JP2024518399A - 逆回復電荷低減回路 - Google Patents

Abstract

デバイス内の電流及び電圧の過渡現象を低減又は解消するための方法が、デバイスを提供するステップであって、デバイスがゲートを有するトランジスタを備える、提供するステップと、ゲートを制御するステップであって、正の電流が流れるときゲートが非ゼロ値までオフにされ、負の電流が流れるときゲートがオンにされる、提供するステップとを含み、負の電流を低減し、デバイス内の電流及び電圧の過渡現象を低減又は解消する。

Description

関連出願の相互参照
本願は、２０２１年５月３日に出願された米国仮出願第６３／１８３，２８６号に対する優先権を主張するものであり、これのそれぞれの内容を参照により本明細書に組み込む。

連邦政府による資金提供を受けた研究の記載
適用なし。

本発明は、一般に電力スイッチング用途に関する。詳細には、本発明は、電力スイッチング用途における電流及び電圧過渡現象並びに電流及び電圧過渡現象の悪影響を低減又は解消することに関する。

逆回復電荷は、あらゆる電力スイッチング用途、例えば、モータ制御、ソレノイド制御、又は電力管理における課題である。逆回復電荷は、電力スイッチング用途におけるスイッチのボディダイオードが順バイアスされているとき、ボディダイオードの接合部に蓄積される。この電荷は、順バイアス電流が増加するにつれて増加する。理想的には、順バイアスされたダイオードが突然逆バイアスになると、逆バイアスには電流が流れなくなる。しかしながら、逆回復電荷が蓄積され、順バイアスされたダイオードが突然逆バイアスになると、逆電流が流れ、これは、順バイアスで動作しているときに蓄積された電荷の関数となる。この逆回復電荷によって引き起こされる電流及び電圧過渡現象は、電力スイッチング用途において多くの問題を引き起こす。

一実施形態において、本発明は、デバイス内の電流又は電圧過渡現象を低減又は解消するための方法を含み、これは、デバイスを提供するステップであって、デバイスがゲートを備えたトランジスタを備える、提供するステップと、ゲートを制御するステップであって、正の電流が流れるときゲートが非ゼロ値までオフにされ、負の電流が流れるときゲートがオンにされる、制御するステップとを含み、これによって、デバイス内の電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消する。一態様において、方法は、ゲートの制御を最適化するように、トランジスタの閾値電圧、デバイスの逆閾値電圧、又はその両方を選択するステップをさらに含む。別の一態様において、デバイスは窒化ガリウム又は砒化ガリウムを含む。別の一態様において、トランジスタはボディダイオード及びバックゲートを組み込んでおり、デバイスの逆方向ターンオン電圧がボディダイオードの順閾値電圧未満であり、選択されたバックゲートバイアス電圧をバックゲートに印加して逆閾値電圧を下げるステップをさらに含む。別の一態様において、トランジスタは、ケイ素、炭化ケイ素、窒化ガリウム、又は砒化ガリウムの中又はその上に形成されている。

別の一実施形態において、本発明は、スイッチ内の電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消するための方法を含み、これは、スイッチを提供するステップであって、スイッチがゲートを備えたトランジスタを備える、提供するステップと、スイッチを制御するステップであって、順電流が流れるとき、（１）スイッチのターンオフ電圧が、ゼロより大きくトランジスタの閾値電圧より小さいバイアス電圧であり、（２）ゲートにターンオフ電圧が印加されてスイッチをオフにし、トランジスタに順電流が流れるのを防止し、逆電流が流れるとき、（１）トランジスタの逆ターンオン電圧がトランジスタの逆閾値電圧より大きく、（２）ゲートにターンオン電圧が印加されてスイッチをオンにし、トランジスタに負の電流を流し、これによって電流又は電圧過渡現象を低減又は解消する、制御するステップと、を含む。一態様において、方法は、スイッチの制御を最適化するように、閾値電圧、逆閾値電圧、又はその両方を選択するステップをさらに含む。別の一態様において、トランジスタは窒化ガリウム又は砒化ガリウムの中又はその上に形成されている。別の一態様において、トランジスタはボディダイオード及びバックゲートを組み込んでおり、逆ターンオン電圧はボディダイオードの順閾値電圧未満であり、選択されたバックゲートバイアス電圧をバックゲートに印加して逆閾値電圧を下げるステップをさらに含む。別の一態様において、トランジスタは、ケイ素、炭化ケイ素、窒化ガリウム、又は砒化ガリウムを含む。

別の一実施形態において、本発明は、スイッチ内に電流又は電圧過渡現象を低減又は解消するための方法を含み、これは、スイッチを提供するステップであって、スイッチがゲートを備えたトランジスタを有する、提供するステップと、スイッチを制御するステップであって、順電流が流れるとき、（１）スイッチのターンオフ電圧が、ゼロより大きくトランジスタの閾値電圧より小さいバイアス電圧であり、（２）ゲートにターンオフ電圧が印加されてスイッチをオフにし、トランジスタに順電流が流れるのを防止し、逆電流が流れるとき、（１）トランジスタの逆ターンオン電圧がトランジスタの逆閾値電圧より大きく、（２）ゲートにターンオン電圧が印加されてスイッチをオンにし、トランジスタに負の電流を流し、これによって電流又は電圧過渡現象を低減又は解消する、制御するステップと、を含む。一態様において、この方法は、スイッチの制御を最適化するように、閾値電圧、逆閾値電圧、又はその両方を選択するステップをさらに含む。別の一態様において、トランジスタは窒化ガリウム又は砒化ガリウムの中又はその上に形成されている。別の一態様において、トランジスタはボディダイオード及びバックゲートを組み込んでおり、逆ターンオン電圧はボディダイオードの順閾値電圧未満であり、選択されたバックゲートバイアス電圧をバックゲートに印加して逆閾値電圧を下げるステップをさらに含む。別の一態様において、トランジスタは、ケイ素、炭化ケイ素、窒化ガリウム、又は砒化ガリウムを含む。

別の一実施形態において、本発明は、スイッチを備え、スイッチはゲートを有するトランジスタを有し、順電流が流れるとき、（１）スイッチのターンオフ電圧が、ゼロより大きくトランジスタの閾値電圧より小さいバイアス電圧であり、（２）ゲートにターンオフ電圧が印加されると、トランジスタに順電流が流れず、逆電流が流れるとき、（１）トランジスタの逆方向ターンオン電圧がトランジスタの逆閾値電圧より大きく、（２）ゲートにターンオン電圧が印加されてスイッチをオンにし、トランジスタに負の電流を流し、これによって電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消し、電流及び電圧の過渡現象が低減又は解消される。一態様において、スイッチは、スイッチの制御を最適化するように、閾値電圧、逆閾値電圧、又は両方を選択することをさらに含む。別の一態様において、トランジスタは窒化ガリウム又は砒化ガリウムを含む。別の一態様において、トランジスタはボディダイオード及びバックゲートを組み込んでおり、選択されたバックゲートバイアス電圧がバックゲートに印加されると、逆閾値電圧は低下し、ボディダイオードに逆電流が流れなくなり、逆回復電荷がボディダイオードに蓄積されず、逆ターンオン電圧はボディダイオードの順閾値電圧より小さい。別の一態様において、トランジスタは、ケイ素、炭化ケイ素、窒化ガリウム、又は砒化ガリウムの中又はその上に形成されている。

別の一実施形態において、本発明は、電力コンバータを備え、電力コンバータはゲートを含むトランジスタを有するスイッチを備え、順電流が存在するとき、（１）スイッチのターンオフ電圧が、ゼロより大きくトランジスタの閾値電圧より小さいバイアス電圧であり、（２）ゲートにターンオフ電圧が印加されると、トランジスタに順電流が流れず、逆電流が存在するとき、（１）トランジスタの逆ターンオン電圧がトランジスタの逆閾値電圧より大きく、（２）ゲートにターンオン電圧が印加されてスイッチをオンにし、トランジスタに負の電流を流し、これによって電流又は電圧過渡現象を低減又は解消し、電流及び電圧過渡現象が低減又は解消される。

別の一実施形態において、本発明は、キットを備え、キットはゲートを含むトランジスタを有するスイッチを備え、順電流が流れるとき、（１）スイッチのターンオフ電圧が、ゼロより大きくトランジスタの閾値電圧より小さいバイアス電圧であり、（２）ゲートにターンオフ電圧が印加されると、トランジスタに順電流が流れず、逆電流が流れるとき、（１）トランジスタの逆ターンオン電圧がトランジスタの逆閾値電圧より大きく、（２）ゲートにターンオン電圧が印加されてスイッチをオンにし、トランジスタに負の電流を流し、これによって電流又は電圧過渡現象を低減又は解消し、電流及び電圧過渡現象が低減又は解消される。

本発明の特徴及び利点のより完全な理解のため、ここで本発明の詳細な説明を添付の図とともに参照する。
ダイオード並びにダイオードにおける電圧及び電流の経時的挙動を示す図である。 異なる遷移時間での図１Ｂのダイオードにおける電流の経時的挙動を示す図である。 先行技術の電力スイッチング回路を示す図である。 図２Ａに示す先行技術の電力スイッチング用途における電圧及び電流の経時的挙動を示す図である。 寄生インダクタンスを備えた図２Ａの先行技術の電力スイッチング回路を示す図である。 図３Ａに示すような先行技術の電力スイッチング用途における電圧及び電流の経時的挙動を示す図である。 本発明の一実施形態、電力スイッチング用途のロースイッチを示す図である。 逆バイアスモードにおける図４のロースイッチを示す図である。 図５のロースイッチの抵抗駆動を示す図である。 本発明の一実施形態、ドライバ段を備えた電力スイッチング回路及び時間遅延回路を備えた並列クランピングデバイスを示す図である。 図７Ａの電力スイッチング回路における電圧の経時的挙動を示す図である。 本発明の一実施形態、ドライバ段を備えた電力スイッチング用途、並列クランピング回路、及びフィードバックモニタリングを示す図である。 図８Ａの電力スイッチング回路における電圧の経時的挙動を示す図である。 本発明の一実施形態、ワイドバンドギャップロースイッチを示す図である。 図９Ａのスイッチにおける及び先行技術のスイッチにおける電圧の経時的挙動の比較を示す図である。 ４端子スイッチ及びボディダイオードを備えた３端子スイッチの等価性を示す図である。 本発明の一実施形態、４端子スイッチを示す図である。 図１１Ａの４端子スイッチにおける電圧の経時的挙動の１つの類型を示す図である。 図１１Ａの４端子スイッチにおける電圧の経時的挙動の別の１つの類型を示す図である。

本願のシステムの例示的な実施形態を以下に説明する。明確にするために、実際の実装のすべての特徴が本明細書で説明されるわけではない。いかなるこのような実際の実施形態の開発においても、実装ごとに異なる、システム関連及びビジネス関連の制約との準拠のような、開発者の固有の目標を達成するため、多数の実装固有の決定を行わなければならないことがもちろん理解されるであろう。また、このような開発努力は複雑で時間がかかるかもしれないが、それでも本開示の恩恵を受ける当業者にとっては日常的な作業であろうことが理解されるであろう。

本明細書において、デバイスが添付の図面に描かれているとき、様々な構成要素間の空間的関係及び構成要素の様々な側面の空間的配向に言及することがある。しかしながら、本願を完全に読んだ後の当業者によって理解されるように、本明細書に記載のデバイス、部材、装置などは、任意の所望の配向に配置することができる。したがって、本明細書に記載のデバイスは任意の所望の方向に配向することができるため、様々な構成要素間の空間的関係を説明する、又はこのような構成要素の側面の空間的配向を説明する「上方」、「下方」、「上部」、「下部」などの用語の使用は、それぞれ、構成要素間の相対的関係又はこのような構成要素の側面の空間的配向を説明するように理解されるべきである。

逆回復時間は、モータ制御、ソレノイド制御、又は電力管理にかかわらず、あらゆる電力スイッチング用途における課題である。逆回復電荷は、ダイオードが順バイアスされているとき、その接合部に蓄積される（図１Ａ）。電荷レベルは、順バイアス電流が増加するにつれて増加する。理想的には、順バイアスされたダイオードが突然逆バイアスになると、逆バイアスには電流が流れなくなる。しかしながら、逆回復電荷が蓄積され、順バイアスされたダイオードが突然逆バイアスになると、逆電流が流れ、これは、順バイアスで動作しているときに蓄積された電荷の関数となる。順バイアスから逆バイアスへの遷移時間が減少すれば、逆回復からの電流ピークは増加することになる（図１Ｂ）。

図１Ａは、閾値電圧がＶ_ｄのダイオード１００及び（ダイオード１００の上方の矢印によって示されるように）これを流れる順電流を示す。電圧１０５は、電圧１０５が順バイアス電圧Ｖ_ｆから逆バイアス電圧Ｖ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}へ切り替えられるときのダイオード１００にわたる電圧の経時的挙動である。理想電流Ｉ_ｄ１１０は、電圧１０５が順バイアス電圧Ｖ_ｆから逆バイアス電圧Ｖ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}へ切り替えられるとき、理想ダイオードとしてのダイオード１００を流れる電流の経時的挙動であり、電圧１０５がＶ_ｆである間、理想電流Ｉ_ｄ１１０が流れ、電圧１０５がＶ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}である間、理想電流Ｉ_ｄ１００が流れない。実際の電流Ｉ_ｄ１１５は、電圧１０５が順バイアス電圧Ｖ_ｆから逆バイアス電圧Ｖ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}へ切り替えられるときの現実的な実際のダイオード１００を流れる電流の経時的挙動であり、実際の電流Ｉ_ｄ１１５は、電圧１０５がＶ_ｆにある間は流れ、実際の電流Ｉ_ｄ１１５は、電圧１０５が順バイアス電圧Ｖ_ｆにある間は流れ、Ｖ_ｆからＶ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}への切り替え後の短期間、減少する振動過渡電流Ｉ_ｄ１１５として流れる間、逆回復電荷Ｑ_ｒｒがダイオード１００の接合部に蓄積されるため、ダイオード１０５が逆バイアス電圧Ｖ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}に切り替えられると、振動してゼロ電流に減少する。図１Ｂに示すように、過渡的な実際の電流Ｉ_ｄのピークは、Ｖ_ｆからＶ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}への遷移時間が減少するにつれて増加し、点線として示す実際の電流Ｉ_ｄ１２０は、比較的短い遷移時間で比較的高いピークを有し、実線として示す実際の電流Ｉ_ｄ１２５は、比較的長い遷移時間で比較的低いピークを有する。

図２Ａは、ハイスイッチＭ１ ２１０及びロースイッチＭ２ ２２５を含むトーテムポールスイッチ構成を備えた、バックスイッチングレギュレータ用途における、先行技術の電力スイッチング回路２００を示す。ハイスイッチＭ１ ２２０及びロースイッチＭ２ ２２５は、それぞれボディダイオードを備えた例示的な金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）として示され、この寄生ダイオードは、図２Ａに示すように、ハイスイッチＭ１ ２２０及びロースイッチＭ２ ２２５のＭＯＳＦＥＴに固有である。より具体的には、電力スイッチング回路２００は、入力電源電圧Ｖ_ｐ２０５のための入力、ハイスイッチＭ１ ２１０、ハイゲート電圧Ｖ_ｇＨ２１５のための入力、順電流Ｉ_１２２０、ロースイッチＭ２ ２２５、ローゲート電圧Ｖ_ｇＬ２３５のための電圧源Ｖ_ｄｄ２３０、逆電流Ｉ_２２４０、負荷インダクタＬ_１２４５、負荷コンデンサＣ_１２５０、及び出力電圧Ｖ_０２５５のための出力を含む。

代表的な先行技術の電力スイッチング回路２００において、効率を向上させるため、電流Ｉ_２が負荷インダクタＬ_１２４５及び負荷コンデンサＣ_１２５０をフリーホイールしているとき、ロースイッチＭ_２２２５はオン状態である。出力電圧Ｖ_０２５５が減少すると、ハイスイッチＭ１ ２１０をオン状態へ切り替えることによって、入力電源電圧Ｖ_ｐ２０５を入力することによって入力電源からより多くのエネルギーを提供しなければならない。ハイスイッチＭ１ ２１０からロースイッチＭ２ ２２５への貫通電流を防止するため、ハイスイッチＭ１ ２１０がオン状態へ切り替えられる前に、ロースイッチＭ２ ２２５をオフ状態へ切り替えなければならない。ハイスイッチＭ１ ２１０とロースイッチＭ２ ２２５の両方がオフ状態にある期間はデッドタイムである。ロースイッチＭ２ ２２５をオフ状態へ切り替えるため、電圧源Ｖ_ｄｄ２３０を０ボルトに遷移させる。ロースイッチＭ２ ２２５がオフ状態へ切り替えられるときに始まるデッドタイム中、ロースイッチＭ２ ２２５のボディダイオードの順バイアス接合部に逆回復電荷Ｑ_ｒｒが蓄積される。ハイスイッチＭ１ ２１０がオン状態へ切り替えられ、デッドタイムが終了すると、逆回復電荷Ｑ_ｒｒ及び順電流Ｉ_１２２０がハイスイッチＭ１ ２１０を流れる。ロースイッチＭ２ ２２５のボディダイオードに蓄積された逆回復電荷Ｑ_ｒｒのピーク及びｄＩ_ｒｒ／ｄｔを最小化するため、図１Ｂにおける実際の電流Ｉ_ｄ１２５について示すように、オフ状態からオン状態への遷移時間を増加させることができるが、スイッチング損失の増加及び電力効率の低減という犠牲が伴う。

図２Ｂは、ローゲート電圧Ｖ_ｇＬ曲線２６０として示すローゲート電圧Ｖ_ｇＬ２３５、ハイゲート電圧Ｖ_ｇＨ曲線２６５として示すハイゲート電圧Ｖ_ｇＨ２１５、及び電流曲線２７５として一緒に示す電流Ｉ_１２２０及び電流Ｉ_２２４０の経時的挙動を示す。電流Ｉ_１は、ローゲート電圧が０Ｖに設定され、デッドタイムが始まると流れる。ハイゲート電圧Ｖ_ｇＨ２１５がハイスイッチＭ１ ２１０をオン状態へ切り替えるように設定されると、デッドタイムが終了し、逆回復電荷Ｑ_ｒｒが電流曲線２７５の過渡部分２７０として流れる。

図３Ａは、ハイスイッチＭ１ ２１０、ロースイッチＭ２ ２２５、電流Ｉ_１２２０、電流Ｉ_２２４０、寄生インダクタンスＬ_ｐ１２８０、寄生インダクタンスＬ_ｐ２２８５、寄生インダクタンスＬ_ｐ３２９０、及び寄生インダクタンスＬ_ｐ２２８５と寄生インダクタンスＬ_ｐ３２９０との間の出力スイッチピン電圧Ｖ_ｓｗ２９２を備えた代表的な先行技術の電力スイッチング回路２００を示す。（１）寄生インダクタンスＬ_ｐ１２８０、Ｌ_ｐ２２８５、及びＬ_ｐ３２９０の合計Ｌ_ｐｓｕｍと（２）ロースイッチＭ２ ２２５のボディダイオードに蓄積された逆回復電荷Ｑ_ｒｒのｄＩ_ｒｒ／ｄｔの積が寄生インダクタンス電圧過渡現象に変換される。ハイスイッチＭ１ ２１０は、この寄生インダクタンス電圧過渡現象のピークに耐えることが可能でなければならないが、ハイスイッチＭ１ ２１０のブレークダウン電圧が増加するにつれて、（１）オン状態におけるハイスイッチＭ１ ２１０のドレインソース間抵抗Ｒ_ｄｓＯＮと（２）ハイスイッチＭ１ ２１０の面積の全体の積は増加し、効率をより低く保つため、ハイスイッチＭ１ ２１０のサイズを増加させなければならない。これらを考慮すると、ハイスイッチＭ１ ２１０及びロースイッチＭ２ ２２５のタイプ及びサイズ、寄生を最小化する基板レイアウトの管理、及び代表的な先行技術の電力スイッチング回路２００の出力のスイッチング特性においてトレードオフを行うことが要求される。

図３Ｂは、電流Ｉ_２曲線２９５として示す電流Ｉ_２２４０、及び電圧Ｖ_ｄｓ曲線２９９として示すハイスイッチＭ１ ２１０のドレインソース間電圧Ｖ_ｄｓ２９７の経時的挙動を示す。ハイスイッチＭ１ ２１０がオン状態へ切り替えられると、デッドタイムが終了し、逆回復電荷Ｑ_ｒｒが電流Ｉ_２曲線２９５の過渡部分２９６として流れ、ハイスイッチＭ１ ２１０のドレインソース間電圧Ｖ_ｄｓ２９７が増加し、寄生インダクタンス電圧過渡ピーク２９８を含む。

この問題に対する解決策は、蓄積され得る逆回復電荷を解消又は低減することである。逆回復電荷の解消又は低減は、デバイスＭ２のターンオフ電圧レベルをゲート制御することによって達成される。図４に示すように、デバイスＭ２のゲートはＶｂｉａｓレベルでオフになる。ＶｂｉａｓはＭ２の閾値電圧（Ｖｔ）より低い電圧に設定される。したがって、ドレインに正の電圧が印加された場合、電流ＩｘがドレインからソースへＭ２を通って流れることはない。

図４は、本発明の一実施形態、電力スイッチング用途のロースイッチＭ２ ４００を示す。ロースイッチＭ２ ４００はボディダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴを含む。バイアス電圧Ｖ_ｂｉａｓ４０５のための電圧源も示されており、ロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ４０７のための入力に接続されている。電流Ｉ_ｘも示されている。ロースイッチＭ２ ４００は、ロースイッチＭ２ ４００のターンオフ電圧レベルをゲート制御することによって、逆回復電荷Ｑ_ｒｒに関連する問題に対する解決策を提示する。ロースイッチＭ２ ４００の順閾値電圧Ｖ_ｔより低い電圧にバイアス電圧Ｖ_ｂｉａｓ４０５を設定することによって、ロースイッチＭ２ ４００のゲートがバイアス電圧Ｖ_ｂｉａｓ４０５でオフ状態へ切り替えられる。ロースイッチＭ２ ４００のドレインに正の電圧が印加されれば、電流Ｉ_ｘ４１０はゼロになり、すなわち、電流Ｉ_ｘ４１０がロースイッチＭ２ ４００のドレインからソースへ流れることはない。

図５は、バイアス電圧Ｖ_ｂｉａｓ４０５のための電圧源、ロースイッチＭ２ ４００のためのゲートソース間電圧Ｖ_ｇｓ４１０、逆ソース電圧Ｓ_ｒｅｖ４１５、及び逆ドレイン電圧Ｄ_ｒｅｖ４２０、及び電流Ｉ_２４２５を備えた、ロースイッチＭ２ ４００を示す。図５はまた、負荷インダクタＬ_１４３０、負荷コンデンサＣ_１４３５、及び出力電圧Ｖ_０４４０のための出力に接続された状態を示す。ロースイッチＭ２ ４００が構成要素である電力スイッチングデバイスの再循環モードにおいて、電流Ｉ_２は図示のように流れることになり、ロースイッチＭ２ ４００において、ソース及びドレインは逆になり、それぞれ逆ドレイン及び逆ソースになる。逆ドレイン電圧Ｄ_ｒｅｖ４２０は、０ボルトで接地されて示されている。ロースイッチＭ２ ４００の順モード及び逆モードについて、バックゲートバイアシング、すなわち、ボディダイオードに印加されるバイアス電圧は、順モードにおけるソース電圧及び逆モードについての逆ソース電圧Ｓ_ｒｅｖ４１５に関して異なる電圧にあるため、ロースイッチＭ２ ４００の逆閾値電圧Ｖ_{ｔ－ｒｅｖｅｒｓｅ}は順閾値電圧Ｖ_ｔより小さくなる。逆ドレイン電圧Ｄ_ｒｅｖ４２０が０ボルトで接地されると、逆ソース電圧Ｓ_ｒｅｖ４１５は負の電圧となる。本明細書に記載するように逆回復電荷Ｑ_ｒｒの蓄積を解消するため、逆ドレイン逆ソース間電圧はボディダイオードの順バイアス電圧より大きくすべきでない。ボディダイオードの順バイアス電圧は通常＋０．６Ｖとすることができる。ボディダイオードが順バイアスされないようにするため、ゲートソース間電圧Ｖ_ｇｓ４１０から逆閾値電圧Ｖ_{ｔ－ｒｅｖｅｒｓｅ}を引いたものが、ロースイッチＭ２ ４００を逆バイアスオン状態へ切り替えるのに十分な大きさでなければならない。図５は、ボディダイオードの順バイアス電圧が通常の＋０．６Ｖであるときの逆ソース電圧Ｓ_ｒｅｖ＝－０．６Ｖについて及び接地された逆ドレイン電圧Ｄ_ｒｅｖ＝０Ｖについての代表値を示す。したがって、逆ドレイン逆ソース間電圧Ｄ_ｒｅｖ－Ｓ_ｒｅｖ＝０Ｖ－（－０．６Ｖ）＝＋０．６Ｖである。全体のゲート逆ソース間電圧Ｖ_ｂｉａｓ－Ｓ_ｒｅｖ＝Ｖ_ｂｉａｓ－（－０．６Ｖ）＝Ｖ_ｂｉａｓ＋０．６Ｖが逆閾値電圧Ｖ_{ｔ－ｒｅｖｅｒｓｅ}より大きいとき、ロースイッチＭ２ ４００は逆バイアスオン状態へ切り替えられ、逆回復電荷Ｑ_ｒｒの蓄積が解消される。

図６は、ゲートソース間電圧Ｖ_ｇｓ４１０が逆バイアスオン状態におけるロースイッチＭ２ ４００について抵抗駆動Ｒ_ｄｓｏｎ４４５を生成することを示す。逆回復電荷Ｑ_ｒｒの蓄積を解消するため、（１）抵抗Ｒ_ｄｓｏｎ４４５と（２）電流Ｉ_２４２５の積はロースイッチＭ２ ４００のボディダイオードの順バイアス電圧Ｖ_ｆ４４７より小さくなければならない。しかしながら、ボディダイオードが順バイアスを行っても、電流Ｉ_２の一部のみが逆回復電荷Ｑ_ｒｒに寄与することになり、代表的な先行技術の電力スイッチング回路２００のロースイッチＭ２ ２２５のような、ターンオフ電圧レベルがゲート制御されないロースイッチＭ２についての逆回復電荷Ｑ_ｒｒの蓄積と比較して、ロースイッチＭ２ ４００についての逆回復電荷Ｑ_ｒｒを低減する。

この技術を設計に実装することができるいくつかの方法がある。図７Ａ及び７Ｂは、Ｖｂｉａｓ電圧を設定するダイオードＤ３と直列のドライバ段Ｍ３及びＭ４を示す。加えて、並列クランピングデバイスＭ５を配置して、ドレイン電圧が上昇し始めたときにゲートソース間電圧をゼロに引き下げることができる。これは、ドレインからゲートへのミラー容量（Ｃｍ）がドレイン上のこの電圧過渡中にゲート上へ電荷を注入するとき、Ｍ２デバイスがオンに戻るのを軽減するのにも役立つ。

図７Ａは、本発明の一実施形態、ロースイッチＭ２ ４００を含む電力スイッチング回路７００を示す。電力スイッチング回路７００において、ドライバ段７０５は、ドライバ段入力電圧Ｖ_ｄｄ７１０のための入力、ドライバスイッチＭ４ ７１５、ドライバスイッチＭ４ ７２０、及びドライバダイオードＤ３ ７２５、及びドライバスイッチＭ３ ７２０とドライバダイオードＤ３ ７２５の接続部でドライバダイオード電圧Ｖ_Ｄ３７３０を含む。ドライバ段７０５は、ロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ４０７のためのバイアス電圧Ｖ_ｂｉａｓを設定するために使用される。

図７Ａに示す実施形態において、並列クランピングデバイスＭ５ ７３５が示されている。並列クランピングデバイスＭ５ ７３５は、ロースイッチＭ２ ４００のドレイン電圧が上昇し始めるとき、ゲートソース間電圧Ｖ_ｇＬ４０７を０Ｖに引き下げるために使用される。この作用は、ロースイッチＭ２ ４００のドレインからゲートまでのミラー容量Ｃ_ｍ７４０として知られる寄生容量がドレインでの電圧の上昇中にロースイッチＭ２ ４００のゲート上へ電荷を注入するとき、ロースイッチＭ２ ４００がオン状態へ切り替わるのを防止するのに役立つ。並列クランピングデバイスＭ５ ７３５は遅延回路７４５によってドライバ段７０５から制御することができる。

図７Ｂは、図７Ａに示す実施形態について電圧曲線７５５としてロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ４０７及び電圧曲線７６０としてハイスイッチゲート電圧Ｖ_ｇＨ４５０の経時的挙動を示す。ロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ４０７はドライバ段入力電圧Ｖ_ｄｄ７１０として始まり、次いでロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ４０７はドライバダイオード電圧Ｖ_Ｄ３７３０に変化する。遅延回路７４５によって導入される時間遅延Δｔの後、ロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ４０７は０Ｖに変化する。時間遅延Δｔの間、ハイスイッチゲート電圧Ｖ_ｇＨ４５０は、ハイスイッチＭ１（図７Ａには図示せず）をオン状態へ切り替えるように変化する。並列クランピングデバイスＭ５ ７３５はドライバ段７０５とロースイッチＭ２ ４００のドレイン電圧のフィードバックモニタリングの組み合わせによって制御することもできる。

図８Ａ及び８Ｂは、Ｍ２のドレイン電圧が上昇し始めると即座にフィードバックを提供する昨今の技術を示しており、これによりＣｍコンデンサからＭ２が不用意にオフになることが防止される。図８Ａは、論理ゲート８１０が並列クランピングデバイスＭ５ ７３５のゲートを制御する一実施形態を示し、論理ゲート８１０は入力として（１）ドライバスイッチＭ３及びＭ４のゲートでの電圧及び（２）デバイス８１２の出力を使用する。ロースイッチＭ２ ４００のドレイン電圧Ｖ_ｓｗ８０５が上昇し始めると、並列クランピングデバイスＭ５はオン状態へ切り替えられ、ミラー容量Ｃ_ｍ７４０がロースイッチＭ２ ４００のゲート上へ電荷を注入するとき、ロースイッチＭ２ ４００がオン状態へ切り替わるのが防止される。図８Ａはまた、ドライバ段入力電圧Ｖ_ｄｄ７６５、ハイスイッチ７７０、ハイスイッチゲート電圧Ｖ_ｇＨ７７５のための入力、及びハイスイッチドレイン電圧Ｖ_Ｄ７８０を示す。

図８Ｂは、電圧曲線８１５としてロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ４０７、電圧曲線８２０としてロースイッチＭ２ ４００のドレイン電圧Ｖ_ｓｗ８０５、及び電圧曲線８２５としてハイスイッチゲート電圧Ｖ_ｇＨ７７５の経時的挙動を示す。ロースイッチゲート電圧Ｖ_Ｌ４０７はドライバ段入力電圧Ｖ_ｄｄ７６５で始まり、次いでドライバダイオード電圧Ｖ_Ｄ３７３０に変化する。ロースイッチＭ２ ４００のドレイン電圧Ｖ_ｓｗ８０５は０Ｖと－０．６Ｖの代表電圧との間の電圧で始まり、ロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ４０７がドライバダイオード電圧Ｖ_Ｄ３７３０に変化すると、－０．６Ｖの代表電圧に変化する。次いでハイスイッチゲート電圧Ｖ_ｇＨ７７５がハイスイッチ７７０をオン状態へ切り替えるように変化し、ハイスイッチゲート電圧Ｖ_ｇＨ７７５が上昇するにつれて、ロースイッチＭ２ ４００のドレイン電圧Ｖ_ｓｗ８０５が上昇する。ロースイッチＭ２ ４００のドレイン電圧Ｖ_ｓｗ８０５が０Ｖに達すると、並列クランピングデバイスＭ５はオン状態へ切り替えられる。したがって、ミラー容量Ｃ_ｍ７４０がロースイッチＭ２ ４００のゲート上へ電荷を注入するとき、ロースイッチＭ２ ４００がオン状態へ切り替わるのが防止される。

加えて、図７Ａ及び８Ａに示す実施形態について、ロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ４０７のためのバイアス電圧Ｖ_ｂｉａｓが、ロースイッチＭ２ ４００からの電流感知増幅器からのフィードバックによって補償される動的に調整される値である他の技術を使用することができる。これにより逆方向における最大ゲート逆ソース間電圧駆動が可能になる。

加えて、低電流ダイオード電圧が監視され、ロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ４０７のためのバイアス電圧Ｖ_ｂｉａｓを調整することができるロースイッチＭ２ ４００からのタップオフＦＥＴからフィードバックループを達成することができる。加えて、ロースイッチＭ２ ４００の閾値電圧Ｖ_ｔを最適化する技術に対して改善を行うことができる。ロースイッチＭ２ ４００の閾値電圧Ｖ_ｔを作ることによって、ロースイッチＭ２ ４００は逆バイアスモードにおいて単位面積当たりより多くの駆動強度を有することができる。

図９Ａは、窒化ガリウム（ＧａＮ）を含むロースイッチのようなワイドバンドギャップロースイッチが、窒化ガリウム（ＧａＮ）を含むロースイッチのような電力スイッチング回路９００において使用される本発明の一実施形態を示す。図９Ａは、ロースイッチゲート電圧Ｖ_ｇＬ９１０、ロースイッチドレイン電圧Ｖ_ｄＬ９１５、及びロースイッチソース電圧Ｖ_ｓＬ９２０を備えたワイドバンドギャップロースイッチ、並びにハイスイッチドレイン電圧Ｖ_Ｄ９２７及びハイスイッチゲート電圧Ｖ_ｇＨ９３０を備えたハイスイッチ９２５を示す。負荷インダクタＬ_１９３５及び負荷コンデンサＣ_１９４０を含む負荷９０５も示されている。動作中、メイクビフォアブレーク９５５中の時間に電流がロースイッチソース９２０からロースイッチドレイン９１５へ流れると、ゲートソース間電圧Ｖ_ｇｓＡが中間レベル電圧Ｖ_ｍｉｄ９５５に置かれる。この実施形態を使用することによって、ドレインソース間電圧Ｖ_ｄｓＡの最大負の電圧を最小化することができる。この実施形態の使用により、生成されるノイズの低減が支援される。

図９Ｂは、図９Ａのワイドバンドギャップロースイッチを含む電力スイッチング回路（図９Ｂの部分「Ａ」）における及び先行技術の電力スイッチング回路（図９Ｂの部分「Ｂ」）における電圧の経時的挙動を比較している。部分「Ｂ」の先のスイッチの最大ドレインソース間電圧は図９Ａのワイドバンドギャップスイッチの最大ドレインソース間電圧より大きいため、部分「Ｂ」の先行技術のスイッチにおける電力損失は、先行技術に対する改良である、図９Ａのワイドバンドギャップスイッチの電力損失より大きい。

図１０は、典型的なケイ素又は炭化ケイ素のスイッチが実際には４端子デバイスであることを示す。ゲートＧ１００５、ドレインＤ１０１０、ソースＳ１０１５、及びバックゲートＢＧ１０２０を有するスイッチ１０００において、バックゲート１０２０はソースＳ１０１５につながれている。スイッチ１０００は、ゲートＧ１０３０、ドレインＤ１０３５、ソースＳ１０４０、及びボディダイオード１０４５を有するスイッチ１０２５と等価である。

図１１Ａは、本発明の一実施形態、ケイ素又は炭化ケイ素を含み、ゲートＧ１１０５、ソースＳ１１１０、ドレインＤ１１１５、バックゲートＢＧ１１２０、ゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５のための電圧源、及びバックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０のための電圧源を有する４端子スイッチ１１００を示す。ゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５とバックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０の両方を、スイッチが逆バイアスモードにあるときに電流がソースＳ１１１０からドレインＤ１１１５へ流れるとき、スイッチ１１００のオン状態抵抗をさらに低減するように調整することができる。これを達成するため、ゲートソース間電圧を中間レベルの電圧に置くことができ、バックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０も中間レベルの電圧に置くことができ、これにより閾値電圧が減少し、スイッチが逆バイアスモードにあるとき、ソースＳ１１１０からドレインＤ１１１５へ電流が流れている状態で駆動力を増大してスイッチ１１００の電流を低減する。ゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５とバックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０の任意の組み合わせを使用することができる。

図１１Ｂは、ゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５及びバックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０が同時に変化するときのスイッチ１１００について、電圧曲線１１３５として示すゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５及び電圧曲線１１４０として示すバックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０の経時的挙動を示す。

図１１Ｃは、スイッチ１１００について、電圧曲線１１４５として示すゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５及び電圧曲線１１５０として示すバックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０の経時的挙動を示す。これは、ゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５が高状態から中間状態へ遷移する前にバックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０が電圧バックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０へ作動する、図１１Ｂの別のタイミングの一実施形態である。加えて、ゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５が中間状態から低状態へ遷移した後、バックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０が中間状態から低状態へ遷移する。この条件でゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５及びバックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０の電圧を制御することによって、ゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５が高状態から中間状態へ及び中間状態からゼロ（０Ｖ）を含む低状態へ遷移するとき、ゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ１}１１２５について閾値電圧の安定したシフトが提供される。バックゲートバイアス電圧Ｖ_{ｂｉａｓ２}１１３０を非ゼロ状態に維持することも可能であるため、これは動的に切り替わらなくてもよい。

本明細書で教示されるアプローチは、炭化ケイ素用途（ＳｉＣ）、窒化ガリウム、又は砒化ガリウムで使用することもできる。バイアス電圧と閾値電圧の任意の組み合わせを、順方向ではオフ状態及び負方向ではオン状態の要件を満たす正又は負の値のいずれかに設定することができる。

本明細書で教示されるアプローチは、ハイサイド駆動、ローサイド駆動、ハイ及びローサイド、又は１又は２以上のＦＥＴの任意の組み合わせのような、構成の任意の組み合わせで使用することもできる。

本明細書で教示されるアプローチは、電力調節、ライン終端用の１又は２以上のスイッチ、ＤＣモータドライバ、誘導モータドライバ、トランスデューサドライバ、ソリッドステートヒューズスイッチ、バッテリ管理、ＡＣからＤＣへの電力変換、ＤＣからＡＣへの電力変換、又は電力補正のような、電流若しくは電圧のスイッチング又は電流及び電圧のスイッチングの任意の組み合わせで使用することもできる。

バイアス電圧と閾値電圧の任意の組み合わせを、順方向ではオフ状態及び負方向ではオン状態の要件を満たす正又は負の値のいずれかに設定することができる。

順方向でのオンからオフ状態及び負方向でのオン状態の要件を満たすオン電圧からバイアス電圧への遷移の任意の組み合わせが本発明に含まれる。遷移は、ステップ関数、線形段階的、又は非線形段階的遷移のいずれかとすることもできる。

本明細書に記載の特定の実施形態は、本発明の限定としてではなく例示として示されていることが理解されよう。本発明の主な特徴は、本発明の範囲から逸脱することなく様々な実施形態において使用することができる。当業者は、ただの日常的な実験を用いて、本明細書に記載の具体的な手順に対する多数の均等物を認識する、又は確認することができるであろう。このような均等物は、本発明の範囲内にあると見なされ、請求項によってカバーされる。

本明細書に記載のすべての刊行物及び特許出願は、本発明が関係する当業者の技能のレベルを示している。すべての刊行物及び特許出願が、各個々の刊行物又は特許出願が参照により組み込まれると具体的かつ個々に示された場合と同程度に、参照により本明細書に組み込まれる。

請求項及び／又は明細書において「ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ（含む）」という用語と併せて用いられるときの「ａ」又は「ａｎ」という単語の使用は、「１」を意味することができるが、これは「１又は２以上」、「少なくとも１つ」、及び「１又は１より多い」の意味とも一致する。請求項における「又は」という用語の使用は、本開示は代替物及び「及び／又は」のみに言及する定義を支持しているが、代替物のみを指すように明示的に示され、又はこれらの代替物が相互に排他的でない限り、「及び／又は」を意味するように用いられる。本願を通して、「約」という用語は、ある値が、デバイスについての固有の誤差の変動、その値を決定するために使用される方法、又は研究対象間に存在する変動を含むことを示すために用いられる。

本明細書及び請求項において用いられるとき、「ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ」（及び「ｃｏｍｐｒｉｓｅ」及び「ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ」のような、ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇのあらゆる形態）、「ｈａｖｉｎｇ（有する）」（及び「ｈａｖｅ」及び「ｈａｓ」のような、ｈａｖｉｎｇのあらゆる形態）、「ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ（含む）」（及び「ｉｎｃｌｕｄｅｓ」及び「ｉｎｃｌｕｄｅ」のような、ｉｎｃｌｕｄｉｎｇのあらゆる形態）又は「ｃｏｎｔａｉｎｉｎｇ（含む）」（及び「ｃｏｎｔａｉｎｓ」及び「ｃｏｎｔａｉｎ」のような、ｃｏｎｔａｉｎｉｎｇのあらゆる形態）という単語は、包括的すなわちオープンエンドであり、追加の、記載されていない要素又は方法ステップを除外しない。本明細書に提供される構成物及び方法のいずれかの実施形態において、「ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ」は、「ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ ｅｓｓｅｎｔｉａｌｌｙ ｏｆ（本質的に～からなる）」又は「ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ ｏｆ（からなる）」に置き換えることができる。本明細書で用いられるとき、「ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ ｅｓｓｅｎｔｉａｌｌｙ ｏｆ」という句には、指定された完全体（integer）又はステップ、並びに特許請求された発明の特徴又は機能に実質的に影響を及ぼさないものが要求される。本明細書で用いられるとき、「ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ（構成する）」という用語は、記載された完全体（integer）（例えば、特徴、要素、特色、特性、方法／プロセスステップ又は限定）又は完全体（integer）（例えば、特徴、要素、特色、特性、方法／プロセスステップ、又は限定）の群のみの存在を示すために用いられる。

本明細書で用いられるような「又はこれらの組み合わせ」という用語は、その用語に先行する列挙された項目のすべての順列及び組み合わせを指す。例えば、「Ａ、Ｂ、Ｃ、又はこれらの組み合わせ」は、Ａ、Ｂ、Ｃ、ＡＢ、ＡＣ、ＢＣ、又はＡＢＣの少なくとも１つを、そして特定の文脈において順序が重要であれば、ＢＡ、ＣＡ、ＣＢ、ＣＢＡ、ＢＣＡ、ＡＣＢ、ＢＡＣ、又はＣＡＢも含むように意図されている。この例で続けると、ＢＢ、ＡＡＡ、ＡＢ、ＢＢＣ、ＡＡＡＢＣＣＣＣ、ＣＢＢＡＡＡ、ＣＡＢＡＢＢ、などのような、１又は２以上の項目又は用語の繰り返しを含む組み合わせが明示的に含まれる。当業者は、他が文脈から明らかでない限り、通常、任意の組み合わせにおける項目又は用語の数に制限がないことを理解するであろう。

本明細書で用いられるとき、限定はしないが、「約」、「実質的な」又は「実質的に」のような近似の言葉は、そのように修正されたとき、必ずしも絶対的又は完全ではないと理解される状態であるが、その状態を存在するものとして指定することを保証するのに十分に近いと当業者に見なされるであろう状態を指す。説明が変動し得る程度は、どれくらい大きく変化が起こり、それでも当業者に、修正された特徴を、修正されていない特徴の要求される特色及び能力を依然として有するものとして認識させることができるかに依存することになる。一般に、しかし先行する議論を条件として、「約」のような近似の語によって修正される本明細書の数値は、記載された値から少なくとも±１、２、３、４、５、６、７、１０、１２又は１５％だけ変動し得る。

本明細書に開示及び特許請求されたデバイス及び／又は方法のすべては、本開示に照らして過度の実験なしに作製及び実行することができる。本発明のデバイス及び方法を特定の実施形態の観点において説明してきたが、本発明の概念、精神及び範囲から逸脱することなく、本明細書に記載の構成物及び／又は方法に、そして方法のステップ又はステップのシーケンスにおいて変形を適用することができることは当業者には明らかであろう。当業者に明らかなすべてのこのような同様の代替例及び修正例は、添付の請求項によって定義されたような本発明の精神、範囲及び概念の範囲内であると見なされる。

さらに、以下の請求項に記載されたようなものを除き、本明細書に示す構造又は設計の詳細に対して限定は意図されない。したがって、上に開示された特定の実施形態を変更又は修正することができることは明らかであり、すべてのこのような変形は本開示の範囲及び精神内にあると見なされる。したがって、本明細書で求められる保護は、以下の請求項に記載されているとおりである。

本発明の範囲から逸脱することなく、本明細書に記載のシステム及び装置に対して修正、追加、又は省略を行うことができる。システム及び装置の構成要素は統合又は分離することができる。また、システム及び装置の動作は、より多い、より少ない、又は他の構成要素によって実行することができる。これらの方法は、より多い、より少ない、又は他のステップを含むことができる。加えて、任意の適切な順序でステップを実行することができる。

特許庁、及び本願に関して発行されるいかなる特許のいかなる読者も本明細書に添付の請求項を解釈するのを支援するため、出願人は、添付された請求項のいずれも、米国特許法第１１２条の段落（ｆ）が本願の出願の日に存在しているため、「のための手段」又は「のためのステップ」という言葉が特定の請求項において明示的に用いられていない限り、これを適用することを意図していないことを特記したい。

Claims (20)

1. デバイス内の電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消するための方法であって、
   前記デバイスを提供するステップであって、前記デバイスがゲートを備えたトランジスタを備える、前記提供するステップと、
   前記ゲートを制御するステップであって、正の電流が流れるとき前記ゲートが非ゼロ値までオフにされ、負の電流が流れるとき前記ゲートがオンにされる、前記制御するステップと
   を含み、
   これによって、前記デバイス内の電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消する、前記方法。
2. 前記ゲートの制御を最適化するように、前記トランジスタの閾値電圧、前記デバイスの逆閾値電圧、又はその両方を選択するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記デバイスが窒化ガリウム又は砒化ガリウムを含む、請求項１に記載の方法。
4. 前記トランジスタがボディダイオード及びバックゲートを組み込んでおり、前記デバイスの逆方向ターンオン電圧が前記ボディダイオードの順閾値電圧未満であり、
   選択されたバックゲートバイアス電圧を前記バックゲートに印加して逆閾値電圧を下げるステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
5. 前記トランジスタが、ケイ素、炭化ケイ素、窒化ガリウム、又は砒化ガリウムの中又はその上に形成されている、請求項４に記載の方法。
6. スイッチ内の電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消するための方法であって、
   前記スイッチを提供するステップであって、前記スイッチがゲートを備えたトランジスタを備える、前記提供するステップと、
   前記スイッチを制御するステップであって、
   順電流が流れるとき、（１）前記スイッチのターンオフ電圧が、ゼロより大きく、前記トランジスタの閾値電圧より小さいバイアス電圧であり、（２）前記ゲートに前記ターンオフ電圧が印加されて前記スイッチをオフにし、前記トランジスタに前記順電流が流れるのを防止し、
   逆電流が流れるとき、（１）前記トランジスタの逆ターンオン電圧が前記トランジスタの逆閾値電圧より大きく、（２）前記ゲートにターンオン電圧が印加されて前記スイッチをオンにし、前記トランジスタに負の電流を流し、これによって、電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消する、前記制御するステップと
   を含む、前記方法。
7. 前記スイッチの制御を最適化するように、前記閾値電圧、前記逆閾値電圧、又はその両方を選択するステップをさらに含む、請求項６に記載の方法。
8. 前記トランジスタが窒化ガリウム又は砒化ガリウムの中又はその上に形成されている、請求項６に記載の方法。
9. 前記トランジスタがボディダイオード及びバックゲートを組み込んでおり、前記逆ターンオン電圧が前記ボディダイオードの順閾値電圧未満であり、
   選択されたバックゲートバイアス電圧を前記バックゲートに印加して前記逆閾値電圧を下げるステップをさらに含む、請求項６に記載の方法。
10. 前記トランジスタが、ケイ素、炭化ケイ素、窒化ガリウム、又は砒化ガリウムを含む、請求項９に記載の方法。
11. スイッチ内に蓄積された逆回復電荷から電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消するための方法であって、
    前記スイッチを提供するステップであって、前記スイッチがゲートを備えたトランジスタを有し、前記トランジスタがボディダイオード及びバックゲートを組み込んでいる、前記提供するステップと、
    前記スイッチを制御するステップであって、
    順電流が流れるとき、（１）前記スイッチのターンオフ電圧が、ゼロより大きく、前記トランジスタの閾値電圧より小さいバイアス電圧であり、（２）前記ゲートに前記ターンオフ電圧が印加され、前記トランジスタに前記順電流が流れないようにし、
    逆電流が流れるとき、（１）前記トランジスタの逆ターンオン電圧が前記トランジスタの逆閾値電圧より大きく、（２）前記ゲートにターンオン電圧が印加されて前記スイッチをオンにし、前記トランジスタに負の電流を流し、これによって、蓄積された逆回復電荷から電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消する、前記制御するステップと
    を含む、前記方法。
12. 前記スイッチの制御を最適化するように、前記閾値電圧、前記逆閾値電圧、又はその両方を選択するステップをさらに含む、請求項１１に記載の方法。
13. 前記トランジスタが、ケイ素、炭化ケイ素、窒化ガリウム、又は砒化ガリウムの中又はその上に形成されている、請求項１１に記載の方法。
14. スイッチであって、
    ゲートを有するトランジスタを備え、
    順電流が流れるとき、（１）前記スイッチのターンオフ電圧が、ゼロより大きく、前記トランジスタの閾値電圧より小さいバイアス電圧であり、（２）前記ゲートに前記ターンオフ電圧が印加されると、前記トランジスタに前記順電流が流れず、
    逆電流が流れるとき、（１）前記トランジスタの逆方向ターンオン電圧が前記トランジスタの逆閾値電圧より大きく、（２）前記ゲートにターンオン電圧が印加されて前記スイッチをオンにし、前記トランジスタに負の電流を流し、これによって、電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消し、電流及び電圧過渡現象が低減又は解消される、前記スイッチ。
15. 前記スイッチの制御を最適化するように、前記閾値電圧、前記逆閾値電圧、又はその両方を選択することをさらに含む、請求項１４に記載のスイッチ。
16. 前記トランジスタが窒化ガリウム又は砒化ガリウムを含む、請求項１４に記載のスイッチ。
17. 前記トランジスタがボディダイオード及びバックゲートを組み込んでおり、選択されたバックゲートバイアス電圧が前記バックゲートに印加されると、前記逆閾値電圧が低下し、前記ボディダイオードに前記逆電流が流れなくなり、逆回復電荷が前記ボディダイオードに蓄積されず、前記逆ターンオン電圧が前記ボディダイオードの順閾値電圧未満である、請求項１４に記載のスイッチ。
18. 前記トランジスタが、ケイ素、炭化ケイ素、窒化ガリウム、又は砒化ガリウムの中又はその上に形成されている、請求項１７に記載のスイッチ。
19. スイッチであって、
    ゲートを有するトランジスタを備え、
    順電流が流れるとき、（１）前記スイッチのターンオフ電圧が、ゼロより大きく、前記トランジスタの閾値電圧より小さいバイアス電圧であり、（２）前記ゲートに前記ターンオフ電圧が印加されると、前記トランジスタに前記順電流が流れず、
    逆電流が流れるとき、（１）前記トランジスタの逆方向ターンオン電圧が前記トランジスタの逆閾値電圧より大きく、（２）前記ゲートにターンオン電圧が印加されて前記スイッチをオンにし、前記トランジスタに負の電流を流し、これによって、電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消し、電流及び電圧の過渡現象が低減又は解消される、前記スイッチ
    を備える、電力コンバータ。
20. スイッチであって、
    ゲートを有するトランジスタを備え、
    順電流が流れるとき、（１）前記スイッチのターンオフ電圧が、ゼロより大きく、前記トランジスタの閾値電圧より小さいバイアス電圧であり、（２）前記ゲートに前記ターンオフ電圧が印加されると、前記トランジスタに前記順電流が流れず、
    逆電流が流れるとき、（１）前記トランジスタの逆方向ターンオン電圧が前記トランジスタの逆閾値電圧より大きく、（２）前記ゲートにターンオン電圧が印加されて前記スイッチをオンにし、前記トランジスタに負の電流を流し、これによって、電流又は電圧の過渡現象を低減又は解消し、電流及び電圧の過渡現象が低減又は解消される、前記スイッチ
    を備える、キット。