JP2019024274A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】より耐久性のあるＳｉＣを用いたパワーＭＯＳＦＥＴを提供する。
【解決手段】電力変換装置１００は、ＳｉＣを含み、並列に接続された複数のＭＯＳＦＥＴ１０１の回路を有する半導体素子と、温度を検出する温度回路１５０と、温度回路から受信した所定温度以上である旨の信号に基づいて、複数のＭＯＳＦＥＴのうちの少なくとも１つのＭＯＳＦＥＴのゲートに対して、ソース・ドレイン間を非導通とする信号を出力するゲート駆動回路１４０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関し、例えば、ポンプ、モータその他の装置・機器に適用して好適なものである。

パワーエレクトロニクスの分野では、省エネルギーのため、産業、鉄道、自動車、エレベータ、家電、医療等広い分野で電力変換器としてインバータの導入が進んでいる。インバータ化により、例えば、ポンプではバルブによる制御に対して、約２５％の消費電力の削減が見込まれる。また、鉄道では回生により停止時、モータのエネルギーを架線に戻すことができ、約５０％消費電力を削減できる。

インバータの普及に当たっては、キーとなるパワーデバイスの発展が大きな役割を果たしてきた。すなわち、サイリスタ、ゲートターンオフサイリスタ、バイポーラトランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor、以下「ＩＧＢＴ」という。）と発展するに従い、パワーデバイスは、低損失化とともに、高周波でのスイッチングが可能になるとともに、ＩＧＢＴではバイポーラトランジスタまでの電流制御から電圧制御になりＣＰＵ（Central Processing Unit）による制御性が向上した。さらに破壊しにくくなり、初期のインバータが数ｋＷ程度であったのに対して、現在では数１０ＭＷのインバータも実現可能になっている。

ＩＧＢＴまでは材料としてシリコン（以下「Ｓｉ」という。）が用いられてきた。これに対して、近年シリコンカーバイト（Silicon Carbide、以下「ＳｉＣ」という。）を用いたパワーデバイスが製品化されてきた。ＳｉＣは絶縁破壊電圧Ｅｃが、Ｓｉのそれと比較して１ケタ高い性質を有している。

ここで、トランジスタのオン電圧について検討すると、流れる電流Ｉの限界値は、
Ｉ＝μ×Ｎ×Ｅｃ ・・・ （１）
μ：材料の移動度、Ｎ:不純物濃度
と表される。耐圧をＶｃ、限界の厚さをｄｃとすると、
Ｅｃ＝Ｖｃ／ｄｃ ・・・ （２）
ｄｃ＝１√Ｎ ・・・ （３）
式（２）及び（３）から、Ｎ∝Ｅｃ２であり、これを式（１）に代入すると、
Ｉ∝μ×Ｅｃ３ ・・・ （４）
となる。

Ｓｉは絶縁破壊電界が０.３ＭＶ／ｃｍであるのに対して、ＳｉＣは２.８ＭＶ／ｃｍであり、理論上、ＳｉＣの同じ印加電圧に対して流れる電流は、Ｓｉに対して約６００倍である。すなわち、同じ耐圧では、ＳｉＣの抵抗はＳｉに対して、約１／６００である。

パワーデバイスとしては、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）がある。しかしながら、シリコンは抵抗が高いため、特に６００Ｖ以上では、伝導度変調によりオン時の抵抗を下げられるサイリスタ、ゲートターンオフサイリスタ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴが用いられてきた。ＳｉＣは抵抗が小さいため、パワーＭＯＳＦＥＴとしてもシリコンＩＧＢＴと同等の定格電流を得ることができる。さらに、ＩＧＢＴは伝導度変調のため構造上ｐｎ接合を有し、このｐｎ接合の電位障壁により印加電圧が約１Ｖまでは電流がほとんど流れない。一方、パワーＭＯＳＦＥＴはｐｎ接合による電位障壁がなく、０Ｖより直線的に電流が流れる。このため、インバータ用パワーデバイスとして、ＩＧＢＴとＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴを比較すると、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴはＩＧＢＴよりオン電圧が小さくなり、損失を低減することができる。

特開２０１０−１７０６１号公報

"Effect of Process Variations and Ambient Temperature on ElectronMobility at the SiO2/4H-SiC Interface" Chao-Yang Lu, James A. Cooper, Jr.,Fellow, IEEE, Takashi Tsuji, Gilyong Chung, John R. Williams, IEEE TRANSACTIONSON ELECTRON DEVICES, VOL. 50, NO. 7, JULY 2003,p1582-1588 "High-Mobility Stable 1200-V, 150-A 4H-SiC DMOSFET Long-TermReliability Analysis Under High Current Density Transient Conditions" James A. Schrock,William B. Ray II, Kevin Lawson, Argenis Bilbao, Stephen B. Bayne, Shad L.Holt, Lin Cheng著IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 30, NO. 6, JUNE 2015、ｐ2891−2895

ところで、ＭＯＳＦＥＴの抵抗成分は、ＭＯＳチャネル抵抗とｎ−層（バルク層）抵抗成分との大きく２つに分けられる。（１）式に記載した通り、流れる電流は移動度に比例するので、抵抗値は移動度に反比例する。Ｓｉを用いたパワーＭＯＳＦＥＴでは、シリコンの移動度は、例えばインバータで使われるＩＧＢＴの接合温度−４０℃から１５０℃の範囲では、ＭＯＳ部の移動度及びｎ−層の移動度は、温度とともに低下するため、パワーＭＯＳＦＥＴの抵抗は温度とともに増加する。このため、複数のパワーＭＯＳＦＥＴを並列に接続した場合で、配線等の影響により特定のパワーＭＯＳＦＥＴに電流が集中したときであっても、オン抵抗が高くなるため、流れる電流が減少するという負帰還がかかり、複数のパワーＭＯＳＦＥＴ間の温度差は小さくなる。

これに対して、ＳｉＣを用いたパワーＭＯＳＦＥＴでは、ｎ−層の移動度はＳｉと同様に温度とともに低下するが、一方で非特許文献１に記載されている通り、ＭＯＳ部の移動度は温度とともに増加する。これは、Ｓｉ／ＳｉＯ２界面に対して、ＳｉＣ／ＳｉＯ２界面の界面準位が多く、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの方がＳｉ−ＭＯＳＦＥＴより界面準位の影響を受ける。温度が高いほど電子の熱速度が大きくなるため、界面電荷によるクーロンポテンシャルの影響を受けにくくなる。このため、ＭＯＳ部の移動度は温度とともに増加する。また、非特許文献２に記載されているように温度とともにしきい値は低下する。このように、ＳｉＣのＭＯＳ部の抵抗は温度とともに低下する。このようにＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴはｎ−層の抵抗は温度とともに増加するが、ＭＯＳ部の抵抗は温度とともに低下するため、温度とともにパワーＭＯＳＦＥＴ抵抗が下がる温度領域が発生することとなる。

大電力変換装置では大電流を流すため、パワーＭＯＳＦＥＴを複数並列接続するが、この複数接続されたパワーＭＯＳＦＥＴうちの一部のパワーＭＯＳＦＥＴに電流が集中するとそのパワーＭＯＳＦＥＴチップの温度が他のパワーＭＯＳＦＥＴより上昇するため、電流が流れやすくなり、そのためさらに温度が上昇するという正帰還がかかることとなる。これにより、電流集中するパワーＭＯＳＦＥＴは、オンとオフ時の温度差が大きくなり、パワーＭＯＳＦＥＴチップと外部電極をつなぐワイヤボンデングあるいは半田に加わる熱ストレスが大きくなり、他のパワーＭＯＳＦＥＴより寿命が短くなってしまうおそれがある。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、より耐久性のあるＳｉＣを用いたパワーＭＯＳＦＥＴを提供しようとするものである。

かかる課題を解決するため本発明の電力変換装置は、ＳｉＣを含み、並列に接続された複数のＭＯＳＦＥＴの回路を有する半導体素子と、温度を検出する温度回路と、前記温度回路から受信した所定温度以上である旨の信号に基づいて、前記複数のＭＯＳＦＥＴのうちの少なくとも１つのＭＯＳＦＥＴのゲートに対して、ソース・ドレイン間を非導通とする信号を出力するゲート駆動回路とを備える電力変換装置である。

本発明によれば、ＳｉＣを用いたパワーＭＯＳＦＥＴの耐久性を向上させることができる。

本発明の一実施の形態に係る電力変換装置について示す回路図である。 ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップの温度とオン抵抗の関係の例を示すグラフである。 温度Ｔｓ未満の時における、ゲート駆動回路が上アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴのゲート、及び下アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴのゲートにそれぞれ出力する信号について示すグラフである。 温度Ｔｓ未満から温度Ｔｓ以上に変化した時における、ゲート駆動回路が上アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴのゲート、及び下アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴのゲートにそれぞれ出力する信号について示すグラフである。 本発明の一実施の形態の変形例に係る電力変換装置について示す回路図である。 本発明の一実施の形態の２つ目の変形例に係ある電力変換装置について示す回路図である。 図６の電力変換装置５００において、温度Ｔｓ未満から温度Ｔｓ以上に変化した時における、ゲート駆動回路が上アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴのゲート、及び下アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴのゲートにそれぞれ出力する信号について示すグラフである。 図１の電力変換装置の外観を示す斜視図である。 ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴの温度を演算するための構成について示すブロック図である。 ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップを概略的に示す平面図である。 図１０のＡ−Ａ線における断面について概略的に示す図である。

以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。以下の説明において、同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

（１） 本実施の形態による電力変換装置の構成
図１は、本発明の一実施の形態に係る電力変換装置１００について示す回路図である。電力変換装置１００は、２レベル３相インバータである。３相インバータのＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相は２並列のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１で構成されている。ここで、「ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ」は、半導体材料としてＳｉＣを用いたパワーＭＯＳＦＥＴを意味しており、１つの半導体素子には１つの「ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ」が形成されるものとしている。図１に示されるように、Ｕ相の回路は上アーム１１０及び下アーム１１５を有しており、それぞれのアームは２つの並列に接続されたＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１を有している。Ｖ相の回路も同様に、それぞれ上アーム１２０及び下アーム１２５を有し、２つの並列に接続されたＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１を有している。Ｗ相の回路も同様に、それぞれ上アーム１３０及び下アーム１３５を有し、２つの並列に接続されたＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１を有している。ここで並列に接続されるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は２つとしているが、３つ以上を並列に接続するものであってもよい。また、図１には、破線によりＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１に対して並列にダイオードが接続されているように描かれているが、内臓ダイオードを示すものであり、ダイオード回路が別途形成されているものではない。

各相の上アーム１１０、１２０及び１３０に含まれるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のドレインは、直流高電位電極１６１に接続され、各相の下アーム１１５、１２５及び１３５に含まれるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のソースは、直流低電位電極１６２に接続される。また、各相の上アーム１１０、１２０及び１３０に含まれるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のソースは、各相の下アーム１１５、１２５及び１３５に含まれるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、それぞれ各相の出力であるＵ相出力１６３、Ｖ相出力１６４及びＷ相出力１６５に接続されている。従って、各相の上アーム１１０、１２０及び１３０に含まれるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は、各相の下アーム１１５、１２５及び１３５に含まれるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１と直列に接続されている。それぞれのアームに含まれるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲートは、各層のアーム毎にゲート駆動回路１４０に接続されている。Ｕ相出力１６３、Ｖ相出力１６４及びＷ相出力１６５は、不図示のモータと接続されていてもよい。この場合には、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１がオン、オフすることにより直流を交流に変換してモータを駆動する。また、電力変換装置１００は更に温度を検出する温度回路１５０を有し、温度情報をゲート駆動回路１４０に伝えている。ここで温度回路１５０は、連続的な温度変化を電圧や電流等に反映してもよいし、離散的なデータとして通知してもよい。また所定の閾値を超えた場合にＯＮ／ＯＦＦ等で通知するものであってもよい。

（２） ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップのオン抵抗について
図２は、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１の温度とオン抵抗の関係の例を示すグラフである。温度とオン抵抗の関係は、トランジスタの積層構造や製造プロセスにより大きく異なるものであり、ここに示すグラフは一つの例である。上述したように、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の抵抗成分は、ＭＯＳチャネル抵抗とｎ−層（バルク層）抵抗成分の大きく２つに分けられる。ｎ−層の移動度は、ＳｉによるパワーＭＯＳＦＥＴと同様に温度とともに低下する。しかしながら、ＭＯＳ部の移動度は温度とともに増加するとともにしきい値電圧が下がるため、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１はＳｉによるパワーＭＯＳＦＥＴと異なり、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のオン抵抗は温度とともに単調に増加しない場合がある。耐圧仕様、デバイス構造、製造プロセスによって、特にＭＯＳ部の移動度及びその温度依存性は異なるが、例えば図２のグラフに示すように、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度Ｔｓ以下では温度とともにオン抵抗が増加し、Ｔｓを超えると温度とともにオン抵抗が減少する。このようなオン抵抗温度依存性をもつＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲート信号の制御について以下に説明する。なお、以下の説明においては、Ｕ相の上アーム１１０及び下アーム１１５にそれぞれ含まれるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲート信号について説明するが、Ｖ相の上アーム１２０及び下アーム１２５、並びにＷ相の上アーム１３０及び下アーム１３５についても同様である。

（３） ゲート駆動回路により出力されるゲート信号
図３は、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度が、温度Ｔｓ未満の時のゲート駆動回路１４０がＵ相の上アーム１１０のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲート、及びＵ相の下アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲートにそれぞれ出力するゲート信号について示すグラフである。なお、一番上のグラフには、Ｕ相変調波（Ｕ相電圧指令）及び搬送波が示されており、ゲート駆動回路１４０は、これらを比較してゲート信号のＯＮ／ＯＦＦが切り替えられることにより、ここに示された変調波に近い波形の（Ｕ相の）出力を得ることができる。これをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調による制御という。変調波が０Ｖより低いときは、上アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は同期整流によりダイオードとして動作し、下アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１はスイッチング素子として動作する。逆に、変調波が０Ｖより高いときは、上アーム１１０のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１はスイッチング素子として動作し、下アーム１１５のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は同期整流によりダイオードとして動作する。このため、上下アームゲート指令値は、デッドタイム（期間が短いため不図示）を挟んで交互にオン、オフ指令値が発生する。

図４は、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度が、温度Ｔｓ未満から温度Ｔｓ以上に変化した時のゲート駆動回路１４０がＵ相の上アーム１１０のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲート、及びＵ相の下アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲートにそれぞれ出力するゲート信号について示すグラフである。図３と同様に、変調波（電圧指令）及び搬送波についても示されている。図３と同様にゲート駆動回路１４０は、Ｕ相変調波（Ｕ相電圧指令）と搬送波とを比較して上下アームのゲート指令値を生成する。変調波が０Ｖより低い場合は、上アーム１１０のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は同期整流によりダイオードとして動作し、下アーム１１５のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１はスイッチング素子として動作する。逆に、変調波が０Ｖより高い場合は、上アーム１１０のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１はスイッチング素子として動作し、下アーム１１５のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は同期整流によりダイオードとして動作する。

ここで温度回路１５０より温度Ｔｓを超えた旨が、変調波が０Ｖより高い期間における時刻ｔｓにおいてゲート駆動回路１４０に通知されたとすると、ゲート駆動回路１４０は、下アーム１１５のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲート信号をソース・ドレイン間を非導通とする電位の出力に切り替える。この際、上アーム１１０のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲート信号は導通と非導通とを交互に繰り返す信号の出力を継続する。これにより、下アーム１１５のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は内臓ダイオードによる還流をおこないながら、電力変換装置１００としての動作を継続する。なお、図示されていないが、変調波が０Ｖより低くなった場合には、ゲート駆動回路１４０は、下アーム１１５のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１がスイッチング素子として動作するようにゲート信号を出力し、上アーム１１０のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲートには、ソース・ドレイン間を非導通とする電位の出力に切り替える。これにより、上アーム１１０のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は内臓ダイオードによる還流をおこないながら、電力変換装置１００としての動作を継続する。なお、温度回路１５０から温度Ｔｓを下回る旨が通知された際には、ゲート駆動回路１４０は、図３と同様の動作を行うようにゲート信号を上アーム１１０及び下アーム１１５のそれぞれに出力することとしてもよい。

このように構成することにより、例えば、下アーム１１５の並列接続された２つのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のいずれかに電流が集中していたとしても、内臓ダイオードによる動作により順方向電圧降下が高くなるため、流れる電流が減少するという負帰還がかかる。これにより、並列接続された複数のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度差は小さくなり、電流の集中によるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１と外部電極とをつなぐワイヤボンデングあるいは半田に加わる熱ストレス過多による寿命低下を抑制することができる。

（４） 他の回路を用いた電力変換装置
図５は、本発明の一実施の形態の変形例に係る電力変換装置２００について示す回路図である。電力変換装置２００は、図１の電力変換装置１００と同様に、それぞれ２つの並列に接続されたＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１を有するＵ相の上アーム２１０及び下アーム２１５、Ｖ相の上アーム２２０及び下アーム２２５、並びにＷ相の上アーム２３０及び下アーム２３５を有している。ここで、それぞれのアームに含まれるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１には、ＳｉＣショットキダイオード１０２が並列に接続されている点で図１の電力変換装置１００と異なっている。ここでＳｉＣショットキダイオード１０２のアノードは直流低電位電極１６２側と接続され、カソードは直流高電位電極１６１側と接続される。これにより図１の電力変換装置１００のように内蔵ダイオードによらずにＳｉＣショットキダイオード１０２により還流させることができる。

ＳｉＣのバンドギャップは３．２６ｅＶとＳｉの１．１２ｅＶの約３倍である。これに対して、ショットキ電位障壁は、ＳｉＣとＳｉＣ表面に形成したショットキ接合用金属とのショットキ電位障壁で決まり、Ｓｉのバンドギャップより低い１ｅＶ以下にすることが可能である。このため、ＳｉＣショットキダイオード１０２は、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の内蔵ダイオードよりも順方向電圧降下をより小さくすることができる。これにより、ダイオード還流モードでは順方向電圧の損失を削減することができる。ところで、内蔵ダイオードで還流する場合、同期整流と同様に同じＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１が発熱する。これに対して、ＳｉＣショットキダイオード１０２をＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１に並列にした場合、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の内蔵ダイオードよりもＳｉＣショットキダイオード１０２の順方向電圧降下が小さいため、ダイオード還流した場合ＳｉＣショットキダイオード１０２にほとんどの電流が流れる。これにより、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度を下げることができ、図１の電力変換装置１００の場合よりもＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１への電流集中をより防ぐことができ、電流が集中によるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１と外部電極とをつなぐワイヤボンデングあるいは半田に加わる熱ストレス過多による寿命低下を防止することができる。なお、図５では、１つのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１に対して１つのＳｉＣショットキダイオード１０２を並列接続することとしているが、電流容量が許せば、複数のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１に対して１つのＳｉＣショットキダイオード１０２としてもよい。

図６は、本発明の一実施の形態の２つ目の変形例に係る電力変換装置５００について示す回路図である。電力変換装置５００は、２レベル３相コンバータである。図６の回路は、図５と同じＵ相の上アーム２１０及び下アーム２１５、Ｖ相の上アーム２２０及び下アーム２２５、並びにＷ相の上アーム２３０及び下アーム２３５を有しているが、３相交流を入力として直流に変換する回路として用いる点で異なっている。このようにコンバータとして用いる場合であっても、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１を用い、同期整流を行うことでシリコンダイオードに比べて損失を低減することができる。ここで、図６の回路では、ショットキダイオード１０２をＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１と並列に接続する例について示しているが、上述したようにショットキダイオード１０２の数は適宜定めることができ、また、図１で示したようにショットキダイオード１０２を用いずに、内臓ダイオードを使用するものであってもよい。

図７は、図６の電力変換装置５００において、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度が、温度Ｔｓ未満から温度Ｔｓ以上に変化した時のゲート駆動回路５４０がＵ相の上アーム１１０のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲート、及びＵ相の下アームのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲートにそれぞれ出力するゲート信号について示すグラフである。図３のグラフと同様に、変調波（電圧指令）及び搬送波についても示されている。

温度回路１５０より温度Ｔｓを超えた旨が、変調波が０Ｖより高い期間における時刻ｔｓにおいてゲート駆動回路５４０に通知されたとすると、ゲート駆動回路５４０は、上アーム１１０及び下アーム１１５の両方のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲート信号を、ソース・ドレイン間を非導通とする電位の出力に切り替える。ここで、温度Ｔｓが降下する時間を考慮して、入力される交流の少なくとも１／２周期以上連続して出力することとしてもよい。これにより、上アーム１１０及び下アーム１１５のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１はショットキダイオード１０２による整流をおこないながら、電力変換装置５００としての動作を継続する。したがって、この場合であっても、並列接続された複数のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度差は小さくなり、電流の集中によるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１と外部電極とをつなぐワイヤボンデングあるいは半田に加わる熱ストレス過多による寿命低下を抑制することができる。

（５） 電力変換装置の外観構成
図８は、図１の電力変換装置１００の外観を示す斜視図である。この図に示されるように、電力変換装置１００は、電力変換装置１００で発生した熱を空気中へ放出するための冷却フィン１０８上に熱伝導率を上げるための不図示のグリースを挟んで形成され、Ｕ相の上アーム１１０及び下アーム１１５の回路を含むＵ相パッケージ１６７、Ｖ相の上アーム１２０及び下アーム１２５の回路を含むＶ相パッケージ１６８、並びにＷ相の上アーム１３０及び下アーム１３５の回路を含むＷ相パッケージ１６９を有し、Ｕ相パッケージ１６７上にはＵ相出力１６３の端子、Ｖ相パッケージ１６８上にはＶ相出力１６４の端子、Ｗ相パッケージ１６９上にはＷ相出力１６５の端子が形成されている。またＵ相パッケージ１６７、Ｖ相パッケージ１６８及びＷ相パッケージ１６９は、それぞれの高電位端子及び低電位端子を接続する配線バスバー１７１及び１７２を有し、それぞれ直流高電位電極１６１及び直流低電位電極１６２に接続される。また、冷却フィン１０８上には温度回路１５０の一部であるサーミスタ１５１が形成され、電力変換装置１００で発生した熱による温度上昇を検知する。ここで、図８の斜視図は、図１の電力変換装置１００を示すものとしたが、図５の電力変換装置２００及び図６の電力変換装置５００のでも同様の斜視図で示すことができる。この場合には、Ｕ相パッケージ１６７は、Ｕ相の上アーム２１０及び下アーム２１５の回路を含むこととし、Ｖ相パッケージ１６８は、Ｖ相の上アーム２２０及び下アーム２２５の回路を含むこととし、Ｗ相パッケージ１６９は、Ｗ相の上アーム２３０及び下アーム２３５の回路を含むこととすることができる。

（６） 温度回路の構成
電力変換装置１００から発生する熱は、電力変換装置１００表面からも放熱するが、熱抵抗が大きいため、大部分の熱は熱抵抗が最も小さい冷却フィン１０８を通じて、空気中に放出される。従って、サーミスタ１５１と電力変換装置１００の熱抵抗をＲｔｈｍ（ｋ／Ｗ）とし、電力変換装置１００の損失をＱ（Ｗ）、サーミスタの温度をＴｔとすると電力変換装置１００の温度Ｔｍは、
Ｔｍ＝Ｔｔ＋Ｒｔｈｍ×Ｑ ・・・ （５）
で計算することができる。なお、電力変換装置１００の損失Ｑは電流センサの情報と制御信号の情報、並びにＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の電圧電流特性及び電力変換装置２００の場合にはＳｉＣショットキダイオード１０２の電圧電流特性より計算できる。この場合には、電力変換装置１００に含まれる各相の回路において、少なくとも１つのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲートに対して、ソース・ドレイン間を非導通とする信号を出力される。

図９は、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度を演算するための構成について示すブロック図である。上述の式（５）を用いた温度演算においては、冷却フィン１０８に取り付けたサーミスタ１５１の出力を用いて、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度を推定しているため、各アームに含まれるすべてのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の発熱を合算した情報から特定のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度を推定するのは難しい。図９に示されるように、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１には、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１とダイオードとして構成される温度検知部２５７が設けられている。温度検知部２５７は、温度回路の一例である温度回路２５０の一部であり、温度回路２５０は、温度検知部２５７、定電流源２５６、処理装置２５１で構成される。温度検知部２５７のアノード電極２５８及びカソード電極２５９は、定電流源２５６と接続され、アノード電極２５８は処理装置２５１内のＡＤコンバータ２５４に接続されている。処理装置２５１は、ＡＤコンバータ２５４の他に演算器２５３とメモリ２５２を有する。

温度回路２５０は、まず、定電流源２５６により供給される電流により、温度検知部２５７のアノード・カソード間には順方向電圧降下が発生する。その電圧をＡＤコンバータ２５４によりデジタル信号に変換し、あらかじめメモリ２５２に格納しておいた温度検知部２５７の温度と順方向電圧降下の関係から演算器２５３により温度検知部２５７の温度を演算する。なお、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１と温度検知部２５７は同じチップ上に形成されているため、温度検知部２５７の温度をＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の温度とすることができる。このように各ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１の温度を直接検出できるため、ゲート駆動回路１４０は、より高精度に計測された温度に基づいて、各ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲート信号を制御することができる。

（７） ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップの構成
図１０は、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１の例を概略的に示す平面図である。図１０に示されるように、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１では、ソース電極１９０（パッド）が２分割されて配置されると共に、アノード電極（パッド）２５８とカソード電極（パッド）２５９が配置され、ゲート電極１８２（パッド）からゲート配線１８３がＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１表面を取り囲んでいる。

図１１は、図１０のＡ−Ａ線における断面について概略的に示す図である。ドレイン電極８２１上に形成されたｎ＋層８２２上にはｎ−層８２３が形成されている。ｎ−層８２３内には複数のｐチャネル層８３１、８３４及び８３７が設けられている。ｐチャネル層８３４内にはｎ＋ソース層８３２及び８３５、ｐチャネル層８３７内にはｎ＋ソース層８３６が設けられている。ｐチャネル層８３１、ｎ−層８２３及びｐチャネル層８３４上に跨ってゲート酸化膜８１１が形成され、ゲート酸化膜８１１上にはゲート電極８１２が形成されている。ｎ＋ソース層８３５、ｎ−層８２３、ｎ＋ソース層８３６上に跨ってゲート酸化膜８１１が形成され、ゲート酸化膜８１１上にはゲート電極８１２が形成されている。ｐチャネル層８３１、８３４及び８３７、並びにｎ＋ソース層８３２、８３５及び８３６と接続してソース電極１９０が設けられている。ソース電極１９０とゲート電極８１２は、絶縁膜８１３で電気的に絶縁されている。ｐチャネル層８３１と接してｎ−層８２３内に、ｐ−ＷＥＬＬ層８２４が設けられ、ｐ−ＷＥＬＬ層８２４上には酸化膜８２５が形成されている。酸化膜８２５上には、ｐ型ポリシリコン層８０６及びｎ型ポリシリコン層８０７が設けられ、ｐ型ポリシリコン層８０６及びｎ型ポリシリコン層８０７により温度検知部２５７が形成されている。ｐ型ポリシリコン層８０６は電極８０１と接続している。電極８０１は、アノード電極（パッド）２５８と接続されている。ｎ型ポリシリコン層８０７は電極８０２と接続している。電極８０２は、カソード電極（パッド）２５９と接続されている。

（８） 本実施の形態の効果
本実施の形態において、電力変換装置１００（２００、５００）は、複数の並列に接続されたＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の回路を有する半導体素子であるＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１と、温度を検出する温度回路１５０と、温度回路１５０から受信した所定温度以上である旨の信号に基づいて、少なくとも１つのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲートに対して、ソース・ドレイン間を非導通とする信号を出力するゲート駆動回路１４０を有しているため、より耐久性のあるＳｉＣを用いたパワーＭＯＳＦＥＴとすることができる。

また、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は、更に並列に接続された少なくとも１つのショットキダイオード１０２を有していてもよく、この場合には、電力の損失を抑えることができると共に、還流時にＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１を使用しないため、より耐久性を上げることができる。

また、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は、上アーム１１０及び下アーム１１５の関係により、直列にも接続されており、ゲート駆動回路１４０は、温度回路１５０から温度Ｔｓ以上である旨の信号を受信した場合において、直列に接続された２つのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のうち、一方のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲートに、ソース・ドレイン間が導通と非導通とを交互に繰り返す信号を出力している間に、他方のＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲートにソース・ドレイン間を非導通とする信号を連続して出力することとしてもよい。この場合には、特に電力変換装置がインバータとして動作するときに、還流時の発熱を抑え、より耐久性を上げることができる。

また、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１は、上アーム１１０及び下アーム１１５の関係により、直列にも接続されており、ゲート駆動回路１４０は、温度回路１５０から温度Ｔｓ以上である旨の信号を受信した場合において、直列に接続された２つのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１の両方のＭＯＳＦＥＴのゲートにソース・ドレイン間を非導通とする信号を、前記交流の少なくとも１／２周期以上連続して出力することとしてもよい。この場合には、特に電力変換装置がコンバータとして動作するときに、還流時の発熱を抑え、より耐久性を上げることができる。

また、温度回路１５０は、ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１内に形成された温度検知部２５７を有していてもよく、この場合には、各ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ１８１の温度を直接検出できるため、より高精度に計測された温度に基づいて、ゲート駆動回路１４０を制御することができる。

また、ゲート駆動回路１４０は、所定温度以上である旨の信号の受信に基づいて、各相に含まれる少なくとも１つのＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ１０１のゲートに対して、ソース・ドレイン間を非導通とする信号を出力することとしてもよい。この場合には、温度回路１５０における検出部は電力変換装置内に１か所とすることができ、コスト面製造面の負荷が少なく、更に電力変換装置の耐久性を向上させることができる。

本発明は、ポンプ、モータその他の装置・機器に適用することができる。

１００ 電力変換装置，１０１ ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴ，１０２ ショットキダイオード，１０８ 冷却フィン，１１０ 上アーム，１１５ 下アーム，１２０ 上アーム，１２５ 下アーム，１３０ 上アーム，１３５ 下アーム，１４０ ゲート駆動回路，１５０ 温度回路，１５１ サーミスタ，１６１ 直流高電位電極，１６２ 直流低電位電極，１６３ Ｕ相出力，１６４ Ｖ相出力，１６５ Ｗ相出力，１６７ Ｕ相パッケージ，１６８ Ｖ相パッケージ，１６９ Ｗ相パッケージ，１７１ 配線バスバー，１８１ ＳｉＣパワーＭＯＳＦＥＴチップ，１８２ ゲート電極，１８３ ゲート配線，１９０ ソース電極，２００ 電力変換装置，２１０ 上アーム，２１５ 下アーム，２２０ 上アーム，２２５ 下アーム，２３０ 上アーム，２３５ 下アーム，２５０ 温度回路，２５１ 処理装置，２５２ メモリ，２５３ 演算器，２５４ コンバータ，２５６ 定電流源，２５７ 温度検知部，２５８ アノード電極，２５９ カソード電極，５００ 電力変換装置，８０１ 電極，８０２ 電極，８０６ ｐ型ポリシリコン層，８０７ ｎ型ポリシリコン層，８１１ ゲート酸化膜，８１２ ゲート電極，８１３ 絶縁膜，８２１ ドレイン電極，８２２ ｎ＋層，８２３ ｎ−層，８２４ ｐ−ＷＥＬＬ層，８２５ 酸化膜，８３１ ｐチャネル層，８３２ ｎ＋ソース層，８３４ ｐチャネル層，８３５ ｎ＋ソース層，８３６ ｎ＋ソース層，８３７ ｐチャネル層

Claims (6)

1. ＳｉＣを含み、並列に接続された複数のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の回路を有する半導体素子と、
   温度を検出する温度回路と、
   前記温度回路から受信した所定温度以上である旨の信号に基づいて、前記複数のＭＯＳＦＥＴのうちの少なくとも１つのＭＯＳＦＥＴのゲートに対して、ソース・ドレイン間を非導通とする信号を出力するゲート駆動回路と
   を備える電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記ＳｉＣを含む半導体素子は、前記並列に接続された複数のＭＯＳＦＥＴに対して更に並列に接続された、少なくとも１つのショットキダイオードを有する
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
   前記ＳｉＣを含む半導体素子は、直列に接続された２つのＭＯＳＦＥＴの回路を有し、
   前記ゲート駆動回路は、前記温度回路から前記所定温度以上である旨の信号を受信した場合において、前記直列に接続された２つのＭＯＳＦＥＴのうち、一方のＭＯＳＦＥＴのゲートに、ソース・ドレイン間が導通と非導通とを交互に繰り返す信号を出力している間に、他方のＭＯＳＦＥＴのゲートにソース・ドレイン間を非導通とする信号を連続して出力する
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
   交流を入力する入力端子を更に有し、
   前記ＳｉＣを含む半導体素子は、直列に接続された２つのＭＯＳＦＥＴの回路を有し、
   前記ゲート駆動回路は、前記温度回路から所定温度以上である旨の信号を受信した場合において、前記直列に接続された２つのＭＯＳＦＥＴの両方のＭＯＳＦＥＴのゲートにソース・ドレイン間を非導通とする信号を、前記交流の少なくとも１／２周期以上連続して出力する
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   前記温度回路は、前記ＳｉＣを含む半導体素子内に形成された温度検知部を有する
   ことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   前記電力変換装置は、複数相の交流を入力又は出力し、
   前記ゲート駆動回路は、前記所定温度以上である旨の信号の受信に基づいて、各相に含まれる少なくとも１つのＭＯＳＦＥＴのゲートに対して、ソース・ドレイン間を非導通とする信号を出力する
   ことを特徴とする電力変換装置。

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