电流检测电路的特征在于，具有过电流检测用的比较器，所述过电流检测用的比较器对由所述电压生成电路生成的所述比较基准电压和经由所述电流检测元件检测到的电压进行比较，检测流向所述开关元件的过电流。
技术效果
根据这样的结构的电压生成电路，因为使用比较器的输出来改变比较基准电压的温度梯度，所以能够简单且有效地使比较基准电压的温度特性与电流检测元件的输出温度特性精度良好地匹配。特别是，仅根据比较器的输出改变从第二电阻分压电路施加于仪表放大器的分压电压的温度梯度，或者改变仪表放大器的增益，就能够生成近似电流检测元件的非线形的输出温度特性的温度特性的比较基准电压。
由此，即使在经由电流检测用IGBT检测流向例如高端侧的IGBT的电流的情况下，无论IGBT的位移电流和/或半桥电路的中点电位的变动等如何，都能够精度良好地生成作为过电流检测的基准的比较基准电压，起到能够进行IGBT的过电流检测等实用性大的效果。
附图说明
图1是表示本发明的过电流检测电路的主要部分概要结构的图。
图2是表示本发明的第一实施方式的电压生成电路的概要结构的图。
图3是表示低温度系数电阻体的温度特性的图。
图4是表示图2所示的电压生成电路所生成的比较基准电压的温度特性的图。
图5是表示本发明的第二实施方式的电压生成电路的概要结构的图。
图6是表示本发明的第三实施方式的电压生成电路的概要结构的图。
图7是表示本发明的第四实施方式的电压生成电路的概要结构的图。
图8是表示图7所示的电压生成电路所生成的比较基准电压的温度特性的图。
符号说明
Q1、Q2 开关元件(IGBT)
q1、q2 电流检测元件(电流检测IGBT)
1 驱动控制电路
2 过电流检测电路
3 电流检测电阻
4、4a、4b、4c、4d 电压生成电路
5 过电流检测用的比较器
6 输出放大器
11、11a、11b 第一电阻分压电路
12、12a、12b 第二电阻分压电路
13 仪表放大器
14、14a、14b、17、17a、17b 开关
15、16、16a、16b 比较器
LTC 低温度系数电阻体
HR 具有负温度系数的电阻体
NR 具有正温度系数的电阻体
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式的电压生成电路和过电流检测电路进行说明。
图1是组入电力转换器的过电流检测电路的主要部分概要结构图。电力转换器构成为具有例如串联连接而形成半桥电路的两个开关元件Q1、Q2。这些开关元件Q1、Q2通过后述的驱动控制电路被交替地导通、关断驱动而对预定的电源电压+V进行开关，输出从半桥电路的中点向未图示的负载供给的交流电压Vout。并且，开关元件Q1、Q2由例如高耐压的IGBT构成，也有使用高耐压的MOS-FET的情况。
分别对开关元件Q1、Q2进行导通、关断驱动的高端侧及低端侧的驱动控制电路1、1构成为具有本发明的电压生成电路。并且，高端侧的驱动控制电路1构成为，以半桥电路的中点电压VS为基准电位，接受电源电压+V而动作。另外，低端侧的驱动控制电路1构成为以接地电压GND为基准电位，接受例如半桥电路的中点电压VS而动作。
需要说明的是，在此，对导通、关断驱动半桥电路中的正电位(+V)侧的开关元件Q1的高端侧的驱动控制电路1进行说明，但是导通、关断驱动负电位(GND)侧的开关元件Q2的低端侧的驱动控制电路1也与高端侧的驱动控制电路1的结构相同。并且，高端侧的驱动控制电路1以例如半桥电路的中点电压VS为基准电位，接收预定的电源电压Vreg而动作，另一方面，低端侧的驱动控制电路1以接地电压GND为基准电位，接受中点电压VS而动作。
在此，如图1所示，在驱动控制电路1中组入过电流检测电路2，所述过电流检测电路2检测流向开关元件Q1(Q2)的过电流而使该开关元件Q1(Q2)的导通驱动停止。该过电流检测电路2起到在过电流被检测到时保护与开关元件Q1(Q2)、以及电力转换器连接的未图示的交流负载的作用免于过电流。
过电流检测电路2具有电流检测电阻3，所述电流检测电阻3根据与开关元件Q1(Q2)组成一体的电流检测元件q1(q2)的输出而生成与流向该开关元件Q1(Q2)的电流成比例的电压Vsens。过电流检测电路2还具有过电流检测用的比较器5，所述过电流检测用的比较器5对经由电流检测电阻3检测到的电压Vsens和由后述的电压生成电路4生成的比较基准电压Vtmp进行比较而检测流向开关元件Q1(Q2)的过电流。该过电流检测用的比较器5起到在过电流被检测到时使导通、关断驱动开关元件Q1(Q2)的输出放大器6的动作停止的作用。
需要说明的是，输出放大器6始终接收从未图示的控制电路施加的驱动信号DRV而对开关元件Q1(Q2)进行导通、关断驱动。另外，在开关元件Q1(Q2)为IGBT的情况下，电流检测元件q1(q2)由电流检测IGBT构成，所述电流检测IGBT与IGBT组成一体而与该IGBT密勒连接，输出与流向IGBT的电流I成比例的电流Isens。
本发明的电压生成电路4起到生成具有与电流检测元件q1(q2)的输出温度特性成比例的温度特性的比较基准电压Vtmp的作用。本发明的电压生成电路4具有：第一电阻分压电路，其对后面详述但基本上是施加于该电压生成电路4的预定的电源电压(Vreg-VS或VS-GND)进行电阻分压而生成参考电压；第二电阻分压电路，其对电源电压Vreg进行电阻分压而生成随温度而变的分压电压；仪表放大器，其根据参考电压与分压电压的电压差而生成比较基准电压Vtmp。电压生成电路4的特征在于，还具有比较器，所述比较器判定随着温度上升分压电压是否超过预定的电压阈值，电压生成电路4还具有通过比较器控制来改变由第二电阻分压电路生成而施加于仪表放大器的分压电压的开关、或者通过比较器控制来改变仪表放大器的增益的开关。
图2表示本发明的第一实施方式的电压生成电路4a的概要结构。该电压生成电路4a具有如图3所示地能够将电阻温度系数视为零(0)的两个低温度系数电阻体(LTC)R1、R2串联连接而构成的串联电阻电路作为第一电阻分压电路11。另外，电压生成电路4a具有将如图3所示地具有负温度系数的通常的电阻体(HR)R3和低温度系数电阻体(LTC)R4串联连接而构成的串联电阻电路、以及将低温度系数电阻体(LTC)R5和具有正温度系数的电阻体(NR)R6串联连接而构成的串联电阻电路并联地设置的两个第二电阻分压电路12(12a、12b)。
并且，低温度系数电阻体(LTC)及具有负或正温度系数的电阻体(HR、NR)分别由同时集成在供过电流检测电路2设置的半导体电路元件基板上而形成的多晶硅电阻体构成。这些低温度系数电阻体(LTC)及具有负或正温度系数的电阻体(HR、NR)形成为通过分别选定在半导体制造工序中对半导体基板进行离子注入的杂质的种类和其注入量而具有彼此不同的温度系数的电阻体。并且，对于低温度系数电阻体(LTC)及具有负或正温度系数的电阻体(HR、NR)的具体制造方法而言，如例如专利4547753号公报和/或日本特开2008-227061号公报所详细地进行的那样。
需要说明的是，上述一个第二电阻分压电路12a是将电阻体(HR)R3设为电源电压Vreg侧、将低温度系数电阻体(LTC)R4设为基准电位VS侧并串联连接而成的。另外，另一个第二电阻分压电路12b是将低温度系数电阻体(LTC)R5设为电源电压Vreg侧、将电阻体(NR)R6设为基准电位VS侧并串联连接而成的。
因此，第一电阻分压电路11通过利用低温度系数电阻体(LTC)对电源电压Vreg进行电阻分压而生成不随温度而变的参考电压REF。另外，第二电阻分压电路12a、12b分别通过利用上述具有负或正温度梯度的电阻体(HR、NR)和低温度系数电阻体(LTC)对电源电压Vreg进行电阻分压而生成温度梯度彼此不同且随着温度上升电位提高的分压电压DIF1、DIF2。
第二电阻分压电路12a生成的分压电压DIF1的温度梯度在此被设定为，相当于电流检测元件q1的温度低时的该电流检测元件q1的输出温度特性。另外，第二电阻分压电路12b生成的分压电压DIF2的温度梯度被设定为，大于分压电压DIF1的温度梯度且相当于电流检测元件q1的温度高时的该电流检测元件q1的输出温度特性。需要说明的是，第二电阻分压电路12a、12b的各电阻分压比被设定为，分压电压DIF1、DIF2在后述的温度阈值彼此相等。
电压生成电路4a还具有：开关14，其择一地选择分压电压DIF1、DIF2并施加于仪表放大器13；比较器15，其控制该开关14所进行的分压电压DIF1、DIF2的选择动作。仪表放大器13起到根据从第一电阻分压电路11输出的参考电压REF与经由开关14选择的分压电压DIF1、DIF2中的一者的电压差而生成向过电流检测电路2中的上述过电流检测用的比较器5施加的比较基准电压Vtmp的作用。
另外，比较器15以从第一电阻分压电路11输出的参考电压REF为基准来判定从第二电阻分压电路12a输出的分压电压DIF1的电平。该比较器15起到判定由分压电压DIF1表示的温度是否超过由第一电阻分压电路11所生成的参考电压REF规定的温度阈值的作用。并且，由比较器15切换控制的开关14在分压电压DIF1低于参考电压REF、并且由此电流检测元件q1的温度低于温度阈值的情况下，选择分压电压DIF1并施加于仪表放大器13。相对于此，在分压电压DIF1高于参考电压REF、并且电流检测元件q1的温度超过温度阈值的情况下，开关14选择分压电压DIF2并施加于仪表放大器13。
其结果是，仪表放大器13在电流检测元件q1的温度低于温度阈值的情况下，生成与参考电压REF和分压电压DIF1的电压差对应的比较基准电压Vtmp，在电流检测元件q1的温度高于温度阈值的情况下，生成与参考电压REF和分压电压DIF2的电压差对应的比较基准电压Vtmp。因此，仪表放大器13输出的比较基准电压Vtmp的温度梯度如图4所示地根据比较器15的输出而以温度阈值为界线来变化。
具体而言，在温度低的情况下，以相对于温度变化温度梯度低的温度特性生成比较基准电压Vtmp，在温度高的情况下，以相对于温度变化温度梯度高的温度特性生成比较基准电压Vtmp。因此，对于这样在温度阈值的前后温度梯度变化而生成的比较基准电压Vtmp的温度特性而言，与利用专利文献2公开的方法以近似直线的方式生成电流检测元件q1的输出温度特性的比较基准电压相比，更高精度地近似于该电流检测元件q1的非线形的输出温度特性。
其结果是，根据利用由如上所述地构成的电压生成电路4a生成的比较基准电压Vtmp进行过电流检测的过电流检测电路2，无论电流检测元件q1的温度如何，都能够高精度地检测出流向开关元件Q1的过电流。而且，对于电压生成电路4a而言，能够利用如上所述地选择由第二电阻分压电路12a、12b分别生成的温度梯度不同的分压电压DIF1、DIF2并施加于仪表放大器13这样的简单的结构来实现。因此，其实用的优点很多。
接着，对本发明的第二实施方式的电压生成电路4b进行说明。
该第二实施方式的电压生成电路4b如图5的概要结构所示地，具有能够将电阻温度系数被视为零(0)的两个低温度系数电阻体(LTC)R1、R2串联连接而构成的串联电阻电路作为第一电阻分压电路11。另外，电压生成电路4b具备将具有负温度系数的通常的电阻体(HR)R3和低温度系数电阻体(LTC)R4串联连接而构成的串联电阻电路作为第二电阻分压电路12(12a)。
另外，电压生成电路4b具备仪表放大器13，所述仪表放大器13生成与第一电阻分压电路11对电源电压Vreg进行电阻分压而输出的参考电压REF、和第二电阻分压电路12(12a)对电源电压Vreg进行电阻分压而输出的分压电压DIF的电压差对应的比较基准电压Vtmp。电压生成电路4b还具有比较器16，所述比较器16将分压电压DIF与相当于预先设定的温度阈值的阈值电压Vref进行比较。
该比较器16起到在分压电压DIF超过阈值电压Vref时，通过可变地设定仪表放大器13所具有的增益调整用的电阻来改变该仪表放大器13的增益(放大率)的作用。具体而言，在仪表放大器13设置有作为增益调整用的电阻而串联连接的两个电阻R11、R12。特别是，开关17与电阻R12并列设置。该开关17通过使电阻R12短路而仅利用电阻R11作为增益调整用的电阻的电阻值来减小，由此，将仪表放大器13的增益设定得较低。另外，在开关17断开时，通过将电阻R11与电阻R12串联连接来增大作为增益调整用的电阻的电阻值，由此，将仪表放大器13的增益设定得较高。
比较器16起到根据分压电压DIF的大小、换言之由该分压电压DIF表示的电流检测元件q1的温度对开关17进行导通、关断控制的作用。特别是，在该实施方式中，比较器16在分压电压DIF低于阈值电压Vref时，将开关17保持为导通(短路)状态，在分压电压DIF超过阈值电压Vref时，关断(断开)开关17。
通过由这样的比较器16进行的开关17的导通、关断控制，在电流检测元件q1的温度较低的情况下，将仪表放大器13的增益抑制得较低，而将该仪表放大器13生成的比较基准电压Vtmp的温度梯度抑制得较小。并且，在电流检测元件q1的温度超过温度阈值的情况下，将仪表放大器13的增益设定得较高而将该仪表放大器13生成的比较基准电压Vtmp的温度梯度设定得较大。
根据如此构成的电压生成电路4b，能够与在先说明的第一实施方式的电压生成电路4a相同地，在电流检测元件q1的温度低的情况下，以温度梯度低的温度特性生成比较基准电压Vtmp，在电流检测元件q1的温度变高了的情况下，以温度梯度高的温度特性生成比较基准电压Vtmp。因此，在电压生成电路4b中，也能够生成在温度阈值的前后温度梯度变化的温度特性的比较基准电压Vtmp。由此，能够高精度地生成近似电流检测元件q1的非线形的输出温度特性的比较基准电压Vtmp，能够提高过电流检测电路2中的过电流检测的精度。
接着，对本发明的第三实施方式的电压生成电路4c进行说明。
该第三实施方式的电压生成电路4c如图6的概要结构所示地那样，除了将两个低温度系数电阻体(LTC)R1、R2串联连接而成的串联电阻电路以外，并联地具备将两个低温度系数电阻体(LTC)R7、R8串联连接而成的串联电阻电路作为第一电阻分压电路11(11a、11b)。另外，电压生成电路4c具备将具有负温度系数的电阻体(HR)R3和低温度系数电阻体(LTC)R4串联连接而成的串联电阻电路、以及将低温度系数电阻体(LTC)R5和具有负温度系数的电阻体(NR)R6串联连接而成的串联电阻电路并联设置的两个第二电阻分压电路12(12a、12b)。
第一电阻分压电路11(11a、11b)以彼此不同的分压比，分别生成电位不同的两种参考电压REF1、REF2，另外，第二电阻分压电路12(12a、12b)分别生成彼此温度梯度不同的温度特性的分压电压DIF1、DIF2。需要说明的是，将第一电阻分压电路11b输出的参考电压REF2确定为与上述温度阈值相当的电压。另外，第二电阻分压电路12b输出的分压电压DIF2被设定为，在第二电阻分压电路12a输出的分压电压DIF1与参考电压REF2相等时，与此时的分压电压DIF1相等。
另外，电压生成电路4c具有仪表放大器13，所述仪表放大器13被输入经由开关14a择一地选择的参考电压REF1、REF2、以及经由与开关14a连动的开关14b择一地选择的分压电压DIF1、DIF2。该仪表放大器13根据参考电压REF1与分压电压DIF1的电压差、或者参考电压REF2与分压电压DIF2的电压差，生成比较基准电压Vtmp。
在此，比较器15起到以参考电压REF2为基准来判定分压电压DIF1的电平而根据电流检测元件q1的温度分别切换开关14a、14b的作用。特别是，在该实施方式中，比较器15以在分压电压DIF1低于阈值电压REF2时，分别经由开关14a、14b而分别选择参考电压REF1及分压电压DIF1，另外，在分压电压DIF1超过阈值电压REF1时，分别经由开关14a、14b而分别选择参考电压REF2及分压电压DIF2的方式进行动作。
因此，仪表放大器13在电流检测元件q1的温度低的情况下，根据参考电压REF1与分压电压DIF1的电压差，以参考电压REF1为基准而生成比较基准电压Vtmp。并且，在电流检测元件q1的温度超过温度阈值时，仪表放大器13根据参考电压REF2与分压电压DIF2的电压差，以参考电压REF2为基准而生成比较基准电压Vtmp。换言之，根据参考电压REF2与分压电压DIF2的电压差而生成的比较基准电压Vtmp以相当于参考电压REF1与参考电压REF2的电位差的量而向正偏置而生成。
其结果是，仪表放大器13生成的比较基准电压Vtmp如图4所示地具有在比较器15的动作点切换温度梯度的温度特性。即，在电流检测元件q1的温度低的情况下，将仪表放大器13生成的比较基准电压Vtmp的温度梯度抑制得较小。并且，在电流检测元件q1的温度超过温度阈值的情况下，将仪表放大器13生成的比较基准电压Vtmp的温度梯度设定得较大。
因此，根据如上所述地构成的电压生成电路4c，与在先说明的第一实施方式及第二实施方式的电压生成电路4a、4b相同地，能够生成在温度阈值的前后温度梯度改变的温度特性的比较基准电压Vtmp。特别是，能够在温度低的情况下，以温度梯度低的温度特性而生成比较基准电压Vtmp，在温度高的情况下，以温度梯度高的温度特性而生成比较基准电压Vtmp。由此，在电压生成电路4c中，与利用上述专利文献2所公开的方法而生成的比较基准电压相比，能够高精度地生成近似电流检测元件q1的非线形的输出温度特性的比较基准电压Vtmp，能够提高过电流检测电路2中的过电流检测精度。
但是，在上述各实施方式的电压生成电路4a、4b、4c中使比较基准电压Vtmp的温度梯度在一个温度阈值变化而生成。但是，也可以以在多个温度阈值改变比较基准电压Vtmp的温度梯度的方式构成电压生成电路4。图7示例了将在多个温度阈值改变比较基准电压Vtmp的温度梯度的方式的电压生成电路4d的构成例作为本发明的第四实施方式。
即，第四实施方式的电压生成电路4d与例如图7的概要结构所示地那样，与上述第二实施方式的电压生成电路4b相同地，具备将两个低温度系数电阻体(LTC)R1、R2串联连接而成的串联电阻电路作为第一电阻分压电路11，并且具备将具有负温度系数的电阻体(HR)R3和低温度系数电阻体(LTC)R4串联连接而成的串联电阻电路作为第二电阻分压电路12。另外，电压生成电路4d具有仪表放大器13，所述仪表放大器13生成与第一电阻分压电路11输出的参考电压REF、和第二电阻分压电路12输出的分压电压DIF的电压差对应的比较基准电压Vtmp。
电压生成电路4d还具有比较器16a、16b，所述比较器16a、16b分别将分压电压DIF分别与相当于预先设定的两个温度阈值的阈值电压Vref1、Vref2比较。这些比较器16a、16b起到在分压电压DIF超过阈值电压Vref1、Vref2时，通过可变地设定仪表放大器13所具有的增益调整用的电阻，多级地改变该仪表放大器13的增益(放大效果)的作用。
具体而言，在仪表放大器13设置有作为增益调整用的电阻而串联连接的三个电阻R11、R12、R13。并且，在电阻R12、R13设置有用于分别使该电阻R12、R13短路的开关17a、17b。比较器16a、16b通过同时导通开关17a、17b而以增益调整用的电阻R11降低仪表放大器13的增益，通过仅关断开关17a来将增益调整用的电阻设为电阻R11、R12的串联电路电阻而提高仪表放大器13的增益。而且，比较器16a、16b通过同时关断开关17a、17b来将增益调整用的电阻设为电阻R11、R12、R13的串联电路电阻，进一步提高仪表放大器13的增益。
由此根据三级地可变设定仪表放大器13的增益的电压生成电路4d，如图8所示，能够根据电流检测元件q1的温度，分级地提高比较基准电压Vtmp的温度梯度。因此，能够生成与在先的各实施方式分别所示的情况相比、更近似电流检测元件q1的非线形的输出温度特性的温度特性的比较基准电压Vtmp。由此，根据使用电压生成电路4d而构成的过电流检测电路2，起到能够更高精度地检测开关元件Q1的过电流等效果。
需要说明的是，本发明不限于上述各实施方式。例如，对于使用由将具有负温度系数的电阻体(HR)R3和低温度系数电阻体(LTC)R4串联连接而成的串联电阻电路构成的第二电阻分压电路12a、或者使用由将低温度系数电阻体(LTC)R5和具有正温度系数的电阻体(NR)R6串联连接而成的串联电阻电路构成的第二电阻分压电路12b而言，可以根据其电路规格而确定。另外，当然也可以使用温度梯度不同的具有负温度系数的多个电阻体(HR)R3，或者使用具有正温度系数的多个电阻体(NR)R6而形成彼此电阻分压特性不同的多个第二电阻分压电路12。
而且，在生成具有多级的温度梯度的温度特性的比较参考电压Vtmp的情况下，如果针对仪表放大器13择一地输入切换上述多个分压电压DIF1、DIF2…，则当然能够适当地组合仪表放大器13的增益的变更。而且，虽然电路结构稍微复杂，但是也能够通过采用上述方法而以四级以上的方式改变比较参考电压Vtmp的温度梯度。另外，在此，对组入高端侧的过电流检测电路2的电压生成电路进行说明，但是对于组入低端侧的过电流检测电路2的电压生成电路而言，也能够同样地应用本发明。在该情况下，在图2、图5、图6、图7所示的电路中，将VS代替Vreg、将GND代替VS施加于第一电阻分压电路11及第二电阻分压电路12。其他，本发明在不超出其主旨的范围内能够进行各种变形而实施。

Claims (10)

1.一种电压生成电路，其特征在于，对预定的电源电压进行电阻分压来生成具有与电流检测元件的输出温度特性成比例的温度特性的比较基准电压，所述电压生成电路具备：
第一电阻分压电路，其通过将电阻温度系数能够被视为近似于零(0)的低温度系数电阻体串联连接而构成，对所述电源电压进行电阻分压来生成参考电压；
一个或多个第二电阻分压电路，其通过将具有正电阻温度系数或负电阻温度系数的电阻体与所述低温度系数电阻体串联连接而构成，对所述电源电压进行电阻分压来生成依赖于温度的分压电压；
仪表放大器，其根据所述参考电压与所述分压电压的电压差，生成所述比较基准电压；以及
比较器，其在分压电压随着温度上升而超过预定的电压阈值时，改变由所述第二电阻分压电路生成并提供给所述仪表放大器的所述分压电压，或者改变所述仪表放大器的增益。
2.如权利要求1所述的电压生成电路，其特征在于，
所述第二电阻分压电路通过将具有负电阻温度系数的电阻体设在所述电源电压的正电位侧并与所述低温度系数电阻体串联连接而构成，或者，通过将具有正电阻温度系数的电阻体设在所述电源电压的负电位侧并与所述低温度系数电阻体串联连接而构成。
3.如权利要求1所述的电压生成电路，其特征在于，
所述第二电阻分压电路通过将具有负电阻温度系数的电阻体设在所述电源电压的正电位侧并与所述低温度系数电阻体串联连接而构成，并且，通过将具有正电阻温度系数的电阻体设在所述电源电压的负电位侧并与所述低温度系数电阻体串联连接而构成。
4.如权利要求1所述的电压生成电路，其特征在于，
所述第二电阻分压电路分别生成温度梯度不同的多个分压电压，
所述比较器从所述多个分压电压内，当常温时选择温度梯度小的分压电压来提供给所述仪表放大器，当该温度梯度小的分压电压超过预定的电压阈值时选择温度梯度大的分压电压来提供给所述仪表放大器。
5.如权利要求1所述的电压生成电路，其特征在于，
所述比较器在所述分压电压超过预定的电压阈值时，提高所述仪表放大器的增益。
6.如权利要求1所述的电压生成电路，其特征在于，
所述低温度系数电阻体由同时集成在供该电压生成电路设置的半导体电路元件基板而形成的多晶硅构成。
7.如权利要求1所述的电压生成电路，其特征在于，
所述电流检测元件是与开关用的IGBT一体设置并与该IGBT密勒连接的电流检测用IGBT，
所述比较基准电压用于与所述电流检测用IGBT的输出电流成比例的电流检测电压的判定。
8.如权利要求7所述的电压生成电路，其特征在于，
所述开关用的IGBT是形成半桥电路并对所述电源电压进行开关的电力转换器中的高端侧的开关元件，
所述第一电阻分压电路和所述第二电阻分压电路对所述电源电压与所述半桥电路的中点电位的电位差进行电阻分压。
9.一种过电流检测电路，其特征在于，设置在对开关元件进行导通、关断驱动的驱动控制电路，检测流向所述开关元件的电流而控制所述驱动控制电路的动作，所述开关元件对输入电力进行开关，所述过电流检测电路具备：
电流检测电阻，其根据组入到所述开关元件的电流检测元件的输出，生成与流向该开关元件的电流成比例的电压；
权利要求1～8中任一项所述的电压生成电路，其生成具有与所述电流检测元件的输出温度特性成比例的温度特性的比较基准电压；
过电流检测用的比较器，其对由该电压生成电路生成的所述比较基准电压与经由所述电流检测电阻检测的电压进行比较来检测流向所述开关元件的过电流。
10.如权利要求9所述的过电流检测电路，其特征在于，
所述开关元件是具有一对开关元件的电力转换器中的高端侧的开关元件，所述一对开关元件被串联连接而形成半桥电路，由驱动控制电路交替地进行导通、关断驱动而对输入电力进行开关，从而从所述半桥电路的中点输出向负载供给的交流电压，
所述电压生成电路被组入到对所述高端侧的开关元件进行导通、关断驱动的高端侧的驱动控制电路。
CN201680032766.5A 2015-12-07 2016-11-08 电压生成电路及过电流检测电路 Active CN107750420B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-238936 2015-12-07
JP2015238936 2015-12-07
PCT/JP2016/083022 WO2017098849A1 (ja) 2015-12-07 2016-11-08 電圧生成回路および過電流検出回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107750420A true CN107750420A (zh) 2018-03-02
CN107750420B CN107750420B (zh) 2020-04-17

Family

ID=59013050

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680032766.5A Active CN107750420B (zh) 2015-12-07 2016-11-08 电压生成电路及过电流检测电路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10281941B2 (zh)
EP (1) EP3293873B1 (zh)
JP (1) JP6468368B2 (zh)
CN (1) CN107750420B (zh)
WO (1) WO2017098849A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111583987A (zh) * 2019-02-19 2020-08-25 华邦电子股份有限公司 温度感测器的评估方法
CN112054683A (zh) * 2019-06-06 2020-12-08 三菱电机株式会社 功率转换装置

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10175118B1 (en) * 2016-08-31 2019-01-08 Square, Inc. Systems and methods for measuring temperature
US11228306B2 (en) * 2017-07-27 2022-01-18 Diodes Incorporated Power switch over-power protection
US11025245B2 (en) 2017-08-24 2021-06-01 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
US10474846B1 (en) 2017-08-31 2019-11-12 Square, Inc. Processor power supply glitch detection
US10476607B2 (en) 2017-09-30 2019-11-12 Square, Inc. Wireless signal noise reduction
KR101937268B1 (ko) * 2017-10-11 2019-04-09 현대오트론 주식회사 실시간 기울기 제어 장치 및 그것의 동작 방법
FR3081265B1 (fr) * 2018-05-17 2020-06-12 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Circuit de protection d’un interrupteur
JP7222197B2 (ja) * 2018-08-03 2023-02-15 富士電機株式会社 スレーブ通信装置およびマスタ通信装置
JP6999533B2 (ja) * 2018-11-15 2022-01-18 三菱電機株式会社 スイッチング素子の制御装置
CN110474626B (zh) * 2019-05-10 2024-08-06 中智电气南京有限公司 一种基于数控车床伺服驱动器的igbt保护电路
JP7508906B2 (ja) 2020-07-09 2024-07-02 富士電機株式会社 電子回路及び半導体モジュール
JP6995175B1 (ja) * 2020-09-07 2022-01-14 三菱電機株式会社 スイッチング装置および電力変換装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014057404A (ja) * 2012-09-11 2014-03-27 Ricoh Co Ltd 過電流検出回路及び電流制限回路
US20150127288A1 (en) * 2009-05-08 2015-05-07 Canon U.S. Life Sciences, Inc. Systems and methods for auto-calibration of resistive temperature sensors
US20150309090A1 (en) * 2013-06-11 2015-10-29 Fuji Electric Co., Ltd. Overcurrent detection circuit

Family Cites Families (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0108408B1 (en) * 1980-04-28 1987-07-01 Fujitsu Limited Temperature compensating voltage generator circuit
JPS5828438U (ja) * 1981-08-17 1983-02-24 株式会社ボッシュオートモーティブ　システム 感温スイッチ回路
JPH0535339A (ja) * 1991-07-31 1993-02-12 Konica Corp 温度制御装置
CA2150502A1 (en) * 1994-08-05 1996-02-06 Michael F. Mattes Method and apparatus for measuring temperature
US5772321A (en) * 1995-10-25 1998-06-30 Hewlett-Packard Company Compensation for spacial and temporal temperature variations in a thermal conductivity detector
JP2000258257A (ja) * 1999-03-04 2000-09-22 Nec Ic Microcomput Syst Ltd 温度判定方法および装置
JP3574394B2 (ja) * 2000-10-02 2004-10-06 シャープ株式会社 スイッチング電源装置
JP2002204581A (ja) * 2001-01-09 2002-07-19 Fuji Electric Co Ltd 電力用半導体モジュール
JP4236402B2 (ja) * 2001-10-09 2009-03-11 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 半導体装置
KR100440451B1 (ko) * 2002-05-31 2004-07-14 삼성전자주식회사 전압 글리치 검출 회로, 그것을 구비하는 집적회로장치,그리고 전압 글리치 어택으로부터 집적회로장치를보호하는 장치 및 방법
JP4192510B2 (ja) * 2002-06-14 2008-12-10 日本電気株式会社 半導体装置
JP2004045305A (ja) 2002-07-15 2004-02-12 Mitsubishi Electric Corp 過電流検出回路
DE10245133B4 (de) * 2002-09-27 2007-12-13 Infineon Technologies Ag Kalibrierungsanordnung
JP2005045993A (ja) * 2003-07-10 2005-02-17 Seiko Instruments Inc Ｐｗｍスイッチングレギュレータ制御回路
JP4316473B2 (ja) * 2004-10-29 2009-08-19 パナソニック株式会社 電圧検出回路、過電流検出回路、充電電流制御システム、及び電圧検出方法
JP4790405B2 (ja) * 2005-12-16 2011-10-12 三菱電機株式会社 熱式流量センサ
JP4905208B2 (ja) * 2006-10-25 2012-03-28 株式会社デンソー 過電流検出回路
DE102008045410B4 (de) * 2007-09-05 2019-07-11 Denso Corporation Halbleitervorrichtung mit IGBT mit eingebauter Diode und Halbleitervorrichtung mit DMOS mit eingebauter Diode
KR101576182B1 (ko) * 2009-05-28 2015-12-10 삼성전자주식회사 태양전지를 구비하는 휴대 단말기의 충전 제어 장치 및 방법
JP5055349B2 (ja) * 2009-12-28 2012-10-24 日立オートモティブシステムズ株式会社 熱式ガスセンサ
US8026761B2 (en) * 2010-01-26 2011-09-27 Microchip Technology Incorporated Instrumentation amplifier calibration method, system and apparatus
JP5170208B2 (ja) * 2010-10-22 2013-03-27 富士電機株式会社 パワー半導体デバイスの電流検出回路
JP6014357B2 (ja) * 2012-04-26 2016-10-25 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
CN103545212B (zh) * 2012-07-16 2016-09-21 中国科学院微电子研究所 半导体器件制造方法
WO2014181450A1 (ja) * 2013-05-10 2014-11-13 株式会社 日立製作所 絶縁ゲート型半導体素子の制御装置およびそれを用いた電力変換装置
JP5800006B2 (ja) * 2013-10-31 2015-10-28 トヨタ自動車株式会社 半導体装置
US9489828B2 (en) * 2014-05-28 2016-11-08 Ecolink Intelligent Technology, Inc. Programmable security sensor
US9513318B2 (en) * 2014-05-29 2016-12-06 Infineon Technologies Ag Current or voltage sensing
WO2016085586A2 (en) * 2014-10-16 2016-06-02 Flir Systems, Inc. Low cost and high performance bolometer circuitry and methods
JP6500694B2 (ja) * 2015-08-19 2019-04-17 富士電機株式会社 電力変換装置用制御装置および電力変換装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20150127288A1 (en) * 2009-05-08 2015-05-07 Canon U.S. Life Sciences, Inc. Systems and methods for auto-calibration of resistive temperature sensors
JP2014057404A (ja) * 2012-09-11 2014-03-27 Ricoh Co Ltd 過電流検出回路及び電流制限回路
US20150309090A1 (en) * 2013-06-11 2015-10-29 Fuji Electric Co., Ltd. Overcurrent detection circuit

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111583987A (zh) * 2019-02-19 2020-08-25 华邦电子股份有限公司 温度感测器的评估方法
CN111583987B (zh) * 2019-02-19 2022-06-03 华邦电子股份有限公司 温度感测器的评估方法
CN112054683A (zh) * 2019-06-06 2020-12-08 三菱电机株式会社 功率转换装置
CN112054683B (zh) * 2019-06-06 2024-06-14 三菱电机株式会社 功率转换装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP3293873A1 (en) 2018-03-14
JPWO2017098849A1 (ja) 2018-03-29
EP3293873B1 (en) 2021-01-13
US10281941B2 (en) 2019-05-07
EP3293873A4 (en) 2019-10-09
WO2017098849A1 (ja) 2017-06-15
US20180088615A1 (en) 2018-03-29
CN107750420B (zh) 2020-04-17
JP6468368B2 (ja) 2019-02-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107750420A (zh) 电压生成电路及过电流检测电路
US9671437B2 (en) Overcurrent detection circuit
JP6089599B2 (ja) 絶縁ゲート型半導体素子の駆動装置
CN110161397A (zh) 用于测量晶体管在工作时的结温的系统及方法
CN108885474A (zh) 调节器电路
US8400212B1 (en) High voltage charge pump regulation system with fine step adjustment
JP5464204B2 (ja) 発光駆動装置
CN104993454B (zh) 过温保护电路
CN105027017B (zh) 基准电压电路
CN101660928A (zh) 2端子型半导体传感器装置
JP2011150582A (ja) 基準電圧発生回路及びそれを用いたアナログ回路
TW201308037A (zh) 電流控制電路和電流控制方法
CN105027441B (zh) 功率器件的驱动电路
CN105850044B (zh) 电压控制型器件的驱动电路
CN107041166A (zh) 电力转换装置、以及半导体装置
JP2012112810A (ja) 電圧測定装置
JP5516350B2 (ja) 負荷駆動回路
KR100915931B1 (ko) 반도체 장치 및 반도체 측정 장치
TWI777706B (zh) 利用數位測試通道測量電容量的方法
CN208580144U (zh) 电压感测系统和电压阈值感测系统
CN109804230A (zh) 温度检测装置以及具备其的功率转换装置
JP2013187755A (ja) レベル制限回路
CN117581462A (zh) 半导体装置以及电力变换装置
US10490995B2 (en) Current dependent thermal shutdown
TWI567372B (zh) 溫度偵測電路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant