CN117581462A - 半导体装置以及电力变换装置 - Google Patents

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诸熊健一
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Abstract

在对半导体元件(10)进行驱动控制的半导体装置(100)中，在电流控制部(1)中设置用于在半导体元件(10)的控制端子(G)与负极端子(S)之间流过电流的脉冲电流源(20)。定时控制部(3)在半导体元件转移到导通状态后的导通期间中或者转移到截止状态后的截止期间中，使脉冲电流源(20)输出脉冲状的电流。温度推测部(7)根据由于从脉冲电流源(20)供给电流而引起的电流以及电压的变化，推测半导体元件(10)的温度。

Description

半导体装置以及电力变换装置
技术领域
本公开涉及半导体装置以及电力变换装置。
背景技术
在使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)以及MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等电力用功率半导体元件的电力变换器中，为了小型化而发展在电力用功率半导体元件中流过的电流密度的大容量化。
然而，在增加电流密度时，增加电力用功率半导体元件的能量损失，而导致电力用功率半导体元件的温度上升。在电力用功率半导体元件中存在由其半导体材料特性等规定的最大动作容许温度，在该温度以上时存在功率半导体元件达到热失控而破坏的可能性。因此，近年来功率半导体元件的温度管理变得更重要。
为了进行这样的电力用功率半导体元件的温度管理，例如，已知在使电力用功率半导体元件冷却的翼片等上安装热敏电阻等温度传感器，间接地推测功率半导体元件的温度的方法。然而，从功率半导体元件至翼片的热时间常数一般较大，所以该方法存在无法测定由于短时间的负载变动引起的功率半导体元件温度的急剧变化的可能性。
在日本特开2016-12670号公报(专利文献1)中，公开了解决该问题的一个方法。本方法是在功率半导体元件上设置多个栅电极，根据通电状态下的栅电极之间的电阻值求出温度的方法。
进而在日本特开2020-72569号公报(专利文献2)中公开了其他方法。本方法是预先存储表示半导体器件的开关动作时的栅极电压的时间变化和功率半导体元件的温度的关系的信息，根据栅极电压上升时间推测功率半导体元件的温度的方法。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2016-12670号公报
专利文献2：日本特开2020-72569号公报
发明内容
然而，在专利文献1公开的方法中，为了读取功率半导体元件上的栅极电阻的值，需要设置多个栅电极，功率半导体元件的有效面积减少，成为具备功率半导体元件的功率模块的小型化的限制。另外，在专利文献2公开的方法中，为了测量栅极电压上升的时间，需要高精度的时间测定机构以及高速的处理器，具备这样的测量机构可能成为功率模块的小型化的限制。
本公开是考虑上述问题而完成的，其一个目的在于提供一种在对功率半导体元件进行驱动控制的半导体装置中，具有功率半导体元件的温度测定功能，而且无需降低功率半导体元件的有效面积而能够实现小型化的半导体装置。
对半导体元件进行驱动控制的一个方案的半导体装置具备脉冲电流源、驱动控制部、电流检测部、电压检测部、温度检测部以及定时控制部。半导体元件具有正极端子、负极端子以及用于供给控制在正极端子以及负极端子之间流过的电流的驱动电压的控制端子。脉冲电流源是为了在控制端子与负极端子之间流过脉冲状的电流而设置的。驱动控制部通过对控制端子供给驱动电压，使半导体元件转移到导通状态以及截止状态。电流检测部检测通过脉冲电流源在半导体元件中流过的电流。电压检测部检测控制端子或者负极端子与基准电位之间的电压。温度推测部根据电流检测部以及电压检测部的检测值推测半导体元件的温度。定时控制部控制使脉冲电流源输出电流的定时。定时控制部在半导体元件转移到导通状态后的导通期间中或者转移到截止状态后的截止期间中，使脉冲电流源输出电流。
根据上述方案的半导体装置，在半导体元件的导通期间中或者截止期间中通过脉冲电流源在半导体元件的控制端子与负极端子之间流过电流，根据由于该电流产生的电压以及电流来推测温度。因此，能够提供无需降低半导体元件的有效面积而能够实现小型化的具有温度测定功能的半导体装置。
附图说明
图1A是示出实施方式1所涉及的功率模块101的一个例子的结构图。
图1B是示出图1A的电流控制部1的结构例的电路图。
图2是示出图1A的功率模块101的变形例的结构图。
图3是用于说明利用图1A的半导体装置100的温度推测方法的时间图。
图4是示出典型的MOSFET的栅极电容的变化的图。
图5是示出实施方式3的功率模块的第1方案的结构图。
图6是示出实施方式3的功率模块的第2方案的结构图。
图7是在图6的电路结构中将电流控制部1、驱动器电路42的输出级、电阻元件8、以及功率半导体元件10的部分取出而示出的结构图。
图8是用于说明利用图6以及图7所示的半导体装置100的功率半导体元件10的温度测定方法的时间图。
图9是示出实施方式3的功率模块的第3方案的结构图。
图10A是在图9的电路结构中将电流控制部1、驱动器电路42的输出级、电阻元件8、以及功率半导体元件10的部分取出而示出的结构图(电流沉(current sink)的电流源的情况)。
图10B是在图9的电路结构中将电流控制部1、驱动器电路42的输出级、电阻元件8、以及功率半导体元件10的部分取出而示出的结构图(电流来源(current source)的电流源的情况)。
图11A是用于说明在图10A的电流控制部的电路结构的情况下功率半导体元件10的温度测定方法的时间图。
图11B是用于说明在图10B的电流控制部的电路结构的情况下功率半导体元件10的温度测定方法的时间图。
图12是实施方式4的功率模块的结构图。
图13是示出利用图12的半导体装置100的功率半导体元件10A、10B、10C的温度测定方法的时间图(第一方法)。
图14是示出利用图12的半导体装置100的功率半导体元件10A、10B、10C的温度测定方法的时间图(第二方法)。
图15是将开关控制信号31为L电平时的电流控制部1的输出电流波形以及电压检测部6的检测电压的波形更切合实体地示出的图。
图16是用于说明在实施方式6的功率模块中温度推测部的动作的时间图。
图17是示出功率半导体元件的电容特性的一个例子的图。
图18是实施方式7所涉及的功率模块的结构图。
图19是示出应用了本实施方式的电力变换装置的电力变换系统的结构的框图。
(附图标记说明)
1：电流控制部；2：栅极布线部；3：定时控制部；4：栅极驱动部；5：电流检测部；6：电压检测部；7：温度推测部；8、8A～8C：电阻元件(栅极电阻)；10、10A～10C：功率半导体元件；11：电流源；12：电流控制开关；31：开关控制信号；32：控制信息；41：主控制部；42：驱动器电路；42H：高电位侧开关；42L：低电位侧开关；43：切离用开关；51：切换电路；52：差动电压计；90：基准电位节点；100：半导体装置；101：功率模块；110：电力变换装置；111：主变换电路；112：控制电路；120：电源；130：负载；411：驱动器输入信号；412：指令。
具体实施方式
以下，参照附图，详细说明各实施方式。此外，对同一或者相当的部分附加同一参照符号，不反复其说明。
实施方式1.
图1A是示出实施方式1所涉及的功率模块101的一个例子的结构图。图1B是示出图1A的电流控制部1的结构例的电路图。以下，参照图1A以及图1B，说明功率模块101的结构。
如图1A所示，功率模块101具备功率半导体元件10和对功率半导体元件10进行驱动控制的半导体装置100。半导体装置100控制功率半导体元件10的开关动作，并且测定功率半导体元件10的元件温度。
半导体装置100具备栅极驱动部4、电流控制部1、定时控制部3、电流检测部5、电压检测部6、温度推测部7以及电阻元件8(还被称为栅极电阻)。在此，栅极驱动部4包括与功率半导体元件10连接而驱动功率半导体元件10的作为驱动控制部的驱动器电路42、和控制驱动器电路42的主控制部41。
电流控制部1与驱动器电路42连接，经由驱动器电路42对功率半导体元件10的控制端子G与负极端子S之间供给电流。如图1B所示，电流控制部1包括能够供给脉冲状的电流的脉冲电流源20。更具体而言，脉冲电流源20例如包括电流源11和与电流源11并联地连接的电流控制开关12。通过电流控制开关12从闭状态切换到开状态，脉冲电流源20开始输出电流，通过电流控制开关12从开状态切换到闭状态，脉冲电流源20结束输出电流。
作为电流源11，例如可以使用双极性晶体管，或者使用电流镜，或者使用在恒定电压源的输出侧设置电阻的结构，能够使用一般已知的各种电流源。另外，电流源11根据其电路结构，既可以构成为输出电流的电流来源，也可以构成为吸入电流的电流沉。电流控制开关12例如能够使用MOSFET等比较高速地动作的开关元件。在要求测定精度的情况下，作为电流控制开关12也可以使用GaN HEMT(High Electron Mobility Transistor，高电子迁移率晶体管)等超高速器件。
如图1B所示，电流源11以及电流控制开关12的各一端与提供基准电位的基准电位节点90连接。在此，基准电位例如是驱动器电路42的控制接地或者驱动器电路42的电源电压。
电流源11以及电流控制开关12的各另一端直接或者间接地与功率半导体元件10的控制端子G或者负极端子S连接。在间接地连接的情况下，电流源11以及电流控制开关12的各另一端经由作为安装到驱动器电路42的其他的电子零件的半导体开关元件或者电阻器等与功率半导体元件10的控制端子G或者负极端子S连接。以下，作为一个例子，说明电流源11以及电流控制开关12的各另一端与功率半导体元件10的负极端子S连接的情况。此外，在以下的说明中，将控制端子G还称为栅极G，将负极端子S还称为源极S。
电压检测部6与驱动器电路42连接，经由驱动器电路42直接或者间接地检测控制端子G或者负极端子S与基准电位之间的电压。在间接地检测的情况下，在电压检测部与功率半导体元件之间，包括作为安装到驱动器电路42的其他的电子零件的半导体开关元件或者电阻器等。电压检测部6的检测值包含由于其他电子零件引起的电位效应的影响。
定时控制部3根据来自栅极驱动部4的主控制部41的指令412，输出用于控制电流控制部1的电流控制开关12的开关控制信号31。在图1A中，为了说明将定时控制部3以及栅极驱动部4明示地区分而示出，但定时控制部3也可以包含在主控制部41内。另外，也可以将驱动器电路42和定时控制部3安装到相同的基板上，也可以将主控制部41、驱动器电路42、定时控制部3、电流控制部1全部安装到同一基板上。
如以上说明，主控制部41控制驱动器电路42以及定时控制部3。作为主控制部41，例如使用微型处理器、ASIC(Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路)、FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)等功能器件。
功率半导体元件10可以是MOSFET、IGBT、MESFET(Metal-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属半导体场效应晶体管)、双极性晶体管等中的任意元件。以下，以MOSFET为例子进行说明。另外，作为功率半导体元件10的材料，除了Si以外，也可以使用SiC、GaN、Ga2O3、金刚石等。如图1A所示，功率半导体元件10具备正极端子D、负极端子S以及控制端子G。通过施加到控制端子G的驱动电压，控制在正极端子D与负极端子S之间流过的电流。
功率半导体元件10的控制端子G例如经过设置于栅极布线部2的电阻元件8与驱动器电路42连接。栅极布线部2表示连接功率半导体元件10的控制端子G、负极端子S以及驱动器电路42的一连串的环路布线。
电流检测部5检测在栅极布线部2中流过的电流。因此，电流检测部5检测在电流控制开关12为开状态时通过电流源11在功率半导体元件10中流过的电流。在图1A的情况下，在电流检测部5中，作为一个例子，根据与功率半导体元件10的控制端子G连接的电阻元件8的两端之间的电压推测电流。在该情况下，作为电流检测部5，例如能够使用仪表放大器。在图1A中，明示了电阻元件8，但根据应用，还可能有在功率半导体元件10的外部不设置栅极电阻的情况。作为电流检测部5的其他结构，可以举出电流互感器、霍尔元件、罗戈夫斯基线圈等。
温度推测部7根据电压检测部6的检测值、电流检测部5的检测值、以及定时控制部3的控制信息32，计算功率半导体元件10的电阻值。温度推测部7通过与事先测量并记录的表示电阻值和元件温度的关系的换算数据进行比较，将新测定的功率半导体元件10的电阻值换算为温度。换算的温度信息被反馈给主控制部41。主控制部41在该温度大于预先决定的某个值的情况下，能够以降低功率半导体元件的损失的方式变更驱动模式，或者向更上位的系统输出警告信息。在图1A中为了说明，将主控制部41和温度推测部7表示为独立的结构，但也可以使温度推测部7的功能包含在主控制部41内。
图2是示出图1A的功率模块101的变形例的结构图。图2的功率模块101在电阻元件8连接到与负极端子S连接的布线(源极布线)而不是与控制端子G连接的布线(栅极布线)这一点上，与图1A的功率模块101不同。在该情况下，为了检测在栅极布线部2中流过的电流而设置电阻元件8这一点没有变。图2的其他方面与图1A的情况相同，所以对同一或者相当的部分附加同一参照符号而不反复说明。
[功率半导体元件的温度推测方法]
以下，更具体地说明利用图1A的半导体装置100的功率半导体元件10的温度的推测方法。
图3是用于说明利用图1A的半导体装置100的温度推测方法的时间图。在图3中，直至时刻t2的波形表示不进行温度测定的通常的开关动作时的电压波形以及信号波形，时刻t2以后的波形表示与开关动作一起进行温度测定的情况的电压波形以及信号波形。首先，说明通常的开关动作时的半导体装置100的动作。
(通常时的半导体装置的动作)
驱动器电路42为了驱动功率半导体元件10而输出比阈值电压大的正电位Vcc以及阈值电压以下的电位Vee(通常成为负电位或者零电位)。具体而言，驱动器电路42根据来自主控制部41的输入信号411，对功率半导体元件10的控制端子G，作为栅极电压施加正电位Vcc或者负或零电位Vee。
在通常动作时，定时控制部3将电流控制部1的电流控制开关12始终控制为接通状态。因此，在电流控制开关12中使用n型MOSFET等增强型元件的情况下，作为电流控制开关12的开关控制信号31始终输入高(H)电平的信号。在电流控制开关12中使用p型MOSFET等耗尽型元件的情况下，作为开关控制信号31始终输入低(L)电平的信号。
具体地参照图3，在接通动作的情况下，当时刻t0处向驱动器电路42的输入信号411成为H电平时，对功率半导体元件10的控制端子G施加正电位Vcc，栅极电压上升。栅极电压经过基于由电阻元件8的电阻值和功率半导体元件10的元件电容构成的时间常数的上升期间，在时刻t0’的时间点到达正电位Vcc。此时，从驱动器电路42供给到功率半导体元件10的栅极电流按原样经由电流控制开关12流入基准电位节点90。另外，来自电流源11的电流也同样地经由电流控制开关12流入基准电位节点90，不输出到驱动器电路42。此外，在时刻t0与时刻t0’之间的上升期间可观测到密勒电压V_miller。
在断开动作的情况下，在时刻t1，驱动器电路42的输入信号411从H电平变化为L电平。由此，对功率半导体元件10的控制端子G施加负或者零电位Vee，栅极电压下降。栅极电压与接通时的情况同样地，经过下降期间在时刻t1’的时间点达到负或者零电位Vee。与接通动作的情况同样地，栅极电流经由电流控制开关12流入基准电位节点90。来自电流源11的电流经由电流控制开关12流入基准电位节点90，不输出到驱动器电路42。此外，在下降期间也可观测到密勒电压。
(导通期间中的温度测定)
接下来，说明进行温度测量的情况下的半导体装置100的动作。温度测量是在栅极电压的上升期间以及下降期间以外的栅极电压稳定的期间进行的。栅极电压稳定的期间包括栅极电压以正电位Vcc稳定的期间(以下称为“导通期间”)和栅极电压以负或者零电位Vee稳定的期间(以下称为“截止期间”)。
首先，说明导通期间中的温度测定。参照图3，在时刻t2驱动器输入信号411成为H电平后，在经过一定的延迟期间后即时刻t3，开关控制信号31切换到L电平。关于该延迟时间，简单而言，能够设定为由电阻元件8的电阻值和功率半导体元件10的元件电容构成的时间常数、或者其以上的时间。如果该延迟时间短，则来自驱动器电路42的栅极驱动电流也被电流检测部5检测，所以影响温度测定的精度。另一方面，如果该延迟时间长，则使开关控制信号31返回到H电平的时刻t4接近断开开始时刻t5。其结果，来自驱动器电路42的栅极驱动电流也被电流检测部5检测，所以影响温度测定的精度。
在开关控制信号31成为L电平时(时刻t3)，图1B的电流控制开关12成为截止状态。由此，来自电流源11的电流流向功率半导体元件10而不是基准电位节点90。此时，用下式(1)表示由电压检测部6检测的电压。
[数学式1]
在式(1)中，VIg(t-t3)表示在时刻t由电压检测部6检测的电压。Rgint是在功率半导体元件10中存在的栅极电阻(内置栅极电阻)的值。内置栅极电阻是例如在功率半导体元件10上由多晶硅等材料制作的。或者，内置栅极电阻包括由功率半导体元件10上的栅极布线图案产生的寄生电阻。Rg表示驱动器电路42上的电阻以及电阻元件8的值，表示功率半导体元件10自身所引起的电阻以外的电阻成分。Cdie表示从功率半导体元件10的栅极侧观察的电容值。Ig表示来自电流源11的供给电流。
在图1B所示的电流控制部1中，电流控制开关12成为截止状态，从电流源11对功率半导体元件10开始注入电流时，依照式(1)产生电压VIg。具体而言，首先，如式(1)的右边第1项所示，通过对功率半导体元件10的内置栅极电阻、电阻元件8、以及驱动器电路42上的电阻的合计值乘以从电流源11供给的电流值而得到的电压V0＝(Rg+Rgint)·Ig稳定地产生。
进而，如式(1)的右边第2项所示，在电流控制开关12成为截止的时刻t3以后，通过功率半导体元件10的寄生电容的充电，充电电压依照(t-t3)·Ig/Cdie上升。在寄生电容Cdie恒定且电流源11的电流Ig为恒定的值的情况下，由电压检测部6检测的电压线性地上升。因此，能够使用任意时间点t3’下的电压检测值、从电流控制开关12成为截止的时刻t3起的经过时间(t3’-t3)、以及由电流检测部5检测的栅极电流值Ig，来计算电阻值Rg+Rgint。
实际上，在各个电阻值Rg、Rgint中有温度依赖性。在电阻值Rg、Rgint各自具有线性的温度依赖性的情况下，表示为Rg(T)≈Rg0(1+K1·T)、Rgint(T)≈Rgint0(1+K2·T)。如果功率半导体元件10的内置栅极电阻以外的电阻Rg的温度依赖性比功率半导体元件10的内置栅极电阻Rgint的温度依赖性充分小、即如果ΔRg<ΔRgint，则电阻值Rg+Rgint的温度依赖性表示功率半导体元件10的内置栅极电阻的温度依赖性。因此，能够对通过上述计算得到的电阻值Rg+Rgint、和事先记录的表示电阻值与温度的关系的校正数据进行比较，由此计算功率半导体元件10的温度。为了取得这样的校正数据，例如将功率模块101设置到恒温槽，并从外部使功率半导体元件10的元件温度变化时，用与上述同样的方法求出电阻值Rg+Rgint，由此能够取得。在难以取得校正数据的情况下，能够预先取得由于温度引起的内置栅极电阻Rgint的变化率(温度系数)，通过使用所取得的温度系数的计算来代替。
(截止期间中的温度测定)
接下来，说明截止时间中的温度测定。在图3的时刻t5，驱动器输入信号411成为L电平后，在经过一定的延迟期间后即时刻t6，开关控制信号31切换到L电平。如上所述，关于该延迟时间，简单而言，能够设定为由电阻元件8的电阻值和功率半导体元件10的元件电容构成的时间常数、或者其以上的时间。如果该延迟时间短，则来自驱动器电路42的栅极驱动电流也被电流检测部5检测，所以影响温度测定的精度。
在开关控制信号31成为L电平时(时刻t6)，图1B的电流控制开关12成为截止状态。由此，来自电流源11的电流流向功率半导体元件10而不是基准电位节点90。
在电流控制开关12成为截止状态，从电流源11对功率半导体元件10开始注入电流时，依照上述式(1)产生电压VIg(其中，时刻t3被置换为时刻t6)。具体而言，产生通过对功率半导体元件10的内置栅极电阻和电阻元件8的合计值乘以从电流源供给的电流Ig而产生的电压V0＝(Rg+Rgint)·Ig。进而，作为功率半导体元件10的寄生电容的充电电压的(t-t6)·Ig/Cdie随着时间上升。与导通期间中的测定的情况同样地，在寄生电容Cdie为恒定值且栅极电流Ig为恒定值的情况下，电压检测部6的检测电压线性地上升。因此，能够使用时刻t6与时刻t7之间的任意时间点t6’下的电压检测值、从电流控制开关12成为截止的时刻t6起的经过时间(t6’-t6)、以及由电流检测部5检测的栅极电流值Ig，来计算电阻值Rg+Rgint。在功率半导体元件10的内置栅极电阻以外的栅极电阻的温度依赖性比内置栅极电阻的温度依赖性充分小的情况下，电阻值Rg+Rgint的温度依赖性表示功率半导体元件10的内置栅极电阻的温度依赖性。因此，对通过上述计算得到的电阻值Rg+Rgint、和事先记录的表示电阻值与温度的关系的校正数据进行比较，由此能够计算功率半导体元件10的温度。
[实施方式1的效果]
如以上所述，在本实施方式的功率模块101中，在功率半导体元件10的导通期间中或者截止期间中，测定从电流源11注入栅极电流Ig时的电压变化，由此能够稳定地求出功率半导体元件10的温度。关于上述栅极电流的注入开始的定时，能够根据驱动器电压的上升、下降定时，简单决定为经过被设定为由栅极电阻和元件电容构成的时间常数、或者其以上的时间的延迟时间后。
实施方式2.
实际上，功率半导体元件10的栅极电容Cdie由于功率半导体元件10的端子电压而变化。因此，在实施方式2中，说明抑制栅极电容Cdie的变化的影响的方法。
图4是示出典型的MOSFET的栅极电容的变化的图。如图4所示，栅极电容Cdie在栅极-源极间电压Vgs充分低的区域(积蓄区域)和充分高的区域(反转区域)中成为大致恒定的值。相对于此，在栅极-源极间电压Vgs为中间区域(耗尽区域)的过渡区域中，栅极电容Cdie大幅变动。根据功率半导体元件10，中间区域中的栅极电容Cdie的变动量相对积蓄区域的栅极电容Cdie成为30％程度。例如，通过对出厂前的MOSFET测定栅极电容Cdie的栅极-源极间电压Vgs依赖性，能够事先确认这样的特性。
因此，在电容大幅变动的中间区域中，电压检测部6的电压不会如式(1)所示线性地上升，影响温度的推测精度。例如，根据图3所示的时间图，通过从电流源11对功率半导体元件10供给电流，由电压检测部6检测的电压上升，施加到功率半导体元件10的栅极-源极间电压Vgs变化。
考虑上述情况，根据实施方式2的功率模块101的一个方案，定时控制部3仅在由电压检测部6检测的电压值的变化量成为某个恒定的电压V1以下的一定期间t4-t3，将开关控制信号31保持为L电平，在检测电压的变化量超过电压V1时使开关控制信号31成为H电平。在时刻t4使开关控制信号31返回到H电平，从而电流控制开关12接通，施加到功率半导体元件10的栅极-源极之间的电压Vgs等于从驱动器电路42供给的电压。通过以使这样由电压检测部6检测的电压的变化量成为根据功率半导体元件10的电容特性决定的阈值以下的方式进行定时控制，能够防止元件电容Cdie的变动，能够防止温度推测精度降低。
另外，元件电容Cdie也由于功率半导体元件10的漏极-源极间电压变化。因此，元件电容Cdie的变化的程度在导通期间中和截止期间中不同。因此，在截止期间中的测定中，定时控制部3仅在电压检测部的检测电压的变化量成为与上述的电压V1不同的某个恒定的电压V2以下的一定期间t5-t6期间，将开关控制信号31保持为L电平，使电流控制开关12成为截止状态。在时刻t6使开关控制信号31返回到H电平，从而电流控制开关12接通，功率半导体元件10的栅极-源极间电压Vgs等于从驱动器电路42供给的电压。
根据实施方式2的功率模块101，如上所述，通过主控制部41以使由电压检测部6检测的电压的变化量成为阈值以下的方式进行定时控制，能够防止温度推测精度降低。
实施方式3.
以下，参照图5～图11B，说明实施方式3所涉及的功率模块101的半导体装置100的结构。在实施方式3的功率模块101中，电流控制部1的结构与图1A以及图1B的情况不同，更具体地示出。关于电流控制部1以外的内容，实施方式3的功率模块101的结构与实施方式1以及实施方式2的情况相同，所以对同一或者相当的部分附加同一参照符号而不反复说明。此外，作为构成电流控制部1的电流源11，既能够使用对负载供给电流的电流来源，也能够使用从负载吸收电流的电流沉。
[第1方案]
图5是示出实施方式3的功率模块的第1方案的结构图。在图5中，示出将电流控制部1配置于功率半导体元件10的源极S侧的情况的例子。在该情况下，电流控制部1的基准电位是驱动器电路42的控制接地900。因此，电流源11以及电流控制开关12连接于功率半导体元件10的负极端子S与控制接地900之间。
在开关控制信号31为H电平的情况、即电流控制开关12为接通状态的情况下，来自电流源11的电流全部流入基准电位900。在开关控制信号31为L电平的情况下，来自电流源11的电流流到功率半导体元件10的方向，从源极S流入功率半导体元件10。因此，功率半导体元件10的栅极-源极间电压Vgs在导通期间中的情况下如图3的时刻t3至时刻t4所示变化，在截止期间中的情况下如图3的时刻t6至时刻t7所示变化。
在此，在导通期间中和截止期间中，施加到功率半导体元件10的栅极-源极间电压以及漏极-源极间电压分别不同，作为结果，功率半导体元件10的电容Cdie也不同。因此，在导通期间中和截止期间中栅极电压的电压波形不同，因此，由电压检测部6检测的电压也例如如图3所示以在导通期间中成为V1、在截止期间中成为V2的方式取不同的值。
[第2方案]
图6是示出实施方式3的功率模块的第2方案的结构图。在图6中，示出将电流控制部1配置于功率半导体元件10的栅极侧的情况的例子。在图6的情况下，在电流源11中使用电流来源。电流控制部1的基准电位是驱动器电路42的控制接地900。
图7是在图6的电路结构中将电流控制部1、驱动器电路42的输出级、电阻元件8、以及功率半导体元件10的部分取出而示出的结构图。
参照图7，驱动器电路42的输出级包括相互串联连接的高电位侧开关42H和低电位侧开关42L。高电位侧开关42H的一端与正电位Vcc连接。低电位侧开关42L的一端经由电流控制部1的电流源11以及电流控制开关12与基准电位900连接。高电位侧开关42H以及低电位侧开关42L的各另一端(即这些开关42H、42L的连接点)经由电阻元件8与功率半导体元件10的控制端子G连接。因此，电流源11以及电流控制开关12连接于功率半导体元件10的控制端子G与提供基准电位的控制接地900之间。
根据上述结构，关于来自电流控制部1的电流源11的电流，仅在驱动器电路42的输出为L电平的情况下(即仅在低电位侧开关42L为导通状态的情况下)，能够供给给功率半导体元件10的控制端子G。
图8是用于说明利用图6以及图7所示的半导体装置100的功率半导体元件10的温度测定方法的时间图。如图8所示，主控制部41通过在驱动器输入信号411为L电平的时刻t5以后的、时刻t6至时刻t7的期间使开关控制信号31成为L电平，将来自电流源11的电流输入到功率半导体元件10的控制端子G。
[第3方案]
图9是示出实施方式3的功率模块的第3方案的结构图。在图9中，示出将电流控制部1配置于功率半导体元件10的栅极侧的情况的例子。在图9的情况下，在电流源11中能够使用电流来源或者电流沉。关于驱动器电路42的基准电位901，参照图10A以及图10B在后面叙述。
图10A以及图10B是在图9的电路结构中将电流控制部1、驱动器电路42的输出级、电阻元件8、以及功率半导体元件10的部分取出而示出的结构图。图10A的电路图示出在电流源11中使用了电流沉的情况，图10B的电路图示出在电流源11中使用了电流来源的情况。
参照图10A，驱动器电路42的输出级包括相互串联连接的高电位侧开关42H和低电位侧开关42L。高电位侧开关42H的一端经由电流控制部1的电流源11以及电流控制开关12与基准电位901连接。该情况的基准电位901等于驱动器电路42的电源电压Vcc。低电位侧开关42L的一端与驱动器电路42的接地电位Vee连接。高电位侧开关42H以及低电位侧开关42L的各另一端(即这些开关42H、42L的连接点)经由电阻元件8与功率半导体元件10的控制端子G连接。因此，电流源11以及电流控制开关12连接于功率半导体元件10的控制端子G与等于驱动器电路42的电源电压Vcc的基准电位901之间。
参照图10B，驱动器电路42的输出级包括相互串联连接的高电位侧开关42H和低电位侧开关42L。高电位侧开关42H的一端经由切离用开关43与驱动器电路42的电源电压Vcc连接，并且经由电流控制部1的电流源11以及电流控制开关12与基准电位901连接。该情况的基准电位901是比驱动器电路42的电源电压Vcc高的电位。高电位侧开关42H以及低电位侧开关42L的各另一端(即这些开关42H、42L的连接点)经由电阻元件8与功率半导体元件10的控制端子G连接。因此，电流源11以及电流控制开关12连接于功率半导体元件10的控制端子G与电位比驱动器电路42的电源电压Vcc高的基准电位901之间。
切离用开关43是为了在从电流控制部1的电流源11供给电流的过程中，将驱动器电路42从驱动器电路42的电源电压Vcc切离而设置的。由此，能够将从电流控制部1的电流源11输出的电流供给给功率半导体元件10。以与开关控制信号31相同的定时，控制切离用开关43。在作为切离用开关43使用n型MOSFET的情况下，作为切离用开关43的控制信号，能够使用由电平转换器等使开关控制信号31的基准电位移位的信号。
图11A是用于说明在图10A的电流控制部的电路结构的情况下功率半导体元件10的温度测定方法的时间图。
如图10A所示，电流控制部1的电流源11作为电流沉连接到驱动器电路42的输出级的高电位侧。在该情况下，主控制部41通过仅在图11A的导通期间中的时刻t3至时刻t4，使开关控制信号31成为L电平，能够从功率半导体元件10的控制端子G向电流源11吸收电流。如图11A所示，在该时刻t3至时刻t4的期间，栅极电压降低，电压检测部6的检测电压上升。
图11B是用于说明在图10B的电流控制部的电路结构的情况下功率半导体元件10的温度测定方法的时间图。
如图10B所示，电流控制部1的电流源11作为电流来源连接到驱动器电路42的输出级的高电位侧。在该情况下，主控制部41通过仅在图11B的导通期间中的时刻t3至时刻t4，使开关控制信号31成为L电平，能够将来自电流源11的电流供给给功率半导体元件10的控制端子G。如图11A所示，在该时刻t3至时刻t4的期间，栅极电压上升，电压检测部6的检测电压上升。
如上所述，在使用了图9所示的电路结构的电流控制部1的情况下，驱动器电路42仅在功率半导体元件10为导通期间中的情况下，能够供给给功率半导体元件10的控制端子G。另外，通过利用实施方式3的图5、图6以及图9的电路结构，在将电流控制部1输出的电流供给给功率半导体元件10的控制端子G的情况和供给给负极端子S的情况下，都能够推测功率半导体元件10的温度。
实施方式4.
在实施方式4中，说明将功率半导体元件10并联地连接多个的情况的例子。以下，说明将3个功率半导体元件10A、10B、10C并联地连接的情况，但并联连接的多个功率半导体元件10不限定于3个。此外，在将多个功率半导体元件10A、10B、10C统称的情况或者表示任意1个的情况下，记载为功率半导体元件10。
图12是实施方式4的功率模块的结构图。图12的半导体装置100在还包括切换电路(MUX)51、和与功率半导体元件10A、10B、10C各自的控制端子G连接的电阻元件8A、8B、8C这一点上，与图1A的半导体装置100不同。图12的其他方面与图1A的情况相同，所以对同一或者相当的部分附加同一参照符号而不反复说明。
切换电路51连接于电流检测部5与功率半导体元件10A、10B、10C的各控制端子G之间。在该情况下，电流检测部5检测在分别包括电阻元件8A、8B、8C的栅极布线中流过的电流。具体而言，从电阻元件8A、8B、8C各自的两端之间的电压，检测各功率半导体元件10的栅极电流Ig。控制切换电路51的切换的信号既可以经由温度推测部7供给，也可以从主控制部41直接供给。例如，以探测在包括电阻元件8A、8B、8C的栅极布线部中流过的电流的方式，设置电流检测部。
与实施方式1的情况同样地，根据应用，既有在功率半导体元件10的外部不设置栅极电阻的情况，也可能有在源极侧设置电阻元件的情况。作为电流检测部5的其他结构例，可以举出电流互感器、霍尔元件、罗戈夫斯基线圈等。
图13以及图14是示出利用图12的半导体装置100的功率半导体元件10A、10B、10C的温度测定方法的时间图。作为图12的切换电路51的切换定时，考虑以下的2个方法。
[第一方法]
第一方法是如图13所示在一个开关循环中切换所测定的栅极布线部2的方法。在图13中，示出了导通期间中的测定方法，但在截止期间中也能够同样地测定各功率半导体元件10的温度。
具体而言，在功率半导体元件10A、10B、10C的导通期间中或者截止期间中，按照端子posA、posB、posC的顺序，切换切换电路51的切换开关。在此，端子posA与电阻元件8A连接，端子posB与电阻元件8B连接，端子posC与电阻元件8C连接。即，各个端子与功率半导体元件10A、10B、10C连接。
例如，在图13的例子中，主控制部41在序列的开始时将切换电路的切换开关连接到端子posA。因此，首先测定功率半导体元件10A的温度。
在时刻t2驱动器输入信号成为H后经过一定的延迟时间后即时刻t3A，定时控制部3使开关控制信号31成为L电平。由此，电流检测部5测定经过功率半导体元件10A的路径的电流IA。电压检测部6测定功率半导体元件10A、10B、10C的并联连接电路的电压。即，依照式(1)，由电压检测部6检测的电压在上升至与功率半导体元件的电阻成分对应的电压V0后，根据元件电容Cdie、栅极电流值Ig、通电期间t4A-t3A，上升至电压V1。温度推测部7根据该期间的电压值和电流值，计算功率半导体元件10A的等价的电阻值，通过与事先取得的校正数据比较，推测功率半导体元件10A的温度。
在从时刻t3A经过一定期间的时刻t4A，定时控制部3使开关控制信号31成为H电平。由此，停止了向功率半导体元件10A注入电流时，功率半导体元件10A的栅极电压返回至驱动器电路42的电源电压Vcc。例如如在实施方式2中说明，选定上述一定期间，使得成为以使功率半导体元件的电容Cdie的变动变小的方式决定的电压上升量。
接下来，在从时刻t4A经过一定的延迟时间后的时刻t8，切换电路51将切换开关切换到端子posB。该延迟时间例如设为比能够根据栅极电压的变化量(V1)、功率半导体元件的电容Cdie、栅极电阻Rg、内置栅极电阻Rgint的各值计算的时间常数长的值。
在之后的时刻t3B，定时控制部3通过使开关控制信号31再次成为L电平，从电流控制部1的电流源11对各功率半导体元件10供给电流。切换电路51的切换开关与端子posB连接，所以电流检测部5检测经过功率半导体元件10B的路径的电流IB。电压检测部6检测功率半导体元件10A、10B、10C的并联连接电路的电压。即，依照式(1)，由电压检测部6检测的电压在上升至与功率半导体元件的电阻成分对应的电压V0后，根据元件电容Cdie、栅极电流值Ig、通电期间t4B-t3B，上升至电压V1。在此，在图13中，时刻t3B至时刻t4B的时间与时刻t3A至时刻t4A的时间相同，所以由电压检测部6检测的电压上升至相同的V1。温度推测部7根据该期间的电压值和电流值，计算功率半导体元件10B的等价的电阻值，通过与事先取得的校正数据比较，推测功率半导体元件10B的温度。
在从时刻t3B经过一定期间的时刻t4B，定时控制部3使开关控制信号31成为H电平。由此，停止了向功率半导体元件10B注入电流时，功率半导体元件10B的栅极电压返回至驱动器电路42的电源电压Vcc。
接下来，在从时刻t4B经过一定的延迟时间的时刻t9，切换电路51将切换电路切换到端子posC。该延迟时间例如设为比能够根据栅极电压的变化量(V1)、功率半导体元件的电容Cdie、栅极电阻Rg、内置栅极电阻Rgint的各值计算的时间常数长的值。
在之后的时刻t3C，定时控制部3通过使开关控制信号31再次成为L电平，从电流控制部1的电流源11向各功率半导体元件10供给电流。切换电路51的切换开关与端子posC连接，所以电流检测部5检测经过功率半导体元件10C的路径的电流IC。电压检测部6检测功率半导体元件10A、10B、10C的并联连接电路的电压。即，依照式(1)，由电压检测部6检测的电压在上升至与功率半导体元件的电阻成分对应的电压V0后，根据元件电容Cdie、栅极电流值Ig、通电期间t4C-t3C，上升至电压V1。在此，在图13中，时刻t3C至时刻t4C的时间与时刻t3A至时刻t4A的时间相同，所以由电压检测部6检测的电压上升至相同的V1。温度推测部7根据该期间的电压值和电流值，计算功率半导体元件10C的等价的电阻，通过与事先取得的校正数据比较，推测功率半导体元件10C的温度。
此外，在上述中，功率半导体元件10A、10B、10C的内置栅极电阻、外部电阻元件8A、8B、8C、元件电容Cdie、以及元件温度不同，所以由电流检测部5检测的电流IA、IB、IC也分别不同。
如上所述，通过利用切换电路51切换电流检测部5的连接目的地，无需增加驱动器电路42以及电流检测部5，而能够单独地测定并联连接的功率半导体元件10的元件温度。
[第二方法]
在上述第一方法中，在单一的开关循环中多次测定温度，所以存在栅极电压的变动大且功率半导体元件10的损失增加的可能性。改良这一点的是接下来的第二方法。
第二方法是如图14所示针对每个开关循环切换所测定的栅极布线部2的方法。在图14中，示出了导通期间中的测定方法，但即使在截止期间中，除了栅极电压以及驱动器输入信号411不同以外，能够同样地测定各功率半导体元件10的温度。另外，以下作为切换电路51的切换开关的连接目的地的初始设定选择了端子posA，但也可以将端子posB、posC设为连接目的地的初始设定。
在时刻t2A驱动器输入信号411成为H时，功率半导体元件10A、10B、10C的栅极电压开始上升。
之后，在经过一定的期间后即时刻t3A，定时控制部3使开关控制信号31成为L电平时，电流开始从电流控制部流向功率半导体元件10A、10B、10C。此时，切换电路51的切换开关与端子posA连接，所以电流检测部5检测在功率半导体元件10A中流过的电流IA。同时，电压检测部6检测功率半导体元件10A、10B、10C的并联连接电路的电压。即，依照式(1)，由电压检测部6检测的电压在上升至与功率半导体元件的电阻成分对应的电压V0后，根据元件电容Cdie、栅极电流值Ig、通电期间t4A-t3A，上升至电压V1。温度推测部7根据该期间的电压值和电流值，计算功率半导体元件10A的等价的电阻值，通过与事先取得的校正数据比较，推测功率半导体元件10A的温度。
之后，定时控制部3使开关控制信号31成为H电平时，停止向功率半导体元件10A注入电流，功率半导体元件10A的栅极电压返回至驱动器电路42的电源电压Vcc。
接下来，主控制部41将切换电路51的切换开关连接到端子posB。在图14中，将切换电路51的切换的定时设为与使驱动器输入信号411变化为H电平的定时相同的定时，但可以并非一定为相同的定时。切换电路51的切换定时为使开关控制信号31再次成为L电平的定时以前即可。
在时刻t3B，在切换电路51的切换开关与端子posB连接的状态下，定时控制部3使开关控制信号31再次成为L电平。由此，来自电流控制部1的电流流到功率半导体元件10A、10B、10C。此时，电流检测部5检测经过功率半导体元件10B的路径的电流IB。电压检测部6检测功率半导体元件10A、10B、10C的并联连接电路的电压。即，依照式(1)，由电压检测部6检测的电压在上升至与功率半导体元件的电阻成分对应的电压V0后，根据元件电容Cdie、栅极电流值Ig、通电期间t4B-t3B，上升至电压V1。温度推测部7根据该期间的电压值和电流值，计算功率半导体元件10B的等价的电阻值，通过与事先取得的校正数据比较，推测功率半导体元件10B的温度。
之后，在时刻t4B，定时控制部3使开关控制信号31成为H电平时，从电流控制部1不输出电流，所以功率半导体元件的栅极电压返回至驱动器电路42的电源电压Vcc。在之后的时刻t5B，主控制部41通过使驱动器输入信号411成为L电平，使各功率半导体元件10成为断开。
接下来，主控制部41将切换电路51的切换开关连接到端子posC。在图14中，将切换电路51的切换的定时设为与使驱动器输入信号411变化为H电平的定时相同的定时，但可以并非一定为相同的定时。切换电路51的切换定时为使开关控制信号31再次成为L电平的定时以前即可。
在时刻t3C，在切换电路51的切换开关与端子posC连接的状态下，定时控制部3使开关控制信号31再次成为L电平。由此，来自电流控制部1的电流流到功率半导体元件10A、10B、10C。此时，电流检测部5检测经过功率半导体元件10C的路径的电流IB。电压检测部6检测功率半导体元件10A、10B、10C的并联连接电路的电压。即，依照式(1)，由电压检测部6检测的电压在上升至与功率半导体元件的电阻成分对应的电压V0后，根据元件电容Cdie、栅极电流值Ig、通电期间t4C-t3C，上升至电压V1。温度推测部7根据该期间的电压值和电流值，计算功率半导体元件10C的等价的电阻值，通过与事先取得的校正数据比较，推测功率半导体元件10C的温度。
之后，在时刻t4C，定时控制部3使开关控制信号31成为H电平时，从电流控制部1不输出电流，所以功率半导体元件的栅极电压返回至驱动器电路42的电源电压Vcc。在之后的时刻t5C，主控制部41通过使驱动器输入信号411成为L电平，使各功率半导体元件10成为断开。
如上所述，在实施方式4的功率模块101中，通过将电流检测部5经由切换电路51分别连接到多个功率半导体元件10，能够单独地检测并联连接的多个功率半导体元件10的温度。
实施方式5.
在实施方式5中，详细说明利用温度推测部7的温度推测方法。关于温度推测部7以外的内容，与实施方式1～4的说明相同，所以不反复说明。另外，以下说明功率半导体元件10的导通期间中的温度测定，但关于截止期间中的温度测定也是同样的。
图15是将开关控制信号31为L电平时的电流控制部1的输出电流波形以及电压检测部6的检测电压的波形更切合实体而示出的图。
参照图15，在时刻t3，开关控制信号31成为L电平时，在电流控制部1中，本来从电流源11流向电流控制开关12的电流流到功率半导体元件10。此时，产生布线电感以及来自电流源11的电流变化所引起的浪涌电流以及浪涌电压。由此，在电流控制部1的输出电流的波形以及电流检测部5的检测电压的波形中产生振动。进而，由于上述以外的来自外部的噪声以及从电流源11产生的噪声等的影响，电流检测部5的检测电压的波形未必成为线性地上升的波形。
在如上述的情况下，电流检测部5测定与时刻t3的时间点相比浪涌电流以及浪涌电压减少后的时刻t31下的电压。在测定了时刻t3至时刻t31的时间差Δt时，能够根据在时刻t31检测的电压以及电流的值，计算等价的功率半导体元件10的电阻值。如果时刻t31与时刻t3之间的时间差Δt为某个容许范围内，则认为上述电阻值表示功率半导体元件10的电阻。关于时刻t3和时刻t31的偏移的容许量，能够以使根据来自电流控制部1的输出电流以及功率半导体元件10的电容Cdie计算的电压值即Ig·(t31-t3)/Cdie成为电压检测部6的检测灵敏度以下的方式选择。这样，能够根据一点的时刻t31的检测数据推测功率半导体元件10的温度。
进而，在需要温度测定的精度的情况下，在使开关控制信号31刚要返回到H电平之前的时刻t32，也通过电压检测部6检测电压。由此，能够根据在时刻t31以及时刻t32这2个时间点检测的电压的电位差ΔV＝V1A-V0A、以及时间差Δt’＝t32-t31，计算由电压检测部6检测的电压上升的斜率。如果测定使电流控制开关12变化为L电平的时刻t3，则能够与上述的电压上升的斜率的信息匹配地，计算时刻t3下的电压值V0。进而，能够根据此时的电流值来计算电阻值。
在上述中，说明了温度测定时刻为2个时间点以下的例子，但通过进一步增加数据点数，能够提高斜率的计算精度。一般而言，使用最小二乘法等，根据多个数据点计算斜率。由此，来自电流控制部1的噪声、电压检测部6的测定误差被平均化。如上所述，通过在运算中使用时刻的信息，能够提高温度测定精度。
实施方式6.
在实施方式6中，说明使用与实施方式5不同的方法的温度推测部7进行的温度推测动作。关于温度推测部7以外的内容，与实施方式1～4的说明相同，所以不反复说明。另外，以下说明功率半导体元件10的导通期间中的温度测定，但关于截止期间中的温度测定也是同样的。
图16是用于说明在实施方式6的功率模块中温度推测部的动作的时间图。图17是示出功率半导体元件的电容特性的一个例子的图。
如图17所示，功率半导体元件的电容Cdie根据功率半导体元件的栅极-源极间电压Vgs、漏极-源极间电压Vds而变化。在图16中，示出了由于驱动器电路42的电源电压Vcc低，而在温度测定时的最大电压变动V1的范围内，电容特性依赖于栅极-源极间电压Vgs而大幅变动的例子。
在考虑功率半导体元件10的元件电容Cdie的相对栅极-源极间电压Vgs的依赖性的情况下，上述式(1)如接下来的式(2)所示。在下式(2)中，表示Cdie(Vgs)为元件电容Cdie的栅极-源极间电压Vgs的函数。
[数学式2]
依照上式(2)，为了求出时刻t下的电压VIg，需要根据栅极-源极间电压Vgs校正元件电容Cdie。因此，在本实施方式6中，事先取得表示功率半导体元件10的元件电容Cdie和栅极-源极间电压Vgs的关系的电容特性，将该数据存储到主控制部41的存储器。
进而，如图16所示，电压检测部6连续地取得时刻t31-t32的期间的电压数据。通过使用电压检测部6的检测数据、和电源电压Vcc或者接地电压Vee的值，能够计算功率半导体元件10的栅极-源极电压。能够根据事先取得的电容特性数据、和栅极-源极间电压的数据、以及测定时刻的信息，计算元件电容Cdie恒定的情况的电压检测部6的检测电压的近似直线Vfit。由于元件电容Cdie恒定，所以该检测电压的近似直线Vfit为线形。因此，能够根据时刻t31以及时刻t32的时间信息、和时刻t31、t32下的近似电压，计算时刻t3下的电压V0。
如上所述，通过事先取得表示功率半导体元件10的元件电容Cdie和栅极-源极间电压Vgs的关系的电容特性的数据，能够提高温度测定精度。此外，在上述中示出了与栅极-源极间电压Vgs有关的依赖性，但对漏极-源极间电压Vds也能够用同样的思路进行校正。
实施方式7.
图18是实施方式7所涉及的功率模块的结构图。图18的功率模块101的半导体装置100在代替电流检测部5而设置有差动电压计52这一点上，与实施方式1～6的功率模块的半导体装置不同。图18的其他结构与图1A等的情况相同，所以对同一或者相当的部分附加同一参照符号而不反复说明。
在实施方式7的功率模块101的半导体装置100中，通过差动电压计52(例如仪表放大器)检测电阻元件8的两端的电压。根据驱动器电路42的结构，也可以除了图18的电阻元件8以外还设置追加的栅极电阻。由此，能够提高制作驱动器基板时的基板布线的自由度。
温度推测部7将从电压检测部6的检测电压减去利用差动电压计52检测的检测值得到的值作为电压值，使用这样得到的电压值和基于差动电压计52的检测值的电流值来计算电阻值。由此，能够去除由于电阻元件8引起的电压降，所以能够提高温度推测精度。
实施方式8.
实施方式8是将上述实施方式1～7所涉及的功率模块101应用于电力变换装置的例子。本公开不限定于特定的电力变换装置，但以下作为实施方式8说明将本公开应用于三相的逆变器的情况。
图19是示出应用本实施方式的电力变换装置的电力变换系统的结构的框图。
图19所示的电力变换系统具备电源120、电力变换装置110、负载130。电源120是直流电源，对电力变换装置110供给直流电力。电源120能够由各种例子构成，例如，既能够由直流系统、太阳能电池、蓄电池构成，也可以由与交流系统连接的整流电路、AC/DC转换器构成。另外，电源120也可以由将从直流系统输出的直流电力变换为设定的电力的DC/DC转换器构成。
电力变换装置110是连接于电源120与负载130之间的三相的逆变器，将从电源120供给的直流电力变换为交流电力，对负载130供给交流电力。电力变换装置110如图19所示，具备：主变换电路111，将直流电力变换为交流电力而输出；以及控制电路112，将控制主变换电路111的控制信号输出给主变换电路111。
负载130是通过从电力变换装置110供给的交流电力驱动的三相的电动机。此外，负载130不限于特定的用途，被用作搭载于各种电气设备的电动机、例如面向混合动力汽车、电动汽车、铁路车辆、电梯、或者空调设备的电动机。
以下，详细说明电力变换装置110。主变换电路111具备开关元件和回流二极管(未图示)，通过开关元件进行开关，将从电源120供给的直流电力变换为交流电力，供给给负载130。主变换电路111的具体的电路结构有各种例子，但本实施方式的主变换电路111是2电平的三相全桥电路，能够由6个开关元件和与各个开关元件逆并联的6个回流二极管构成。主变换电路111的各开关元件的至少任意一个是上述实施方式1～7中的任意一个的功率模块101具有的功率半导体元件10。6个开关元件按每2个开关元件串联连接而构成上下支路，各上下支路构成全桥电路的各相(U相、V相、W相)。而且，各上下支路的输出端子、即主变换电路111的3个输出端子与负载130连接。
另外，如在上述实施方式1～7中的说明，驱动各开关元件的半导体装置100(未图示)内置于功率模块101，所以主变换电路111具备半导体装置100。半导体装置100生成驱动主变换电路111的开关元件的驱动信号，供给给主变换电路111的开关元件的控制电极。具体而言，依照来自后述控制电路112的控制信号，将使开关元件成为导通状态的驱动信号和使开关元件成为截止状态的驱动信号输出给各开关元件的控制电极。在将开关元件维持为导通状态的情况下，驱动信号是开关元件的阈值电压以上的电压信号(导通信号)，在将开关元件维持为截止状态的情况下，驱动信号成为开关元件的阈值电压以下的电压信号(截止信号)。
控制电路112以对负载130供给期望的电力的方式，控制主变换电路111的开关元件。具体而言，根据应供给给负载130的电力，计算主变换电路111的各开关元件应成为导通状态的时间(导通时间)。例如，能够通过根据应输出的电压调制开关元件的导通时间的PWM控制，控制主变换电路111。而且，在各时间点，以向应成为导通状态的开关元件输出导通信号，向应成为截止状态的开关元件输出截止信号的方式，向主变换电路111具备的半导体装置100输出控制指令(控制信号)。半导体装置100依照该控制信号，向各开关元件的控制电极输出导通信号或者截止信号作为驱动信号。
在本实施方式所涉及的电力变换装置中，作为构成主变换电路111的功率模块101应用实施方式1～7所涉及的功率模块101，所以能够根据功率半导体元件的温度测定结果提高电力变换装置的可靠性。
在本实施方式中，说明了将本公开应用于2电平的三相逆变器的例子，但本公开不限于此，能够应用于各种电力变换装置。在本实施方式中，设为2电平的电力变换装置，但也可以是3电平、多电平的电力变换装置，在对单相负载供给电力的情况下，也可以将本公开应用于单相的逆变器。另外，在对直流负载等供给电力的情况下，还能够将本公开应用于DC/DC转换器、AC/DC转换器。
另外，应用本公开的电力变换装置不限定于上述负载为电动机的情况，例如，既能够用作放电加工机、激光加工机、或者感应加热烹调器、非接触供电系统的电源装置，进而也能够用作太阳能发电系统、蓄电系统等的功率调节器。
应认为本次公开的实施方式在所有方面仅为例示而不是限制性的。该申请的范围并非上述说明而是通过权利要求书表示，意图包括与权利要求书均等的意义以及范围内的所有变更。

Claims (14)

1.一种半导体装置，对半导体元件进行驱动控制，其中，
所述半导体元件具有正极端子、负极端子以及用于供给驱动电压的控制端子，其中，所述驱动电压控制在所述正极端子以及所述负极端子之间流过的电流，
所述半导体装置具备：
脉冲电流源，为了在所述控制端子与所述负极端子之间流过脉冲状的电流而设置；
驱动控制部，通过对所述控制端子供给所述驱动电压，使所述半导体元件转移到导通状态以及截止状态；
电流检测部，检测通过所述脉冲电流源在所述半导体元件中流过的电流；
电压检测部，检测所述控制端子或者所述负极端子与基准电位之间的电压；
温度推测部，根据所述电流检测部以及所述电压检测部的检测值，推测所述半导体元件的温度；以及
定时控制部，控制使所述脉冲电流源输出电流的定时，
所述定时控制部在所述半导体元件转移到所述导通状态后的导通期间中或者转移到所述截止状态后的截止期间中，使所述脉冲电流源输出电流。
2.根据权利要求1所述的半导体装置，其中，
所述定时控制部在从所述半导体元件转移到所述导通状态起一定时间后、或者在从所述半导体元件转移到所述截止状态起一定时间后，使所述脉冲电流源开始输出电流。
3.根据权利要求1或者2所述的半导体装置，其中，
所述定时控制部在使所述脉冲电流源开始输出电流后由所述电流检测部检测的电压的变化量超过阈值时，使所述脉冲电流源结束输出电流。
4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的半导体装置，其中，
所述半导体元件具有由所述电流检测部用于检测电流的电阻元件。
5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的半导体装置，其中，
所述脉冲电流源连接于所述负极端子与所述基准电位之间。
6.根据权利要求1～4中的任意一项所述的半导体装置，其中，
所述脉冲电流源连接于所述控制端子与所述基准电位之间。
7.根据权利要求1～6中的任意一项所述的半导体装置，其中，
所述半导体元件是第1半导体元件，
所述半导体装置还对与所述第1半导体元件并联地连接的第2半导体元件进行驱动控制，
所述半导体装置还具备切换所述第1半导体元件以及所述第2半导体元件与所述电流检测部之间的连接的切换电路。
8.根据权利要求1～7中的任意一项所述的半导体装置，其中，
所述电流检测部检测在与所述负极端子连接的布线中流过的电流。
9.根据权利要求1～7中的任意一项所述的半导体装置，其中，
所述电流检测部检测在与所述控制端子连接的布线中流过的电流。
10.根据权利要求1～9中的任意一项所述的半导体装置，其中，
所述温度推测部在从所述脉冲电流源输出电流的期间的多个时间点，取得所述电流检测部以及所述电压检测部的检测值。
11.根据权利要求1～9中的任意一项所述的半导体装置，其中，
所述温度推测部根据经过时间和所述半导体元件的所述控制端子的输入电容的值，校正根据所述电流检测部以及所述电压检测部的检测值计算的电阻值，其中，所述经过时间是从所述脉冲电流源开始输出电流起至由所述电流检测部以及所述电压检测部检测电流以及电压的检测时刻为止的时间。
12.根据权利要求1～11中的任意一项所述的半导体装置，其中，
所述电流检测部包括：
电阻元件，一端与所述控制端子或者所述负极端子连接；以及
差动电压计，检测在所述电阻元件中产生的电压。
13.根据权利要求12所述的半导体装置，其中，
所述温度推测部根据通过从所述电压检测部的检测值减去所述差动电压计的检测值而得到的电压值以及基于所述差动电压计的检测值的电流值来计算电阻值。
14.一种电力变换装置，搭载有权利要求1～13中的任意一项所述的半导体装置和半导体元件。
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