JP5461899B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明はノーマリーオン型スイッチング素子およびノーマリーオフ型スイッチング素子を直列接続して構成したアームをブリッジ接続した電力変換装置に関する。

電力変換装置を構築する接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）や静電誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）は、高電圧、大電力領域において、高速動作を実現することができる電力用半導体スイッチング素子である。

この電力用半導体スイッチング素子は、一般に、ゲート電圧が０［Ｖ］のときにドレイン電流が流れるノーマリーオン型の特性を示す。ゲート電極に負極性の電圧が十分に印加されない状態において、ドレイン電圧が印加されると、大きなドレイン電流が流れ、電力用半導体スイッチング素子が破壊されることがある。このため、バイポーラトランジスタ、金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等のノーマリーオフ型の特性を有するトランジスタに比べて、電力用半導体スイッチング素子の取り扱いが比較的難しい。

このような技術課題を解決するために、静電誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）および絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＩＧＦＥＴ）をカスコード接続(cascode)してなるノーマリーオフ型の複合半導体素子（以下、単に「カスコード素子」という）によって構成された電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図４は、特許文献１に記載の電力用半導体の一部を他の電力用半導体に置換したうえでブリッジ接続して構成した電力変換装置の主回路図を示す。

すなわち、図４の電力変換装置は、ノーマリーオン型半導体素子を静電誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）から接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）１１１に置換するとともに、ノーマリーオフ型半導体素子である金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）１１２と電気的に直列接続してなるカスコード素子１１０で各相のアームを構成し、さらに、各アームを３相ブリッジ接続することによってインバータ主回路３を構成したものである。

図中、１は直流電源、２は平滑コンデンサ、１１３は金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ１１２の製作時にソース領域とドレイン領域との間に寄生（内蔵）するダイオード（整流ダイオード）である。

このように構成された従来のインバータ主回路３は、電源投入時や異常時など、ゲート電源喪失状態にはカスコード素子１１０はオフ状態となるので、インバータ主回路３の短絡故障を防止できる。また、金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ１１２のゲート端子にゲート駆動回路（図示省略）を接続することで、カスコード素子１１０のオンとオフの切り替えを行う。

前述したように、金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ１１２には、ソース領域とドレイン領域との間にダイオード（整流ダイオード）１１３が内蔵されているので、正極アームのうちの例えばＵ相に注目した場合、出力端子Ｕ（Ｘ相である負極アームとの共通接続端子）からダイオード１１３ｕおよび接合型電界効果トランジスタ１１１ｕを通して正側直流母線１０３に電流（以下、単に「還流電流」という）を流すこともできるようになっている。

特開２００１−２５１８４６号公報

図４に示す電力変換装置は、以下の点について配慮がなされていなかった。
すなわち、スイッチング動作時に、一方のアーム（例えばＵ相）のカスコード素子１１０ｕが導通（オン）すると、他方のアーム（Ｘ相）の金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ１１２ｘのダイオード１１３ｘが非導通（オフ）になる。

このとき、非導通状態にあるダイオード１１３ｘのＰＮ接合部に生成される空乏層には少数キャリアが蓄積される。空乏層に蓄積された少数キャリアは逆回復電流としてダイオード１１３ｘに流れるので、逆回復損失が発生する。逆回復損失はダイオード１１３ｘのスイッチング損失であり、スイッチング動作毎に発生する。また、この逆回復電流は、導通過渡状態のカスコード素子１１０ｕに流れ込み、カスコード素子１１０ｕのスイッチング損失の増大を引き起こす。

更に、スイッチング損失の増大は発熱損失の増大になる。このため、大型の冷却用ヒートシンクを使用する必要があるので、電力変換装置が大型になる。

なお、このような課題は、電力変換装置におけるカスコード素子１１０を構成する接合型電界効果トランジスタ１１１特有の課題ではなく、接合型電界効果トランジスタ１１１を静電誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）に替えた場合にも同様に発生する。

そこで本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、逆回復電流に起因するスイッチング損失ならびに発熱損失を減少することができる電力変換装置を提供することを目的とするものである。

上記の目的を達成するために、請求項１に係る電力変換装置の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続される正極アームおよび負極アームを構成する複数個の主回路スイッチング素子と、前記複数個の主回路スイッチング素子のそれぞれに逆並列接続した高速ダイオードと、前記複数個の主回路スイッチング素子のそれぞれを所望のタイミングでスイッチングするゲート駆動回路を具備し、前記正極アームおよび負極アームを構成する主回路スイッチング素子は、ノーマリーオン型スイッチング素子と、前記ノーマリーオン型スイッチング素子の負極に正極が接続されたノーマリーオフ型スイッチング素子と、前記ノーマリーオン型スイッチング素子のゲートと前記ノーマリーオフ型スイッチング素子の負極の間に順方向に直列接続されたカスコード接続用ダイオードによって構成され、前記ゲート駆動回路は、前記主回路スイッチング素子を構成する前記ノーマリーオン型スイッチング素子のゲートおよび前記ノーマリーオフ型スイッチング素子のゲートとそれぞれ接続されていることを特徴とする。

また、請求項２に係る電力変換装置の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続される正極アームおよび負極アームを構成する複数個の主回路スイッチング素子と、前記主回路スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続した複数個の高速ダイオードと、前記主回路スイッチング素子のそれぞれを所望のタイミングでスイッチングする複数個のゲート駆動回路を具備し、前記正極アームを構成する主回路スイッチング素子は、ノーマリーオン型スイッチング素子と、前記ノーマリーオン型スイッチング素子の負極に正極が接続されたノーマリーオフ型スイッチング素子と、前記ノーマリーオン型スイッチング素子のゲートと前記ノーマリーオフ型スイッチング素子の負極の間に順方向に直列接続されたカスコード接続用ダイオードによって構成され、前記負極アームを構成する主回路スイッチング素子は、各相毎に設けられたノーマリーオン型スイッチング素子と、前記各ノーマリーオン型スイッチング素子の負極それぞれに対して正極が直列に接続された各相共通のノーマリーオフ型スイッチング素子と、前記ノーマリーオン型スイッチング素子のゲートそれぞれと前記ノーマリーオフ型スイッチング素子の負極の間に順方向に直列接続された複数個のカスコード接続用ダイオードによって構成され、前記ゲート駆動回路は、前記主回路スイッチング素子を構成するノーマリーオン型スイッチング素子のゲートおよびノーマリーオフ型スイッチング素子のゲートとそれぞれ接続されていることを特徴とする。

本発明によれば、逆回復電流に起因するスイッチング損失を減少することができる電力変換装置を提供することができる。
更に、本発明によれば、スイッチング損失並びに発熱損失を減少することができ、小型にすることができる電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施形態１に係る電力変換装置の構成を示す主回路図。 本発明の実施形態２に係る電力変換装置の構成を示す主回路図。 本発明の実施形態３に係るゲート駆動装置の具体的構成を示す回路図。 本発明の先行技術に係る電力変換装置の主回路図。

以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、各図を通じて同一機能を有する構成要素には同一符号を付け、重複する説明は適宜省略する。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１に係る電力変換装置の主回路構成図である。
（構成）
図１において、直流電源１は、例えば３相交流電源を整流してなるものであり、直流電源１の正側直流母線１ｐと負側直流母線１ｎとの間に平滑コンデンサ２およびインバータ主回路３が接続されている。

直流電源１の直流電圧を３相交流に変換するために、正極アームを構成するＵ相、Ｖ相およびＷ相のカスコード素子２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ、ならびに負極アームを構成するＸ相、Ｙ相、Ｚ相のカスコード素子２１ｘ、２１ｙ、２１ｚを３相ブリッジ接続してインバータ主回路３を構成する。なお、図１のインバータ主回路３は２レベル３相出力インバータであるが、３レベル以上の多レベルのインバータであっても良く、また、出力相は単相であっても多相であっても良い。

そして、このインバータ主回路３の正極アームの各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）と負極アームの各相（Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相）との共通接続点である出力端子Ｕ、ＶおよびＷを交流電動機等の交流負荷９に接続する。なお、図１の場合、インバータ主回路３の正極アームの各相と負極アームの各相との共通接続点である出力端子Ｕ、ＶおよびＷは、交流電動機等の交流負荷９に接続しているが、交流負荷９に替えて系統と連系するように接続してもよい。

ところで、前述した各相アームを構成するカスコード素子２１ｕ、２１ｖ・・・２１ｚは、次のようにして構成されている。すなわち、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗ、４ｘ、４ｙ、４ｚと、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ、５ｗ、５ｘ、５ｙ、５ｚとをそれぞれ電気的に直列接続し、さらに、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗ、４ｘ、４ｙ、４ｚのゲートとノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ、５ｗ、５ｘ、５ｙ、５ｚのソースとの間をそれぞれカスコード接続用ダイオード７ｕ、７ｖ、７ｗ、７ｘ、７ｙ、７ｚを順方向に接続（カスコード接続）することによって構成されている。なお、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ、５ｗ、５ｘ、５ｙ、５ｚのソース領域とドレイン領域との間にはダイオード５ｂｕ、５ｂｖ、５ｂｗ、５ｂｘ、５ｂｙ、５ｂｚが内蔵されている。

そして、このように構成されたノーマリーオン型スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗ、４ｘ、４ｙ、４ｚのドレインと、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ、５ｗ、５ｘ、５ｙ、５ｚのソースとの間には、高速ダイオード６ｕ、６ｖ、６ｗ、６ｘ、６ｙ、６ｚがそれぞれ逆並列に接続されている。

また、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｕ、４ｖ・・・４ｚのゲートおよびノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ・・・５ｚのゲートは、それぞれゲート駆動回路８ｕ、８ｖ、８ｗ、８ｘ、８ｙ、８ｚに接続されている。

本実施形態１ではカスコード素子２１ｕ、２１ｖ、・・・２１ｚのノーマリーオン型スイッチング素子４ｕ、４ｖ・・・４ｚは、接合型電界効果トランジスタにより構成されている。この接合型電界効果トランジスタは、ソース領域に印加されるソース電位に対してゲート電極に印加されるゲート電位が例えば２５［Ｖ］以上低いと非導通（オフ）になり、それ以上高いと導通（オン）になる接合型電界効果トランジスタを使用することができる。なお、ノーマリーオン型スイッチング素子２１は、接合型電界効果トランジスタに代えて、静電誘導型トランジスタにより構成してもよい。

接合型電界効果トランジスタ、あるいは静電誘導型トランジスタにおいては、いずれも高電圧、大電力領域において高速動作を実現することができ、順方向、逆方向の双方向においてスイッチング損失を減少することができる。

ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ・・・５ｚは、金属−絶縁体−半導体からなる構造のトランジスタである。すなわち、本実施形態１において、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＭＩＳＦＥＴ（Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＦＥＴ（Insulated Gate Field Effect Transistor）のいずれもが含まれる。

この高速ダイオード６ｕ、６ｖ・・・６ｚは、例えばＵ相において、インバータ主回路３の出力端子Ｕから正側直流母線１ｐに電流が流れるとき、カスコード素子２１ｕではなく、この高速ダイオード６ｕに積極的に電流を流し、低損失化を図ることを主目的にカスコード素子２１ｕに逆並列接続したものである。他のアームについても同様である。この高速ダイオード６としては、ファスト・リカバリー・ダイオード（Fast Recovery Diode；ＦＲＤ）を実用的に使用することができる。その理由は、ＦＲＤがノーマリーオフ型スイッチング素子５の内蔵ダイオード５ｂｕ、５ｂｖ、・・・、５ｂｚに比べて、逆回復時間が短く、逆回復損失が小さいという性質を備えているからである。

なお、本実施形態１の電力変換装置は、カスコード素子２１のノーマリーオン型スイッチング素子４、ノーマリーオフ型スイッチング素子５および高速ダイオード６は、それぞれが１つの半導体チップにより構成され、この半導体チップを１つまたは複数パッケージングすることにより構築することができる。

また、電力変換装置は、カスコード素子２１のノーマリーオン型スイッチング素子４、ノーマリーオフ型スイッチング素子５および高速ダイオード６は、２つ以上を１つにパッケージングするように構成してモジュール化することもできる。

更に、電力変換装置は、それらの素子の１つ又は複数を搭載した半導体チップを複数構築し、これら複数の半導体チップをモジュールとして１つにパッケージングすることにより構築してもよい。

（作用）
図１において、例えばＵ相のカスコード素子２１ｕのゲート駆動回路８ｕは、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕのゲート−ソース間に当該素子５ｕをオンにするのに十分な大きさの正電圧を常時印加することで、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕを常時オン状態とする。

ここでノーマリーオン型スイッチング素子４ｕのゲート−ソース間に当該素子４ｕをオフするのに十分な大きさの負電圧を印加すると、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｕはターンオフされ、カスコード素子２１ｕとしてはオフ状態となる。ノーマリーオン型スイッチング素子４ｕのソースとゲート間にゼロまたは正電圧を印加すると、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｕはターンオンされ、カスコード素子２１ｕとしてはオン状態となる。
なお、２１ｕ以外のカスコード素子２１ｖ、２１ｗ、２１ｘ、２１ｙ、２１ｚのターンオン、ターンオフ動作は２１ｕと同様であるため、それらの説明を省略する。

次に、Ｕ相のカスコード素子２１ｕがオン状態、カスコード素子２１ｘがオフ状態のとき、還流電流が出力端子ＵからＵ相のアームを通って正側直流母線１ｐへ流れている場合について説明する。

このとき還流電流は、カスコード素子２１ｕのノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕおよびノーマリーオン型スイッチング素子４ｕを通る第１の電流経路および高速ダイオード６ｕを通る第２の電流経路を通って、正側直流母線１ｐへ電流が流れる。ここで、電流が流れることによるカスコード素子２１ｕの電圧降下が、高速ダイオード６ｕの電圧降下よりも低いカスコード素子２１ｕを選定すれば、還流電流を全てカスコード素子２１ｕに流すこともできる。

次に、カスコード素子２１ｕがターンオフし、カスコード素子２１ｕおよび２１ｘが共にオフ状態、つまりデッドタイム期間について説明する。
この場合においても、誘導成分により出力端子ＵからＵ相アームを通って正側直流母線１ｐへ還流電流が流れ続ける。還流電流は、高速ダイオード６ｕを通る第２の電流経路と、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕおよびノーマリーオン型スイッチング素子４ｕの内蔵ダイオード（図示せず）を通る第３の電流経路を通って電流が流れる。ここで、電流が流れることによる高速ダイオード６ｕの電圧降下が、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｕの内蔵ダイオード（図示せず）の電圧降下よりも低い高速ダイオード６を選定しているため、還流電流は全て第２の電流経路、つまり高速ダイオード６ｕを流れる。

次に、カスコード素子２１ｘがターンオンすると、高速ダイオード６ｕは残留電荷によって逆回復電流が流れた後遮断する。そのため、直流電源１→正側直流母線１ｐ→高速ダイオード６ｕ→カスコード素子２１ｘ（オン状態）→負側直流母線１ｎ→直流電源１の短絡回路が形成され、高速ダイオード６ｕの逆回復まで短絡電流が流れることになる。

ここで、高速ダイオード６ｕは、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｕの内蔵ダイオード（図示せず）よりも逆回復時間が短い高速ダイオードを選定しているため、高速ダイオード６ｕの逆回復損失は小さい。

なお、Ｕ相以外の他の相に対する動作は基本的にＵ相と同様であり、さらに負極アーム側カスコード素子がターンオフし、正極アーム側カスコード素子がターンオンする場合の動作は前述の動作と同様であるため、それらの説明を省略する。

次に、直流電源１に直流電力があり、ゲート電源喪失状態となった場合について説明する。
ゲート電源喪失により、カスコード素子２１へのゲート供給がなくなる。つまり、ノーマリーオフ型スイッチング素子５のゲート−ソース間電圧は０［Ｖ］となり、ノーマリーオフ型スイッチング素子５はオフ状態となる。すると、直流電源１によりノーマリーオフ型スイッチング素子５のドレイン−ソース間の方向に正の電圧が発生する。このとき、カスコード接続用ダイオード７を介してノーマリーオン型スイッチング素子４のゲートとノーマリーオフ型スイッチング素子５のソースが接続（カスコード接続）されているため、ノーマリーオン型スイッチング素子４のゲート−ソース間に負の電圧が印加され、ノーマリーオン型スイッチング素子４はオフ状態となる。つまり、ゲート電源喪失状態において、カスコード素子２１はオフ状態となる。これにより、インバータ主回路３の直流短絡故障を防止できる。

また、直流電源１に直流電力がなく、インバータ主回路３の出力端子Ｕ、ＶおよびＷが系統連系されている場合も、同様な作用で、カスコード素子２１はオフ状態となる。これにより、インバータ主回路３の交流短絡故障を防止できる。

（効果）
以上述べたように、本実施形態１に係る電力変換装置によれば、逆回復電流に起因するスイッチング損失を減少することができるので、スイッチング損失に伴う発熱損失を減少することができ、カスコード素子の小型化ひいてはインバータ主回路の小型化を図ることができる。また、電源投入時や異常時において、短絡故障を防止することができる。

（実施形態２）
図２は本発明の実施形態２に係る電力変換装置の主回路構成図である。
（構成）
図２において、本実施形態２が図１で示した実施形態１と大きく相違する点は、負極アームの構成であり、その他の点は実施形態１と同様である。

本実施形態２では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の正極アームを構成するカスコード素子２１ｕ、２１ｖ、２１ｗは、実施形態１と同様にノーマリーオン型スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗと、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ、５ｗとをそれぞれ電気的に直列接続し、さらにノーマリーオン型スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗのゲートからカスコード接続用ダイオード７ｕ、７ｖ、７ｗを順方向に介して、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ、５ｗのソースへそれぞれ接続（カスコード接続）することによって構成され、ダイオード５ｂｕ、５ｂｖ、５ｂｗはそれぞれノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ、５ｗのソース領域とドレイン領域との間に内蔵されている。さらに、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗのドレインと、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ、５ｗのソースとの間は高速ダイオード６ｕ、６ｖ、６ｗがそれぞれ逆並列接続されている。

ノーマリーオン型スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗのゲートおよびノーマリーオフ型スイッチング素子５ｕ、５ｖ、５ｗのゲートは、ゲート駆動回路８ｕ、８ｖ、８ｗにそれぞれ接続される。
しかし、本実施形態２の場合、負極アームの構成が以下のように異なっている。

すなわち、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のアームのノーマリーオン型スイッチング素子４ｘ、４ｙ、４ｚと、各相共通のノーマリーオフ型スイッチング素子５ｙとを電気的に直列接続するとともに、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｘ、４ｙ、４ｚのゲートからカスコード接続用ダイオード７ｘ、７ｙ、７ｚを順方向に介して、負側直流母線１ｎへそれぞれ接続（カスコード接続）することによって構成する。

さらに、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｘ、４ｙ、４ｚのドレインと、負側直流母線１ｎに、高速ダイオード６ｘ、６ｙ、６ｚをそれぞれ逆並列接続する。
ノーマリーオン型スイッチング素子４ｘ、４ｙ、４ｚのゲートは、ゲート駆動回路８ｘ、８ｙ、８ｚにそれぞれ接続され、また、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｙのゲートは、ゲート駆動回路８ｙに接続される。

負極アームの各相に共通して設けられたノーマリーオフ型スイッチング素子５ｙは、この半導体チップの無効面積（チップ外周など）を共通化できると共に、３相同時に通流することがないため、実施形態１のノーマリーオフ型スイッチング素子５ｘ、５ｙ、５ｚの各半導体チップの合計面積より小さく構成できる。
インバータ主回路３の出力端子Ｕ、ＶおよびＷは、負荷９、例えば交流電動機に接続されている。

なお、本実施形態２の場合においても、インバータ主回路３は３レベル以上の多レベルインバータであっても良く、また出力相は単相であっても多相であっても良い。
また、上記の説明において、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｙはｙ相に設置されるものとして説明したが、ｙ相に替わり、ｘ相またはｚ相に設置されても良く、また、多レベルインバータにおいてはどの相に設置されても良い。

（作用）
図２に示すカスコード素子それぞれのターンオン、ターンオフ動作は図１の実施形態１と同様であるため、それらの説明を省略する。
カスコード素子２１ｕ、２１ｘがそれぞれオフ状態、オン状態で、還流電流が負極直流母線１ｎから出力端子Ｕへ流れている場合について説明する。

このとき還流電流は、カスコード素子２１ｘのノーマリーオフ型スイッチング素子５ｙおよびノーマリーオン型スイッチング素子４ｘを通る第１の電流経路および高速ダイオード６ｘを通る第２の電流経路を通って、出力端子Ｕへ電流が流れる。

ここで、電流が流れることによるカスコード素子２１ｘの電圧降下が、高速ダイオード６ｘの電圧降下よりも特性の低いカスコード素子２１ｘを選定すれば、還流電流を全てカスコード素子２１ｘに流すこともできる。

次に、カスコード素子２１ｘがターンオフし、カスコード素子２１ｕ、２１ｘ共にオフ状態、つまりデッドタイム期間について説明する。
誘導成分により、この場合においても、負極直流母線１ｎから出力端子Ｕへ還流電流が流れ続ける。還流電流は、高速ダイオード６uを通る第２の電流経路と、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｙおよびノーマリーオン型スイッチング素子４ｘの内蔵ダイオード（図示せず）を通る第３の電流経路を通って電流が流れる。ここで、電流が流れることによる高速ダイオード６ｘの電圧降下が、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｘの内蔵ダイオードの電圧降下よりも低い高速ダイオード６を選定しているため、還流電流は全て第２の電流経路、つまり高速ダイオード６ｘを流れる。

次に、カスコード素子２１ｕがターンオンすると、高速ダイオード６ｘは残留電荷によって逆回復電流が流れた後遮断する。そのため、直流電源１→正側直流母線１ｐ→カスコード素子２１ｕ（オン状態）→高速ダイオード６ｘ→負側直流母線１ｎ→直流電源１の短絡回路が形成され、高速ダイオード６ｘの逆回復まで短絡電流が流れることになる。

ここで、高速ダイオード６ｘは、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｘの内蔵ダイオード（図示せず）よりも逆回復時間が短い高速ダイオードを選定しているため、高速ダイオード６ｘの逆回復損失は小さい。
なお、ｘ相以外のＹ相およびＺ相に対する動作は基本的にｘ相と同様であり、それらの説明を省略する。

次に、直流電源１に直流電力があり、ゲート電源喪失状態となった場合について説明する。
この場合も実施形態１と同様の作用であり、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相を構成する負極アームについても、ノーマリーオフ型スイッチング素子５ｙを共通に、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｘ、４ｙ、４ｚのゲート−ソース間に負の電圧が印加されることで、ノーマリーオン型スイッチング素子４ｘ、４ｙ、４ｚはオフ状態となる。
つまり、ゲート電源喪失状態において、カスコード素子２１はオフ状態となる。これにより、インバータ主回路の直流短絡故障を防止できる。

（効果）
以上述べたように、本実施形態２に係る電力変換装置によれば、実施形態１の奏する作用効果に加えて、負極アームを構成するノーマリーオフ型スイッチング素子を共通化することで、実施形態１の場合よりもカスコード素子ひいてはインバータ主回路の低コスト化を図ることができる。

（実施形態３）
図３は前述の実施形態１および２のゲート駆動回路を具体化した実施形態３の回路構成図である。
（構成）
図３において、図１および図２の各部と同一部分には同一符号を付けて重複する説明は省略する。

図３において、低圧直流電源１０は、例えば整流後の直流電源１をＤＣ／ＤＣコンバータで電力変換してなるものである。
低圧直流電源１０の出力は、各アーム間との絶縁をとることを目的として、共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（図中、共通電源用ＤＣ／ＤＣコンバータと表記）２８の入力に接続されている。

この共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２８は、ノーマリーオン型スイッチング素子４およびノーマリーオフ型スイッチング素子５を駆動するためのゲート駆動回路共通の電源である。

共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２８の出力は、ノーマリーオフ型スイッチング素子用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（図中、スイッチング素子用ＤＣ／ＤＣコンバータと表記）１１の入力端子およびゲート抵抗１２を介してノーマリーオフ型スイッチング素子５のゲート−ソース間に接続されている。これにより、ノーマリーオフ型スイッチング素子用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、ノーマリーオン型スイッチング素子４とノーマリーオフ型スイッチング素子５の電源を絶縁している。

ところで、ノーマリーオフ型スイッチング素子用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力は２系統（例えば±２４［Ｖ］）あり、その出力を直列に接続することによって、４８［Ｖ］電源としている。ノーマリーオフ型スイッチング素子用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力端子間には出力電圧が安定するように、コンデンサ１３、１４を並列に接続している。この４８［Ｖ］電源の正側直流母線１１ｐを、ノーマリーオン型スイッチング素子４のソースに接続し、その負側直流母線１１ｎを、ゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５およびゲート抵抗２７からなる直列回路を介してノーマリーオン型スイッチング素子４のゲートに接続する。

ノーマリーオフ型スイッチング素子用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の正側直流母線１１ｐと中間直流母線１１ｃとの間にはコンデンサ１３が、中間直流母線１１ｃと負側直流母線１１ｎとの間にはコンデンサ１４、信号伝達素子１５、論理信号反転素子１６がそれぞれ並列に接続されている。

また正側直流母線１１ｐと負側直流母線１１ｎの間には、抵抗１７、並列関係にあるコンデンサ１８およびツェナーダイオード１９の回路、抵抗２２、２０、ツェナーダイオード２３の順に正極より直列接続されている。
またこの直列回路と並列に、ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４、ゲート抵抗２６、ゲート抵抗２７、ゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５の順に正極より直列接続されている。

ここで、ゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５とゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４とは、コンプリメンタリ（特性が等しいｎ型とｐ型の一組）の関係にあり、一方がオンすれば、他方はオフするように接続する。すなわち、ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４のゲートをツェナーダイオード１９のカソードへ、ゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５のゲートをツェナーダイオード２３のカソードへ接続する。

なお、ツェナーダイオード１９およびツェナーダイオード２３は、ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４およびゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５のゲートに入力される電圧を所定の値に調整するように選定する。

信号伝達素子１５は、インバータ制御回路（図示せず）とゲート駆動回路８を絶縁しながら、インバータ制御回路からの信号を論理信号反転素子１６へ伝える役割を果たす。なお、図３に適用される信号伝達素子１５は、インバータ制御回路（図示せず）からオンの信号を受けると、オンの信号を出力する特性を有している。論理信号反転素子１６は信号伝達素子１５の出力信号の極性を反転して前記抵抗２２および抵抗２０の間に供給するように接続されている。

（作用）
図３において、インバータ制御回路（図示せず）から信号伝達素子１５に与えられる信号に基づいて電力変換装置が運転している時は、ノーマリーオフ型スイッチング素子５のゲートにオンとなる電圧（例えば１５［Ｖ］）を定常的に印加し、ノーマリーオフ型スイッチング素子５を常時オンさせる。

共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２８がオンすると、ノーマリーオフ型スイッチング素子５を常時オンする。これと同時に、ノーマリーオン型スイッチング素子用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介してノーマリーオン型スイッチング素子４のゲートを駆動する。

ノーマリーオン型スイッチング素子４のゲート駆動方法について説明する。
ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４がオンすることにより、ノーマリーオン型スイッチング素子４のソースとゲートは同電位、つまり０［Ｖ］となり、ノーマリーオン型スイッチング素子４はオンする。このとき、ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４がオンしているので、このゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４とコンプリメンタリ関係にあるもう一方のゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５は、オフの状態である。

そして、ゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５がオンすることで、ノーマリーオン型スイッチング素子４のゲートには、ノーマリーオン型スイッチング素子用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の負側母線１１ｎに接続され、ノーマリーオン型スイッチング素子４のソースには、ノーマリーオフ型スイッチング素子用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力を直列接続した例えば４８［Ｖ］電源の正側母線１１ｐが接続される。つまり、ノーマリーオン型スイッチング素子４のゲートには、４８［Ｖ］の負バイアス（−４８［Ｖ］）が入力されることとなり、ノーマリーオン型スイッチング素子４はオフする。このとき、ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４はオフの状態である。

図示しないインバータ制御回路からの信号がオンである場合、信号伝達素子１５はオン信号（例えば２４［Ｖ］）を出力する。そしてそのオン信号は、論理反転素子１６にてオフ信号（０［Ｖ］）に変換される。論理反転素子１６から出力されたオフ信号（０［Ｖ］）は、ゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５のゲートに入力され、ゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５はオフする。

一方、コンプリメンタリ関係にあるゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４のゲートには、ツェナーダイオード１９の特性によりゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４をオンする電圧に調整して入力され、ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４はオンする。
これらの作用により、ノーマリーオン型スイッチング素子４のソースとゲートは同電位つまり０［Ｖ］となり、ノーマリーオン型スイッチング素子４はオンする。

インバータ制御回路からの信号がオフである場合、信号伝達素子１５はオフ信号（０［Ｖ］）を出力する。そしてそのオフ信号（０［Ｖ］）は、論理反転素子１６にてオン信号（例えば２４［Ｖ］）に変換される。

論理反転素子１６から出力されたオン信号（２４［Ｖ］）は、ツェナーダイオード２３の特性によりゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５をオンする電圧に調整してゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５のゲートに入力され、ゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５をオンにする。

一方、コンプリメンタリ関係にあるゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４のゲートには、論理反転素子１６から出力されたオン信号（２４［Ｖ］）とコンデンサ１８とにより、ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４をオフする電圧に調整して入力されるので、ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４はオフする。
コンデンサ１８により、ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４に入力されるゲート電圧は負バイアスとなることから、ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２４は高速にオフする。

これらの作用によりノーマリーオン型スイッチング素子４のゲートには４８［Ｖ］電源の負側母線が接続され、ノーマリーオン型スイッチング素子４のソースには４８［Ｖ］電源の正側母線が接続される。つまり、ノーマリーオン型スイッチング素子４のゲートには、４８［Ｖ］の負バイアス（−４８［Ｖ］）が入力されることとなり、ノーマリーオン型スイッチング素子４はオフする。

還流電流が流れている状態においても、ノーマリーオン型スイッチング素子４をオフすることができるため、還流電流を高速ダイオード６に流すことができる。ここで、高速ダイオード６は、ノーマリーオン型スイッチング素子４の内蔵ダイオードより逆回復時間が短い高速ダイオードを選定しているため、高速ダイオード６の逆回復損失は小さい。
信号伝達素子１５に入力する図示しないインバータ制御回路の信号（オン／オフ）により、ノーマリーオン型スイッチング素子４を駆動（オン／オフ）することができる。

上述では、ノーマリーオン型スイッチング素子用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力（例えば４８［Ｖ］）が、ノーマリーオン型スイッチング素子４のゲート−ソース間に−４８［Ｖ］（ソース−ゲート間４８［Ｖ］）で入力されるように説明したが、実際はゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２５やゲート抵抗２７の電圧降下分があるため、同じ電圧にはならない。

次に、ゲート電源喪失状態となった場合について説明する。
ゲート電源喪失により、共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２８への電源供給がなくなる。つまり、ノーマリーオフ型スイッチング素子５のゲート−ソース間電圧は０［Ｖ］となり、ノーマリーオフ型スイッチング素子５はオフ状態となる。すると、直流電源１によりノーマリーオフ型スイッチング素子５のドレイン−ソース間の方向に正の電圧が発生する。このとき、カスコード接続用ダイオード７を介してノーマリーオン型スイッチング素子４のゲートとノーマリーオフ型スイッチング素子５のソースが接続（カスコード接続）されているため、ノーマリーオン型スイッチング素子４のゲート−ソース間に負の電圧が印加され、ノーマリーオン型スイッチング素子４はオフ状態となる。つまり、ゲート電源喪失状態において、カスコード素子２１はオフ状態となる。ゲート駆動回路８の作用により、インバータ主回路３の直流短絡故障を防止できる。

実施形態１、実施形態２で使用されるゲート駆動回路を実現しながら、カスコード素子をノーマリーオフ型スイッチング素子と等価的に扱える。このため、安全性の高い電力変換装置を提供することが可能となる。

図３では、通常の出力特性である信号伝達素子１５を想定したが、これに替えて、インバータ制御回路からオン信号を受けるとオフ信号を出力する反転出力信号伝達素子を使用すれば、図３の論理反転素子１６を省略することができる。

実施形態１の場合、インバータ主回路３のＸ相、Ｙ相、Ｚ相の負極アームのノーマリーオフ型スイッチング素子５ｘ、５ｙ、５ｚのソースは共通であるため、図３の共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２８を負極アームで共通化し、１つにまとめることができる。共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２８に関しては、６相分の６個から４個に部品点数を削減可能である。
また、実施形態２の場合、インバータ主回路３のＸ相、Ｙ相、Ｚ相の負極アームのノーマリーオフ型スイッチング素子は、唯一５ｙだけのためソースは１つであり、図３の共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２８を負極アームで共通化し、１つにまとめることができる。共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ２８に関しては、６相分の６個から４個に部品点数を削減可能である。

（効果）
以上述べたように、本実施形態３に係る電力変換装置によれば、実施形態１の奏する作用効果に加えて、負極アームの共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを共通化することにより、低コスト化することができる。

（実施形態４）
（構成）
本実施形態４の回路構成図については図示しないが、上述した実施形態１から実施形態３において、ノーマリーオフ型スイッチング素子５の耐圧をノーマリーオン型スイッチング素子４の耐圧より低く選定することを特徴とするものである。なお、ノーマリーオフ型スイッチング素子５の耐圧は、ノーマリーオン型スイッチング素子４をオフするためにゲートに入力される電圧に対する耐圧で良い。

（作用）
本実施形態４は実施形態１から実施形態３と同等の作用を奏する。
一般的に半導体素子の耐圧を低くすると、オン抵抗を小さくすることができる。ノーマリーオフ型スイッチング素子５の耐圧をノーマリーオン型スイッチング素子４の耐圧より低く選定することで、ノーマリーオフ型スイッチング素子５のオン抵抗を低減することができ、導通損失を低減することができる。また、半導体素子を同じ電流定格で比較した場合、耐圧が低い方が低コスト化できる。

（効果）
以上述べたように、本実施形態４に係る電力変換装置によれば、実施形態１の奏する作用効果に加えて、ノーマリーオン型スイッチング素子の耐圧を低くすることによって、半導体素子ひいてはインバータ主回路の低コスト化を図ることができる。

（実施形態５）
（構成）
本実施形態５の回路構成図についても図示しないが、上述した実施形態１から実施形態４において、カスコード接続用ダイオード７の耐圧を、ノーマリーオフ型スイッチング素子５の耐圧と同等に選定することを特徴とするものである。

カスコード接続用ダイオード７の耐圧は、ノーマリーオン型スイッチング素子４をオフするためにゲートに入力される電圧に対する耐圧で良い。つまり、ノーマリーオフ型スイッチング素子５の耐圧と同等で良い。

（作用）
本実施形態５は実施形態１乃至３と同等の作用を奏する。
一般的に半導体素子の耐圧を低くすると、オン抵抗を小さくすることができる。カスコード接続用ダイオード７の耐圧をノーマリーオフ型スイッチング素子５の耐圧と同等に選定することによって、半導体素子を低コスト化することができる。

（効果）
以上述べたように、本実施形態５に係る電力変換装置によれば、実施形態１ないし３の奏する作用効果に加えて、カスコード接続用ダイオードの耐圧をノーマリーオン型スイッチング素子のそれと同じくすることで、半導体素子ひいてはインバータ主回路の低コスト化を図ることができる。

（実施形態６）
（構成）
本実施形態６の回路構成図についても図示しないが、上述した実施形態１乃至５の電力変換装置において、高速ダイオード６が、ユニポーラダイオードから成ることを特徴とするものである。

（作用）
このように構成された本実施形態において、ユニポーラダイオードは少数キャリアの蓄積がなく逆回復電荷が形成されないので、逆回復電流は流れず、逆回復損失が本質的にゼロとなる。ユニポーラダイオードは接合容量に蓄積する電荷があるが、その接合容量の充電電流は僅かである。従って、高速ダイオード６の損失を低減できる。
また、逆回復電流が反対アームのターンオン過渡状態のカスコード素子２１に流れ込むことがなくなり、カスコード素子２１のスイッチング損失を低減することができる。

（効果）
以上述べたように、本実施形態６に係る電力変換装置によれば、実施形態１と同等の作用効果を奏することができる。

（実施形態７）
（構成）
本実施形態７の回路構成図についても図示しないが、ユニポーラダイオードである高速ダイオード６を、ショットキーバリアダイオード(Shootkey Barrier Diode；ＳＢＤ)又は、接合障壁ショットキーダイオード、又はＰｉＮ／ショットキー混合ダイオードから構成したことを特徴とするものである。

（作用）
ユニポーラダイオードは少数キャリアの蓄積がなく逆回復電荷が形成されず、逆回復電流は流れない。ユニポーラダイオードは接合容量成分のみの電荷であり、逆回復損失が極めて小さい。よって、高速ダイオード６の損失を低減できる。
また、逆回復電流が反対アームのターンオン過渡状態のカスコード素子２１に流れ込むことがなくなり、カスコード素子２１のスイッチング損失を低減することができる。

ユニポーラダイオードには、ＳＢＤ（Schottky Barrier Diode）を実用的に使用することができる。ＳＢＤは、ノーマリーオン型スイッチング素子４の内蔵ダイオードに比べて、逆回復時間が短く、逆回復損失が小さい性質を備えている。ユニポーラダイオードには、ＳＢＤと同等の特性を有する、ショットキー接合とＰｉＮ接合とが並存した接合障壁ショットキーダイオード（ＪＢＳ； Junction Barrier Controlled Schottky Diode）もしくは、ＰｉＮ／ショットキー混合ダイオード（ＭＰＳ；Merged PiN Schottky Diode）を使用することもできる。
（効果）
以上述べたように、本実施形態７に係る電力変換装置によれば、実施形態１と同等の作用効果を奏することができる。

（実施形態８）
（構成）
本実施形態８の回路構成図についても図示しないが、前述した実施形態１から実施形態７のいずれかの電力変換装置において、ノーマリーオン型スイッチング素子４をＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、ダイヤモンド等のワイドギャップ半導体によって構成したことを特徴とするものである。

（作用）
本実施形態８によれば、ワイドギャップ半導体から成るノーマリーオン型スイッチング素子４は、シリコン半導体に比べて絶縁破壊電界強度を１桁程度大きくすることができ、耐圧を保持するためのドリフト層を１／１０程度まで薄くできるため、ノーマリーオン型スイッチング素子４の導通損失を低減することができる。

更に、シリコン半導体に比べ、飽和電子ドリフト速度を２倍程度大きくすることができるので、１０倍程度の高周波化を実現することができる。これにより、ノーマリーオン型スイッチング素子４のターンオン損失、ターンオフ損失を低減することができる。

（効果）
以上述べたように、本実施形態８によれば、ワイドギャップ半導体から成るノーマリーオン型スイッチング素子４を用いることで、ノーマリーオン型スイッチング素子４の導通損失、およびスイッチング損失を低減させることができ、低損失で小型なインバータ主回路を提供することができる。

（実施形態９）
（構成）
本実施形態９の回路構成図についても図示しないが、前述した実施形態１から実施形態８のいずれかの電力変換装置において、高速ダイオード６をＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、ダイヤモンド等のワイドギャップ半導体によって構成したことを特徴とするものである。

（作用）
本実施形態９によれば、ワイドギャップ半導体から成る高速ダイオード６は、シリコン半導体に比べて絶縁破壊電界強度を１桁程度大きくすることができ、高速ダイオード６の高耐圧化を実現できる。例えば、シリコン半導体では高速ダイオード６にバイポーラダイオードでしか使用できないような耐圧の高い高速ダイオードでも、ワイドギャップ半導体ではユニポーラダイオードが実用可能となる。耐圧の高い高速ダイオードでも、実施形態６と同様な作用により、逆回復損失を低減させ、高速ダイオード６の損失を低減できる。
また、実施形態６と同様な作用により、カスコード素子２１の損失を低減することができる。

もし、シリコンにて高耐圧ユニポーラダイオードを作成すると、導通損失が大きく、実用上使用できない。またシリコンのユニポーラダイオード（例えばショットキーバリアダイオード）は市販されている物の中で高耐圧な品は２００［Ｖ］程度である。ワイドギャップ半導体で形成されるユニポーラダイオードは、高耐圧（例えば１２００［Ｖ］）な高速ダイオード６が実現できる。

（効果）
以上述べたように、本実施形態９によれば、ワイドギャップ半導体から成る高速ダイオード６を用いることで、カスコード素子２１の損失を低減することができ、小型な電力変換装置を提供できる。

１…直流電源、１ｐ…正側直流母線、１ｎ…負側直流母線、２…平滑コンデンサ、３…インバータ主回路、４，４ｕ，４ｖ，４ｗ，４ｘ，４ｙ，４ｚ…ノーマリーオン型スイッチング素子、５，５ｕ，５ｖ，５ｗ，５ｘ，５ｙ，５ｚ…ノーマリーオフ型スイッチング素子、６，６ｕ，６ｖ，６ｗ，６ｘ，６ｙ，６ｚ…高速ダイオード、７，７ｕ，７ｖ，７ｗ，７ｘ，７ｙ，７ｚ…カスコード接続用ダイオード、８，８ｕ，８ｖ，８ｗ，８ｘ，８ｙ，８ｚ…ゲート駆動回路、９…負荷、１０…低電圧直流電源、１１…ノーマリーオン型スイッチング素子用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２…ゲート抵抗、１３…平滑コンデンサ、１４…平滑コンデンサ、１５…信号伝達素子、１６…論理反転素子、１７…抵抗、１８…コンデンサ、１９…ツェナーダイオード、２０…抵抗、２１…カスコード素子、２２…抵抗、２３…ツェナーダイオード、２４…ゲート駆動用ｐ型ＭＯＳＦＥＴ、２５…ゲート駆動用ｎ型ＭＯＳＦＥＴ、２６…ゲート抵抗、２７…ゲート抵抗、２８…共通電源用絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。

Claims (10)

1. 直流電源と、前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続される正極アームおよび負極アームを構成する複数個の主回路スイッチング素子と、前記複数個の主回路スイッチング素子のそれぞれに逆並列接続した高速ダイオードと、前記複数個の主回路スイッチング素子のそれぞれを所望のタイミングでスイッチングするゲート駆動回路を具備し、
   前記正極アームおよび負極アームを構成する主回路スイッチング素子は、ノーマリーオン型スイッチング素子と、前記ノーマリーオン型スイッチング素子の負極に正極が接続されたノーマリーオフ型スイッチング素子と、前記ノーマリーオン型スイッチング素子のゲートと前記ノーマリーオフ型スイッチング素子の負極の間に順方向に直列接続されたカスコード接続用ダイオードによって構成され、
   前記ゲート駆動回路は、前記主回路スイッチング素子を構成する前記ノーマリーオン型スイッチング素子のゲートおよび前記ノーマリーオフ型スイッチング素子のゲートとそれぞれ接続されていることを特徴とする電力変換装置。
2. 直流電源と、前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続される正極アームおよび負極アームを構成する複数個の主回路スイッチング素子と、前記主回路スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続した複数個の高速ダイオードと、前記主回路スイッチング素子のそれぞれを所望のタイミングでスイッチングする複数個のゲート駆動回路を具備し、
   前記正極アームを構成する主回路スイッチング素子は、ノーマリーオン型スイッチング素子と、前記ノーマリーオン型スイッチング素子の負極に正極が接続されたノーマリーオフ型スイッチング素子と、前記ノーマリーオン型スイッチング素子のゲートと前記ノーマリーオフ型スイッチング素子の負極の間に順方向に直列接続されたカスコード接続用ダイオードによって構成され、
   前記負極アームを構成する主回路スイッチング素子は、各相毎に設けられたノーマリーオン型スイッチング素子と、前記各ノーマリーオン型スイッチング素子の負極それぞれに対して正極が直列に接続された各相共通のノーマリーオフ型スイッチング素子と、
   前記ノーマリーオン型スイッチング素子のゲートそれぞれと前記ノーマリーオフ型スイッチング素子の負極の間に順方向に直列接続された複数個のカスコード接続用ダイオードによって構成され、
   前記ゲート駆動回路は、前記主回路スイッチング素子を構成するノーマリーオン型スイッチング素子のゲートおよびノーマリーオフ型スイッチング素子のゲートとそれぞれ接続されていることを特徴とする電力変換装置。
3. 前記ゲート駆動回路は、前記ノーマリーオン型スイッチング素子と前記ノーマリーオフ型スイッチング素子を別々に駆動することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記ノーマリーオフ型スイッチング素子の耐圧が、前記ノーマリーオン型スイッチング素子の耐圧よりも低く選定したことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記カスコード接続用ダイオードの耐圧が、前記ノーマリーオフ型スイッチング素子の耐圧と同等に選定したことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記高速ダイオードはユニポーラダイオードであることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記ユニポーラダイオードはショットキーバリアダイオード又は、接合障壁ショットキーダイオード又は、ＰｉＮ／ショットキー混合ダイオードであることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記ノーマリーオン型スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体から成ることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記高速ダイオードは、ワイドギャップ半導体から成ることを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記ワイドギャップ半導体は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、ダイヤモンドのいずれかから成ることを特徴とする請求項８または請求項９に記載の電力変換装置。

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