CN102449898B - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明是一种功率转换装置，能够减少因反向恢复电流引起的开关损失及发热损失。在功率转换装置中，具备：级联元件(21)，将常开型开关元件(4)和常关型开关元件(5)电气串联连接，并经由级联连接用二极管7将常开型开关元件(4)的栅端子与常关型开关元件(5)的源端子连接；以及高速二极管(6)，与该级联元件(21)电气并联连接，正极端子与阴极区域连接，负极端子与阳极区域连接。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及将串联连接常开(normally on)型开关元件及常关(normallyoff)型开关元件而构成的臂(arm)进行桥接而形成的功率转换装置。
背景技术
构筑功率转换装置的结型场效应晶体管(JFET)及静电感应型晶体管(SIT)是能够在高电压、大功率领域中实现高速动作的功率用半导体开关元件。
该功率用半导体开关元件一般表示栅电压为0[V]时漏电流流过的常开型的特性。在栅电极上未施加足够的负极性电压时，若施加漏电压，则有时大的漏电流流过，功率用半导体开关元件被破坏。因此，与双极型晶体管、金属氧化膜半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等具有常关型特性的晶体管相比，功率用半导体开关元件的处理较困难。
为了解决这样的技术问题，提出了通过由静电感应型晶体管(SIT)及绝缘栅型场效应晶体管(IGFET)级联连接(cascode)而成的常关型复合半导体元件(以下简单称为级联元件)构成的功率转换装置(例如，参照专利文献1)。
图4表示专利文献1中记载的将功率用半导体的一部分置换为其他功率用半导体之后进行桥接而构成的功率转换装置的主电路图。
即，在图4的功率转换装置中，将常开型半导体元件从静电感应型晶体管(SIT)置换为结型场效应晶体管(JFET)，并且通过与作为常关型半导体元件的金属氧化膜半导体场效应晶体管(MOSFET)112进行电气串联连接而构成的级联元件110，构成各相的臂，进而通过三相桥接各臂而构成逆变器主电路3。
图中，1为直流电源，2为平流电容器，113为制作金属氧化膜半导体场效应晶体管112时在源区域与漏区域之间寄生(内置)的二极管(整流二极管)。
这样构成的以往的逆变器主电路3，在电源接入时或异常时等丧失栅电源的状态下，级联元件110为截止状态，因此能够防止逆变器主电路3的短路故障。并且，通过将栅驱动电路(省略图示)与金属氧化膜半导体场效应晶体管112的栅端子连接，进行级联元件110的导通与截止的切换。
如上所述，在金属氧化膜半导体场效应晶体管112中，在源区域与漏区域之间内置有二极管(整流二极管)113，因此在关注正极臂中的例如U相的情况下，成为：也能够从输出端子U(与作为X相的负极臂之间的共用连接端子)经过二极管113u及结型场效应晶体管111u向正侧直流母线1p流过电流(以下，简单称为“回流电流”)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2001-251846号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
图4所示的功率转换装置没有考虑到以下问题点。
即，在开关动作时，若一方的臂(例如U相)的级联元件110u导通(开)，则另一方的臂(X相)的金属氧化膜半导体场效应晶体管112x的二极管113成为非导通(关)。
此时，处于非导通状态的二极管113x的PN结部生成的耗尽层中积累有少数载流子。耗尽层中积累的少数载流子作为反向恢复电流流到二极管113x，因此发生反向恢复损失。反向恢复损失是二极管113x的开关损失，每次开关动作时发生。并且，该反向恢复电流流入导通过渡状态的级联元件110u，引起级联元件110u的开关损失增大。
进而，开关损失的增大成为发热损失的增大。因此需要使用大型的冷却用散热设备，因此功率转换装置大型化。
另外，这种问题不是功率转换装置中构成级联元件110的结型场效应晶体管111特有的问题，在将结型场效应晶体管111替换为静电感应型晶体管(SIT)后的情况下同样发生。
因此，本发明是为了解决上述问题而做出的，目的在于提供一种功率转换装置，能够减少由反向恢复电流引起的开关损失及发热损失。
用于解决技术问题的手段
为了实现上述目的，涉及技术方案1的功率转换装置的发明，其特征在于，具备：直流电源；多个主电路开关元件，构成为了将上述直流电源的直流转换为交流而桥接的正极臂及负极臂；高速二极管，与上述多个主电路开关元件的每个反向并联连接；以及栅驱动电路，将上述多个主电路开关元件的每个以所期望的定时进行开关，构成上述正极臂及负极臂的主电路开关元件具有：常开型开关元件；常关型开关元件，该常关型开关元件的正极与上述常开型开关元件的负极连接；以及级联连接用二极管，在上述常开型开关元件的栅与上述常关型开关元件的负极之间正向串联连接，上述栅驱动电路分别与构成上述主电路开关元件的上述常开型开关元件的栅及上述常关型开关元件的栅连接。
并且，涉及技术方案2的功率转换装置的发明，其特征在于，具备：直流电源；多个主电路开关元件，构成为了将上述直流电源的直流转换为交流而桥接的正极臂及负极臂；多个高速二极管，分别与上述主电路开关元件反向并联连接；以及多个栅驱动电路，将上述主电路开关元件的每个以所期望的定时进行开关，构成上述正极臂的主电路开关元件具有：常开型开关元件；常关型开关元件，该常关型开关元件的正极与上述常开型开关元件的负极连接；以及级联连接用二极管，在上述常开型开关元件的栅与上述常关型开关元件之间正向串联连接，构成上述负极臂的主电路开关元件具有：按照各相设置的常开型开关元件；各相共用的常关型开关元件，该各相共用的常关型开关元件的正极分别与上述各常开型开关元件的负极串联连接；以及多个级联连接用二极管，分别在上述常开型开关元件的栅与上述常关型开关元件的负极之间正向串联连接，上述栅驱动电路分别与构成上述主电路开关元件的上述常开型开关元件的栅及上述常关型开关元件的栅连接。
发明效果
根据本发明，能够提供一种能够减少因反向恢复电流引起的开关损失的功率转换装置。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的构成的主电路图。
图2是表示本发明的实施方式2的功率转换装置的构成的主电路图。
图3是表示本发明的实施方式3的栅驱动装置的具体构成的电路图。
图4是本发明的现有技术的功率转换装置的主电路图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的功率转换装置的实施方式进行说明。另外，对各图中具有相同功能的构成要素附加相同符号，适当地省略重复说明。
(实施方式1)
图1是本发明的实施方式1的功率转换装置的主电路构成图。
(构成)
在图1中，直流电源1为对例如3相交流电源进行整流而得到的电源，在直流电源1的正侧直流母线1p与负侧直流母线1n之间连接有平流电容器2及逆变器主电路3。
为了将直流电源1的直流电压转换为3相交流，将构成正极臂的U相、V相、W相的级联元件21u、21v、21w以及构成负极臂的X相、Y相、Z相的级联元件21x、21y、21z进行3相桥接而构成逆变器主电路3。另外，图1的逆变器主电路3为2级3相输出逆变器，但也可以是3级以上的多级逆变器，并且，输出相可以是单相也可以是多相。
并且，将该逆变器主电路3的作为正极臂各相(U相、V相、W相)和负极臂各相(X相、Y相、Z相)的共同连接点的输出端子U、V及W与交流电动机等交流负载9连接。另外，虽然图1的情况下将逆变器主电路3的作为正极臂各相与负极臂各相的共同连接点的输出端子U、V及W与交流电动机等交流负载9连接，但也可以代替交流负载9与系统联合。
另外，构成上述各相臂的级联元件21u、21v...21z如下面那样构成。即，通过将常开型开关元件4u、4v、4w、4x、4y、4z与常关型开关元件5u、5v、5w、5x、5y、5z分别电气串联连接，并进一步在常开型开关元件4u、4v、4w、4x、4y、4z的栅与常关型开关元件5u、5v、5w、5x、5y、5z的源之间分别正向连接(级联连接)级联连接用二极管7u、7v、7w、7x、7y、7z而构成。另外，在常关型开关元件5u、5v、5w、5x、5y、5z的源区域与漏区域之间内置有二极管5bu、5bv、5bw、5bx、5by、5bz。
并且，在这样构成的常开型开关元件4u、4v、4w、4x、4y、4z的漏与常关型开关元件5u、5v、5w、5x、5y、5z的源之间，分别反向并联连接有高速二极管6u、6v、6w、6x、6y、6z。
另外，常开型开关元件4u、4v...4z的栅及常关型开关元件5u、5v...5z的栅分别与栅驱动电路8u、8v、8w、8x、8y、8z连接。
本实施方式1中，级联元件21u、21v、...21z的常开型开关元件4u、4v...4z通过结型场效应晶体管构成。该结型场效应晶体管能够使用如下结型场效应晶体管，即：若施加到栅电极上的栅电位比施加到源区域的源电位例如若低25[V]以上，则成为非导通(关)，若高25[V]以上，则成为导通(开)。另外，常开型开关元件4u、4v...4z可代替结型场效应晶体管而由静电感应型晶体管构成。
对结型场效应晶体管或静电感应型晶体管而言，两者都能够在高电压、大功率区域中实现高速动作，能够在正向、反向的双方向减少开关损失。
常开型开关元件5u、5v...5z为由金属-绝缘体-半导体构成的构造的晶体管。即，在本实施方式1中，包含MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)、MISFET(MetalInsulator Semiconductor Field Effect Transistor，金属绝缘体半导体场效应晶体管)、IGFET(Insulated Gate Field Effect Transistor，绝缘栅场效应晶体管)的任一种。
该高速二极管6u、6v...6z与级联元件21u反向并联连接而形成，其主要目的在于，例如在U相中当从逆变器主电路3的输出端子U向正侧直流母线1p流过电流时，向该高速二极管6u而不是级联元件21u积极地流过电流，来谋求低损失化。对于其他臂也同样。作为该高速二极管6，能够实用地使用快恢复二极管(Fast Recovery Diode；FRD)。该理由是，由于FRD与常关型开关元件5的内置二极管5bu、5bv、...、5bz相比具有反向恢复时间短且反向恢复损失小等性质。
另外，级联元件21的常开型开关元件4、常关型开关元件5及高速二极管6分别通过1个半导体芯片构成，将1个或多个该半导体芯片进行封装，从而能够构筑本实施方式1的功率转换装置。
另外，功率转换装置可构成为级联元件21的常开型开关元件4、常关型开关元件5及高速二极管6中的2个以上封装为1个而进行模块化。
进而，功率转换装置可通过构筑多个搭载了这些元件的1个或多个的半导体芯片，并将这些多个半导体芯片作为模块封装为1个而进行构筑。
(作用)
在图1中，例如U相的级联元件21u的栅驱动电路8u，在常关型开关元件5u的栅-源间为了使该元件5u导通而常时施加足够大的正电压，从而常关型开关元件5u变为常开状态。
这里，若在常开型开关元件4u的栅-源间为了使该元件4u截止而施加足够大的负电压，则常开型开关元件4u被断开(turn-off)，作为级联元件21u成为截止状态。若在常开型开关元件4u的源与栅间施加0[V]或正电压，则常开型开关元件4u被接通(turn-on)，作为级联元件21u成为导通状态。
另外，21u以外的级联元件21v、21w、21x、21y、21z的接通、断开动作与21u相同，因此省略它们的说明。
接着，对U相的级联元件21u导通状态、级联元件21x截止状态时回流电流从输出端子U经过U相臂向正侧直流母线1p流过的情况进行说明。
此时回流电流经过途经级联元件21u的常关型开关元件5u及常开型开关元件4u的第1电流路径及途经高速二极管6u的第2电流路径而向正侧直流母线1p流过电流。这里，只要选定因电流流过而产生的级联元件21u的电压下降小于高速二极管6u的电压下降的级联元件21u，就能够使回流电流全部流到级联元件21u。
接着，对级联元件21u断开、级联元件21u及21x都为截止状态，即停滞时间(dead time)期间进行说明。
在该情况下也通过感应成分从输出端子U经过U相臂向正侧直流母线1p继续流过回流电流。回流电流经过途经高速二极管6u的第2电流路径和途经常关型开关元件5u及常开型开关元件4u的内置二极管(未图示)的第3电流路径而流过电流。这里，由于选定了因电流流过而产生的高速二极管6u的电压下降小于常开型开关元件4u的内置二极管(未图示)的电压下降的高速二极管6，因此回流电流全部流过第2电流路径即高速二极管6u。
接着，若级联元件21x接通，则高速二极管6u在通过残留电荷而流过反向恢复电流后切断。因此，形成直流电源1→正侧直流母线1p→高速二极管6u→级联元件21x(导通状态)→负侧直流母线1n→直流电源1的短路电路，短路电流流过直到高速二极管6u的反向恢复为止。
这里，由于高速二极管6u选定了与常开型开关元件4u的内置二极管(未图示)相比反向恢复时间短的高速二极管，因此高速二极管6u的反向恢复损失小。
另外，对U相以外其他相的动作基本上与U相同样，进而负极臂侧级联元件断开、正极臂侧级联元件接通时的动作与上述动作同样，因此省略它们的说明。
接着，对在直流电源1具有直流功率且成为栅电源丧失状态的情况进行说明。
由于栅电源丧失，对级联元件21的栅供给消失。即，常关型开关元件5的栅-源间电压成为0[V]、常关型开关元件5成为截止状态。于是，通过直流电源1在常关型开关元件5的漏-源间的方向上产生正电压。此时，经由级联连接用二极管7，常开型开关元件4的栅与常关型开关元件5的源进行连接(级联连接)，因此在常开型开关元件4的栅-源间施加负电压，常开型开关元件4成为截止状态。即，在栅电源丧失状态下，级联元件21成为截止状态。由此，能够防止逆变器主电路3的直流短路故障。
并且，在直流电源1没有直流电力、逆变器主电路3的输出端子U、V及W进行了系统联合的情况下也由于相同作用，而级联元件21成为截止状态。由此，能够防止逆变器主电路3的交流短路故障。
(效果)
如上所述，根据本实施方式1的功率转换装置，能够减少因反向恢复电流而引起的开关损失，因此能够减少伴随开关损失的发热损失，能够谋求级联元件的小型化及逆变器主电路的小型化。并且，在电源接入时或异常时，能够防止短路故障。
进而，由于能够减少伴随开关损失的发热损失，因此不需要冷却用散热设备，或能够将冷却用散热设备小型化。结果，能够将功率转换装置小型化。
(实施方式2)
图2是本发明的实施方式2的功率转换装置的主电路构成图。
(构成)
在图2中，本实施方式2与图1所示的实施方式1较大的不同点为负极臂的构成，其他部分与实施方式1同样。
在实施方式2中，构成正极臂的级联元件21u、21v、21w与实施方式1同样，通过将常开型开关元件4u、4v、4w与常关型开关元件5u、5v、5w分别电气串联连接，并进一步从常开型开关元件4u、4v、4w的栅正向经由级联连接用二极管7u、7v、7w分别与常关型开关元件5u、5v、5w的源连接(级联连接)而构成，二极管5bu、5bv、...、5bz分别内置于常关型开关元件5u、5v、5w、5x、5y、5z的源区域与漏区域之间。进而，常开型开关元件4u、4v、4w、4x、4y、4z的漏与常关型开关元件5u、5v、5w、5x、5y、5z的源之间分别反向并联连接着高速二极管6u、6v、6w、6x、6y、6z。
常开型开关元件4u、4v、4w的栅及常关型开关元件5u、5v、5w的栅分别与栅驱动电路8u、8v、8w连接。
但是，实施方式2的情况下，负极臂的构成如下所示地有所不同。
即，通过将X相、Y相、Z相臂的常开型开关元件4x、4y、4z与各相共用的常关型开关元件5y电气串联连接、并且从常开型开关元件4x、4y、4z的栅正向经由级联连接用二极管7x、7y、7z分别与负侧直流母线1n连接(级联连接)而构成。
进而，在常开型开关元件4x、4y、4z的漏与负侧直流母线1n之间，分别反向并联连接着高速二极管6x、6y、6z。
常开型开关元件4x、4y、4z的栅分别与栅驱动电路8x、8y、8z连接，并且，常关型开关元件5y的栅与栅驱动电路8y连接。
在负极臂的各相共用设置的常关型开关元件5y能够使该半导体芯片的无效面积(芯片外周等)共用化，并且3相不会同时导通，因此能够构成为小于实施方式1的常关型开关元件5x、5y、5z的各半导体芯片的合计面积。
逆变器主电路3的输出端子U、V及W与负载9例如交流电动机连接。
另外，在本实施方式2的情况下，逆变器主电路3也可以为3级以上的多级逆变器，并且输出相可以为单相也可以为多相。
并且，在上述说明中，将常关型开关元件5y作为设置于y相的开关元件进行了说明，但也可以代替y相而设置于x相或z相，并且在多级逆变器中可以设置于任何相。
(作用)
由于图2所示的级联元件各自的接通、断开动作与图1的实施方式1同样，因此省略它们的说明。
对级联元件21u、21x分别为截止状态、导通状态、回流电流从负极直流母线1n向输出端子U流过的情况进行说明。
此时回流电流经过途经级联元件21x的常关型开关元件5y及常开型开关元件4x的第1电流路径及途经高速二极管6x的第2电流路径，向输出端子U流过电流。
这里，只要选定因电流流过而产生的级联元件21x的电压下降比高速二极管6x的电压下降特性低的级联元件21x，也能够使回流电流全部流过级联元件21x。
接着，对级联元件21x断开、级联元件21u、21x都为截止状态，即停滞时间期间进行说明。
在该情况下也通过感应成分从负极直流母线1n向输出端子U持续流过回流电流。回流电流经过途经高速二极管6u的第2电流路径和途经常关型开关元件5y及常开型开关元件4x的内置二极管(未图示)的第3电流路径而流过电流。这里，由于选定了因电流流过而产生的高速二极管6x的电压下降小于常开型开关元件4x的内置二极管的电压下降的高速二极管6，因此回流电流全部流过第2电流路径即高速二极管6x。
接着，若级联元件21u接通，则高速二极管6x在通过残留电荷而流过反向恢复电流后切断。因此，形成直流电源1→正侧直流母线1p→级联元件21u(导通状态)→高速二极管6x→负侧直流母线1n→直流电源1的短路电路，短路电流流过直到高速二极管6x的反向恢复为止。
这里，由于高速二极管6x选定了与常开型开关元件4x的内置二极管(未图示)相比反向恢复时间短的高速二极管，因此高速二极管6x的反向恢复损失小。
另外，对X相以外的Y相及Z相的动作基本上与X相同样，省略对它们的说明。
接着，对在直流电源1具有直流电力且成为栅电源丧失状态的情况进行说明。
该情况也为与实施方式1相同的作用，对于构成X相、Y相、Z相的负极臂，通过使常关型开关元件5y成为共用，且向常开型开关元件4x、4y、4z的栅-源间施加负电压，从而常开型开关元件4x、4y、4z成为截止状态。
即，在栅电源丧失状态下，级联元件21成为截止状态。由此，能够防止逆变器主电路的直流短路故障。
(效果)
如上所示，根据本实施方式2的功率转换装置，除了产生实施方式1的作用效果以外，通过使构成负极臂的常关型开关元件共用化，从而与实施方式1的情况相比还能够谋求级联元件及逆变器主电路的低成本化。
(实施方式3)
图3是将上述的实施方式1及2的栅驱动电路具体化后的实施方式3的电路构成图。
(构成)
在图3中，对与图1及图2的各部相同部分赋予相同符号而省略重复说明。
在图3中，低压直流电源10是例如将整流后的直流电源1由DC/DC转换器进行功率转换而得到的电源。
低压直流电源10的输出以实现与各臂间的绝缘为目的，而与共用电源用绝缘型DC/DC转换器(图中标记为共用电源用DC/DC转换器)28的输入连接。
该共用电源用绝缘型DC/DC转换器28为用于驱动常开型开关元件4及常关型开关元件5的栅驱动电路共用的电源。
共用电源用绝缘型DC/DC转换器28的输出经由常关型开关元件用绝缘型DC/DC转换器(图中标记为开关元件用DC/DC转换器)11的输入端子及栅电阻12而连接到常关型开关元件5的栅-源间。由此，常关型开关元件用绝缘型DC/DC转换器11将常开型开关元件4与常关型开关元件5的电源绝缘。
另外，常关型开关元件用绝缘型DC/DC转换器11的输出为双系统(例如±24[V])，通过将其输出进行串联连接而设为48[V]电源。常关型开关元件用绝缘型DC/DC转换器11的输出端子间为了使输出电压稳定而并联地连接有电容器13、14。将该48[V]电源的正侧直流母线11p与常开型开关元件4的源连接，将其负侧直流母线11n经过由栅驱动用n型MOSFET25及栅电阻27构成的串联电路而与常开型开关元件4的栅连接。
在常关型开关元件用绝缘型DC/DC转换器11的正侧直流母线11p与中间直流母线11c之间并联连接着电容器13，在中间直流母线11c与负侧直流母线11n之间并联连接着电容器14、信号传递元件15、逻辑信号反转元件16。
并且，在正侧直流母线11p与负侧直流母线11n之间从正极起依次串联连接有电阻17、处于并联关系的电容器18及齐纳二极管19的电路、电阻22、20、齐纳二极管23。
并且，与该串联电路并联地，从正极起依次串联连接有栅驱动用p型MOSFET24、栅电阻26、栅电阻27、栅驱动用n型MOSFET25。
这里，栅驱动用n型MOSFET25与栅驱动用p型MOSFET24是互补(一组特性相同的n型与p型)的关系，以一方导通时另一方截止的方式连接。即，将栅驱动用p型MOSEFET24的栅与齐纳二极管19的阴极连接，将栅驱动用n型MOSFET25的栅与齐纳二极管23的阴极连接。
另外，齐纳二极管19及齐纳二极管23以使输入到栅驱动用p型MOSFET24及栅驱动用n型MOSFET25的栅的电压调整为规定的值的方式加以选定。
信号传递元件15发挥如下作用：一边使逆变器控制电路(未图示)与栅驱动电路8绝缘，一边将来自逆变器控制电路的信号传递给逻辑信号反转元件16。另外，图3中使用的信号传递元件15具有若从逆变器控制电路(未图示)接收导通的信号则输出导通的信号的特性。逻辑信号反转元件16连接为，将信号传递元件15输出信号的极性反转而提供到上述电阻22及电阻20之间。
(作用)
在图3中，在功率转换装置基于从逆变器控制电路(未图示)提供到信号传递元件15的信号而运转时，向常关型开关元件5的栅总是施加成为导通的电压(例如15[V])，使常关型开关元件5常时导通。
若共用电源用绝缘型DC/DC转换器28导通，则常时导通常关型开关元件5。与此同时，经由常开型开关元件用绝缘型DC/DC转换器11而驱动常开型开关元件4的栅。
对常开型开关元件4的栅驱动方法进行说明。
栅驱动用p型MOSFET24导通，从而常开型开关元件4的源与栅为同电位即成为0[V]，常开型开关元件4导通。此时，由于栅驱动用p型MOSFET24导通，因此与该栅驱动用p型MOSFET24处于互补关系的另一方的栅驱动用n型MOSFET25为截止状态。
并且，栅驱动用n型MOSFET25导通，从而常开型开关元件4的栅与常开型开关元件用绝缘型DC/DC转换器11的负侧母线11n连接，常开型开关元件4的源与将常关型开关元件用绝缘型DC/DC转换器11的输出串联连接的例如48[V]电源的正侧母线11p连接。即，成为在常开型开关元件4的栅上输入48[V]的负偏置电压(-48[V])，常开型开关元件4导通。此时，栅驱动用p型MOSFET24处于截止状态。
在来自未图示的逆变器控制电路的信号为导通时，信号传递元件15输出导通信号(例如24[V])。并且该导通信号通过逻辑信号反转元件16变换为截止信号(0[V])。从逻辑信号反转元件16输出的截止信号(0[V])输入到栅驱动用n型MOSFET25的栅，栅驱动用n型MOSFET25截止。
另一方面，通过齐纳二极管19的特性，调整为使栅驱动用p型MOSFET24导通的电压而输入到处于互补关系的栅驱动用p型MOSFET24的栅，栅驱动用p型MOSFET24导通。
通过这些作用，常开型开关元件4的源与栅成为同电位即0[V]，常开型开关元件4导通。
在来自逆变器控制电路的信号为截止时，信号传递元件15输出截止信号(0[V])。并且该截止信号(0[V])通过逻辑信号反转元件16变换为导通信号(例如24[V])。
从逻辑信号反转元件16输出的导通信号(24[V])通过齐纳二极管23的特性调整为使栅驱动用n型MOSFET25导通的电压而输入到栅驱动用n型MOSFET25的栅，栅驱动用n型MOSFET25导通。
另一方面，通过从逻辑信号反转元件16输出的导通信号(24[V])和电容器18调整为使栅驱动用p型MOSFET24导通的电压而输入到处于互补关系的栅驱动用p型MOSFET24的栅，从而栅驱动用p型MOSFET24导通。
通过电容器18，输入到栅驱动用p型MOSFET24的栅电压成为负偏置电压，因此栅驱动用p型MOSFET24高速截止。
通过这些作用，常开型开关元件4的栅与48[V]电源的负侧母线连接，常开型开关元件4的源与48[V]电源的正侧母线连接。即，成为向常开型开关元件4的栅输入48[V]的负偏置电压(-48[V])，常开型开关元件4截止。
由于在回流电流流过的状态下也能够使常开型开关元件4截止，因此能够使回流电流流过高速二极管6。这里，高速二极管6选定了与常开型开关元件4的内置二极管相比反向恢复时间短的高速二极管，因此高速二极管6的反向恢复损失小。
通过输入到信号传递元件15的未图示的逆变器控制电路的信号(导通/截止)，能够驱动(导通/截止)常开型开关元件4。
在上述中说明了常开型开关元件用绝缘型DC/DC转换器11的输出(例如48[V])以-48[V](源-栅间48[V])被输入到常开型开关元件4的栅-源间，但是由于实际中存在栅驱动用n型MOSFET25及栅电阻27的电压下降部分，因此不是同一电压。
接着，对成为栅电源丧失状态的情况进行说明。
由于栅电源丧失，向共用电源用绝缘型DC/DC转换器28的电源提供消失。即，常关型开关元件5的栅-源间电压成为0[V]，常关型开关元件5成为截止状态。于是，通过直流电源1在常关型开关元件5的漏-源间的方向上产生正电压。此时，经由级联连接用二极管7，常开型开关元件4的栅与常关型开关元件5的源连接(级联连接)，因此在常开型开关元件4的栅-源间被施加负电压，常开型开关元件4成为截止状态。即，在栅电源丧失状态下，级联元件21成为截止状态。通过栅驱动电路8的作用能够防止逆变器主电路3的直流短路故障。
在实现实施方式1、实施方式2中使用的栅驱动电路的同时，将级联元件与常关型开关元件等价地操作。因此可提供安全性高的功率转换装置。
在图3中设想了作为通常输出特性的信号传递元件15，但如果代替它而使用在从逆变器控制电路接收导通信号时输出截止信号的反转输出信号传递元件，则能够省略图3的逻辑信号反转元件16。
由于在实施方式1及实施方式2中，逆变器主电路3的X相、Y相、Z相的负极臂的常关型开关元件5x、5y、5z的源共用，因此能够由负极臂将图3的共用电源用绝缘型DC/DC转换器28共用化、统一为一个。关于共用电源用绝缘型DC/DC转换器28，可将部件件数从6相量的6个削减为4个。
(效果)
如上所述，根据本实施方式3的功率转换装置，除了实施方式1发挥的作用效果之外，通过将负极臂的共用电源用绝缘型DC/DC转换器共用化，能够实现低成本化。
(实施方式4)
(构成)
本实施方式4的特征在于，在上述实施方式1到实施方式3中，将常关型开关元件5的耐压选定为比常开型开关元件4的耐压低。另外，常关型开关元件5的耐压只要是针对为了使常开型开关元件4截止而输入到栅的电压的耐压即可。
(作用)
本实施方式4发挥与实施方式1到实施方式3同等的作用。
一般来说，若使半导体元件的耐压降低则能够减小导通电阻。通过将常关型开关元件5的耐压选定为比常开型开关元件4的耐压低，能够降低常关型开关元件5的导通电阻，能够降低导通损失。并且，在将半导体元件以相同电流额定值进行比较时，耐压越低越能够低成本化。
(效果)
如上所述，根据本实施方式4的功率转换装置，除了实施方式1发挥的作用效果之外，能够通过降低常关型开关元件的耐压来谋求半导体元件及逆变器主电路的低成本化。
(实施方式5)
(构成)
本实施方式5特征在于，在上述实施方式1到实施方式4中，将级联连接用二极管7的耐压选定为与常关型开关元件5的耐压同等。
级联连接用二极管7的耐压只要是针对为了使常开型开关元件4截止而输入到栅的电压的耐压即可。即，只要与常关型开关元件5的耐压同等即可。
(作用)
本实施方式5发挥与实施方式1至实施方式3同等的作用。
一般来说，若使半导体元件的耐压降低则能够减小导通电阻。通过将级联连接用二极管7的耐压选定为与常关型开关元件5的耐压同等，能够使半导体元件实现低成本化。
(效果)
如上所述，根据本实施方式5的功率转换装置，除了实施方式1至3发挥的作用效果之外，通过使级联连接用二极管的耐压与常关型开关元件的耐压相同，能够谋求半导体元件及逆变器主电路的低成本化。
(实施方式6)
(构成)
本实施方式6特征在于，在上述实施方式1至5的功率转换装置中，高速二极管6由单极型二极管构成。
(作用)
在这样构成的本实施方式中，单极型二极管没有少数载流子的积累而不形成反向恢复电荷，因此不流过反向恢复电流，反向恢复损失本质上为零。单极型二极管具有在结电容中积累的电荷，但是该结电容的充电电流很少。因此能够降低高速二极管6的损失。
并且，反向恢复电流不会流入相反臂的接通过渡状态的级联元件21，能够降低级联元件21的开关损失。
(效果)
如上所述，根据本实施方式6的功率转换装置，能够发挥与实施方式1同等的作用效果。
(实施方式7)
(构成)
本实施方式7特征在于，将作为单极型二极管的高速二极管6由肖特基势垒二极管(Schottky Barrier Diode；SBD)或结势垒肖特基二极管或PiN/肖特基混合二极管构成。
(作用)
单极型二极管没有少数载流子的积累而不形成反向恢复电荷，且不流过反向恢复电流。单极型二极管是仅结电容成分的电荷，反向恢复损失极小。因此能够降低高速二极管6的损失。
并且，反向恢复电流不会流入相反臂的接通过渡状态的级联元件21，能够降低级联元件21的开关损失。
对单极型二极管而言，能够实用地使用SBD(Shootkey Barrier Diode)。SBD与常开型开关元件4的内置二极管相比，具有反向恢复时间短且反向恢复损失小的性质。单极型二极管能够使用具有与SBD同等的特性的、并存有肖特基结与PiN结的结势垒肖特基二极管(JBS；Junction BarrierControlled Schottky Diode)或PiN/肖特基混合二极管(MPS；Merged PiNSchottky Diode)。
(效果)
如上所述，根据本实施方式7的功率转换装置，能够发挥与实施方式1同等的作用效果。
(实施方式8)
(构成)
本实施方式8特征在于，在上述实施方式1至实施方式7的任一功率转换装置中，通过SiC(碳化硅)、GaN(氮化镓)、金刚石等宽禁带半导体构成常开型开关元件4。
(作用)
根据本实施方式8，由宽禁带半导体构成的常开型开关元件4与硅半导体相比，能够将绝缘破坏电场强度增大1位左右，能够将用于保持耐压的漂移层减薄到1/10左右，因此能够降低常开型开关元件4的导通损失。
进而，与硅半导体相比，能够将饱和电子漂移速度增大2倍左右，能够实现10倍左右的高频化。由此，能够降低常开型开关元件4的接通损失、断开损失。
(效果)
如上所述，根据本实施方式8，通过使用由宽禁带半导体构成的常开型开关元件4，能够使常开型开关元件4的导通损失及开关损失降低，能够以低损失提供小型的逆变器主电路。
(实施方式9)
(构成)
本实施方式9特征在于，在上述实施方式1至实施方式8的任一功率转换装置中，由SIC(碳化硅)、GaN(氮化镓)、金刚石等宽禁带半导体构成高速二极管6。
(作用)
根据本实施方式9，由宽禁带半导体构成的高速二极管6与硅半导体相比，能够将绝缘破坏电场强度增大1位左右，能够实现高速二极管6的高耐压化。例如，即使在硅半导体中高速二极管6是只能使用双极型二极管那样的耐压高的高速二极管，在宽禁带半导体中单极型二极管也可实用。即使是耐压高的高速二极管，通过与实施方式6同样的作用，也能够使反向恢复损失降低，降低高速二极管6的损失。
并且，通过与实施方式6同样的作用，能够降低级联元件21的损失。
若由硅制成高耐压单极型二极管，则导通损失增大，在实际中不能实用。并且硅的单极型二极管(例如肖特基势垒二极管)在出售的物件中高耐压产品为200[V]左右。由宽禁带半导体形成的单极型二极管能够实现高耐压(例如1200[V])的高速二极管6。
(效果)
如上所述，根据本实施方式9，通过使用由宽禁带半导体构成的高速二极管6，能够降低级联元件21的损失，且能够提供小型的功率转换元件。
符号说明
1...直流电源、1p...正侧直流母线、1n...负侧直流母线、2...平流电容器、3...逆变器主电路、4，4u，4v，4w，4x，4y，4z...常开型开关元件、5，5u，5v，5w，5x，5y，5z...常关型开关元件、6，6u，6v，6w，6x，6y，6z...高速二极管、7，7u，7v，7w，7x，7y，7z...级联连接用二极管、8，8u，8v，8w，8x，8y，8z...栅驱动电路、9...负载、10...低电压直流电源、11...常开型开关元件用绝缘型DC/DC转换器、12...栅电阻、13...平流电容器、14...平流电容器、15...信号传递元件、16...逻辑信号反转元件、17...电阻、18...电容器、19...齐纳二极管、20...电阻、21...级联元件、22...电阻、23...齐纳二极管、24...栅驱动用p型MOSFET、25...栅驱动用n型MOSFET、26...栅电阻、27...栅电阻、28...共用电源用绝缘型DC/DC转换器。

Claims (11)

1.一种功率转换装置，其特征在于，具备：
直流电源；
多个主电路开关元件，构成为了将上述直流电源的直流转换为交流而桥接的正极臂及负极臂；
高速二极管，与上述多个主电路开关元件的每个反向并联连接；以及
栅驱动电路，将上述多个主电路开关元件的每个以所期望的定时进行开关，
构成上述正极臂及负极臂的主电路开关元件具有：
常开型开关元件；
常关型开关元件，该常关型开关元件的正极与上述常开型开关元件的负极连接；以及
级联连接用二极管，在上述常开型开关元件的栅与上述常关型开关元件的负极之间正向串联连接，
上述栅驱动电路分别与构成上述主电路开关元件的上述常开型开关元件的栅及上述常关型开关元件的栅连接。
2.一种功率转换装置，其特征在于，具备：
直流电源；
多个主电路开关元件，构成为了将上述直流电源的直流转换为交流而桥接的正极臂及负极臂；
多个高速二极管，分别与上述主电路开关元件反向并联连接；以及
多个栅驱动电路，将上述主电路开关元件的每个以所期望的定时进行开关，
构成上述正极臂的主电路开关元件具有：
常开型开关元件；
常关型开关元件，该常关型开关元件的正极与上述常开型开关元件的负极连接；以及
级联连接用二极管，在上述常开型开关元件的栅与上述常关型开关元件之间正向串联连接，
构成上述负极臂的主电路开关元件具有：
按照各相设置的常开型开关元件；
各相共用的常关型开关元件，该各相共用的常关型开关元件的正极分别与上述各常开型开关元件的负极串联连接；以及
多个级联连接用二极管，分别在上述常开型开关元件的栅与上述常关型开关元件的负极之间正向串联连接，
上述栅驱动电路分别与构成上述主电路开关元件的上述常开型开关元件的栅及上述常关型开关元件的栅连接。
3.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
上述栅驱动电路分别对上述常开型开关元件与上述常关型开关元件进行驱动。
4.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
上述常关型开关元件的耐压选定为比上述常开型开关元件的耐压低。
5.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
上述级联连接用二极管的耐压选定为与上述常关型开关元件的耐压同等。
6.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
上述高速二极管为单极型二极管。
7.根据权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于，
上述单极型二极管为肖特基势垒二极管或结势垒肖特基二极管或PiN/肖特基混合二极管。
8.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
上述常开型开关元件由宽禁带半导体构成。
9.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
上述高速二极管由宽禁带半导体构成。
10.根据权利要求8所述的功率转换装置，其特征在于，
上述宽禁带半导体由碳化硅SiC、氮化镓GaN、金刚石中的任一种构成。
11.根据权利要求9所述的功率转换装置，其特征在于，
上述宽禁带半导体由碳化硅SiC、氮化镓GaN、金刚石中的任一种构成。
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