CN109962699A - 用于控制mosfet开关模块的方法和装置 - Google Patents

用于控制mosfet开关模块的方法和装置 Download PDF

Info

Publication number
CN109962699A
CN109962699A CN201811585220.XA CN201811585220A CN109962699A CN 109962699 A CN109962699 A CN 109962699A CN 201811585220 A CN201811585220 A CN 201811585220A CN 109962699 A CN109962699 A CN 109962699A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch module
mosfet
switch
voltage
module
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201811585220.XA
Other languages
English (en)
Inventor
H·格莱斯
M·格斯克
P·斯库祖帕克
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Energy Transformation Of Electrical Energy Science And Technology Ltd Of General Electric
Original Assignee
Energy Transformation Of Electrical Energy Science And Technology Ltd Of General Electric
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Energy Transformation Of Electrical Energy Science And Technology Ltd Of General Electric filed Critical Energy Transformation Of Electrical Energy Science And Technology Ltd Of General Electric
Publication of CN109962699A publication Critical patent/CN109962699A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/163—Soft switching
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H03K17/6874—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor in a symmetrical configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

本发明公开了一种用于控制开关模块(SM1、SM2)之间的负载电流的换向过程的方法和设备，该控制开关模块各自具有栅极‑源极电压(UGS)所控制的MSFET Q1、Q2并且具有本征体反向二极管(D1、D2)。为了减少由寄生电路参数引起的反向二极管(D1，D2)的下换向中的振荡，在断开开关模块(SM1，SM2)中的一个开关模块之后，在另一个开关模块(SM2、SM1)导通之前或导通时，被应用于该开关模块(SM2，SM1)的栅极‑源极控制电压(UGS1，UGS2)暂时被断开直到再次增加到用于将MOSFET(Q1、Q2)导通的阈值电压UTH的附近为止，以便将电流从一个开关模块(SM1，SM2)的反向二极管(D1，D2)换向到另一个开关模块(SM2，SM1)的MOSFET(Q2，Q1)。

Description

用于控制MOSFET开关模块的方法和装置
本申请一般涉及功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)开关模块的控制，并且特别涉及用于控制负载电流从第一功率MOSFET开关模块向第二功率MOSFET开关模块的换向过程的方法和装置。
功率半导体开关用于各种技术领域，例如用于转换电能和用于控制能量流的转换器(诸如针对电机、电动机、发电机)中、用于电力传输、转换和其他应用的功率转换器中。它们可被用于以高达高kHz范围的高开关频率来切换高达数kV的高压。虽然已经建立了绝缘栅双极晶体管(IGBT)，特别是用于稳压驱动器、电源和传输应用，但金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)在高开关频率和低电压下是优选的。鉴于能源成本上升、环保意识增强和竞争压力加大，人们一直希望新的功率半导体开关和由它们组成的功率模块在设计上更紧凑、电感更低、更低价和更高效于生产并能提高性能、功率密度和效率。
对于传统的开关应用，功率半导体开关必须能够承受反向电压。由于其结构，标准IGBT仅能够在一个方向上提供电压和载流。因此，单独的续流二极管通常反并联连接至IGBT器件，其可以容纳相应的阻断电压并允许电流沿相反方向流动。这通常会增加结构体积、构造成本、连接技术和芯片面积，从而增加开关模块的成本。
IGBT也已知其中续流二极管是单片集成的，这些被称为反向导通IGBT(或简称为RC-IGBT)。虽然与IGBT反并联连接的单独二极管的导通行为与IGBT的控制状态无关，但RC-IGBT的集成二极管示出对IGBT控制状态的依赖性。如果RC-IGBT在反向操作中接通，则当本征体二极管承载电流时，产生与本征体二极管并联的附加电流路径，使得并非所有电子都有助于本征体PIN二极管结构的溢流(flooding)。这可能导致在反向操作中跨越二极管或IGBT的不期望的增加的电压降，这导致半导体损耗增加。
为了防止这种情况，DE102009001029A1提出了一种用于控制RC-IGBT的装置和方法，其产生控制信号以控制栅极电极来根据控制信号接通和断开RC-IGBT，当IGBT反向导通时，RC-IGBT的接通被阻断，因此需要电流方向检测以控制和操作装置。
由于具有双极特性，与单极器件(如MOSFET)相比，IGBT具有尾电流并且示出更慢的开关性能。双极组件的阻断和反向恢复时间以及由多数和少数电荷载流子比率引起的相对较高的开关能量限制了最大开关频率。因此，对于具有高开关频率要求的应用，MOSFET越来越多地用于1000V以上的更高电压。此外，MOSFET中不会出现阈值电压。通过欧姆行为在MOSFET中确定吞吐量行为和传导损耗，其特征为电阻RDS(on)。RDS(on)由不同的电阻分量(包括沟道、漂移区、增强层、衬底和其他较小的量)组成。特别是，最近开发的基于碳化硅(SiC)的MOSFET相比传统的基于硅的IGBT具有显着的开关速度优势且具有最大耗尽层温度。SiC MOSFET受益于更宽的带隙，允许相对更薄的器件具有更高的临界场强，从而降低材料成本和产量损失。此外，较大的带隙允许较高的工作温度，这进而允许器件利用率的提高，功率密度增加，并降低半导体冷却系统的成本。SiC MOSFET的开发在技术上尚未完整，这意味着适当的控制策略可以提供额外的优势。
就MOSFET器件而言，如果需要反向导电性，则可以使用它们的本征体二极管。作为双扩散结构(DMOS)，MOSFET形成本征体二极管，也称为反向二极管。在这种结构中，它通常形成PIN二极管，其允许电流从源极连接的衬底反向流动，穿过中间区域到漏极触点。与通常适用于IGBT或相应选择的优化的离散续流二极管相比，MOSFET的本征体内反向二极管在其开关特性方面较差，并且通常由于更高的存储电荷而导致开关损耗增加并且可能有更大的反向电流尖峰。本征二极管通常不会或只是部分优化，因此器件中电荷载流子的分布及其在断开期间的动态可能导致高频振荡和快速开关行为，必须通过适当的接线、控制调整或半导体结构的适当设计进行补偿或优化。然而，使用MOSFET的反向二极管允许减少所需的空间、所使用的芯片面积以及开关模块的结构和连接技术。结合MOSFET的单极结构，它还可以缩短反向恢复时间，从而提高开关频率。对于主要用于功率转换器操作的应用，节省分立的附加二极管代表了可以考虑用于特定应用及其要求的显着成本优势。对于逆变器模式应用，与开关元件相比，二极管的使用很少，这允许在使用MOSFET时节省分立二极管。
包括SiC MOSFET在内的MOSFET的一个缺点是它们对寄生电路参数的开关行为的强依赖性。特别是，当来自反向二极管的电流换向时，断开期间的MOSFET开关模块由于开关模块的漏电感和寄生电容以及极短的上升时间，往往会引起强烈的振荡，由于反向二极管的突然反向电流中断可能出现瞬间断开行为。开关瞬变期间和之后的振荡导致开关损耗增加、高电压峰值和更强的电磁辐射干扰。后者需要昂贵的措施来在稳健性和发射干扰方面改善电磁兼容性(EMC)，并相应地增加制造和部件成本。
SiC MOSFET的载流能力相对有限。因此，在具有较高电流的应用中，必须并联多个MOSFET开关模块以实现所需的载流能力。换向本征体二极管的振荡在此具有特别不利的效果，因为并联连接的反向二极管的这些振荡能相互影响和相互放大。这些振荡的减少对于开关模块的并行化将是极其重要的。
将MOSFET开关模块的反向二极管的这种振荡减小到开关瞬变的常用方法包括增加开关过程中的栅极电阻。例如，2015年丹麦奥尔堡大学能源技术系的Li，Helong“用于多芯片功率模块的碳化硅MOSFET的并联连接”的论文描述了导通和断开栅极电阻增加对SiCMOSFET开关模块开关行为的影响。通过增加栅极电阻，可以减小振荡，从而增加开关损耗。然而，通常，希望将吞吐量和开关损耗最小化。
在Zhenxue Xu等人在IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,2000年9月15日第15卷第5号中公开的“MOS控制的二极管行为的分析和实验方法”，研究了功率MOSFET的不同反向二极管，并且根据它们的行为描述了如何通过适当控制MOSFET来减小用于换向的反向二极管的存储充电和反向电流峰值。在这种情况下，该组件通常用作二极管或在降压转换器电路中的二极管电流方向。对于换向，整个电流通过UGS打开的MOSFET的单极通道传导，而导通模式的通道闭合，PIN二极管的双极结构单独有效。对于开放式通道换向，部件的吞吐量电压低于本征体二极管阈值电压，MOSFET的单极性通道用于换向，从而减少存储充电和返回电流尖峰。
DE10323445B4描述了一种时钟控制DC控制电路，用于在两个受控功率部件、特别是MOSFET之间对电流进行换向，这两个受控功率部件以降压转换器电路的方式连接和操作。特别地，两个功率部件中的一个作为开关元件连接，而另一个功率部件作为续流元件连接。在发起开关元件的断开操作之后，发起续流元件的接通，由此延迟开关元件的断开，然后开关元件完全断开，并且由此在开关元件完全断开期间的预定时间段中延迟续流元件的接通，然后完全接通。通过使用受控的续流元件，实现了开关元件不再相对较慢且干扰关键的固有续流二极管来确定换向，而是另一个可任意快速切换的功率元件用作续流元件。由于与开关开关元件分离的空转元件的主动控制，可以最小化损耗而不产生额外的发射干扰。
基于此，本发明的目的是提出一种方法，利用该方法可以消除传统单极功率半导体开关的上述缺点。特别地，本发明的目的是提供一种用于控制从第一MOSFET开关模块到第二MOSFET开关模块的负载电流的换向过程的方法和装置，其允许在相应的开关瞬态期间和之后，在MOSFET开关模块的本征体反向二极管的电流的换向中减小由MOSFET开关模块的寄生电感和电容引起的振荡，从而促进开关模块的并行可切换性并改善其电磁兼容性。特别是，用于与MOSFET开关模块一起使用的方法和装置，例如，基于SiC的、必须适用于各种应用的功率转换器，包括开关模块的高频脉冲。此外，该方法和装置应当能够实现一种控制，该控制允许改进换向而与下行换向MOSFET开关模块中的电流方向无关。在这个意义上，该方法通常应当用在功率转换器中而与电流方向无关。
为了实现这个目的，提供了一种用于控制负载电流从第一开关模块到第二开关模块的换向过程的方法和装置，其具有权利要求1或10的特征。根据本发明的特别有利的实施例是从属权利要求的目的。
根据本发明的第一方面，提供了一种用于控制负载电流从第一开关模块到第二开关模块的换向过程的方法，其中第一和第二开关模块各自包括第一和第二MOSFET(即，本征体MOSFET结构)以及第一或第二本征体反向二极管。第一和第二MOSFET可以由栅极-源极电压控制，以接通(即，导通)或者断开(即，使其不导通)。该方法包括将第一控制电压施加到第一开关模块以将其断开第一时间段的步骤，其中第一控制电压的电平低于预定阈值电压，在高于阈值电压的情况下第一MOSFET变为最低程度地导电。第一时间段经选择为使得第一反向二极管基本上完全承载负载电流。该方法还包括在第一时间段之后将第二控制电压施加到第一MOSFET开关模块持续第二时间段以影响第一反向二极管的断开行为的步骤。第二控制电压具有介于第一控制电压的电平和第一开关模块的阈值电压的电平之间的中间电平。该方法进一步包括将第三控制电压施加到第二MOSFET开关模块以将其导通的步骤，其中第三控制电压的电平高于预定阈值电压，在高于阈值电压的情况下第二MOSFET变为最低程度地导电，从而导致从第一反向二极管到第二MOSFET的负载电流的换向。该方法进一步包括在第二时间段届满之后向第一开关模块施加第四控制电压，第四控制电压的电平低于第二控制电压的中间电平，以阻断第一开关模块或将其保持在阻断状态。
本发明基于以下发现：MOSFET开关模块与其反向二极管的断开行为可以通过MOSFET的选择性控制而受到积极影响，特别是适当选择控制电压高低和路线用于反向电流操作，即反向二极管的电流流动方向。通过施加第一控制电压，第一开关模块的第一MOSFET快速安全地断开，从而消除了两个开关模块短路特别是桥接短路的风险，消除了第二开关模块的后续的导通，并且实现了由相关的第一反向二极管快速承载负载电流。与在没有先前的第一控制电压的情况下立即施加中间阶段的情况相比，这还导致整体上更快和更安全的切换操作。
具有高于第一控制电压的电平的中间电平的第二控制电压的后续中间阶段导致在切换瞬态期间和之后与本征体二极管相互作用的与传统MOSFET部件相关联的振荡的减少。第二控制电压的中间电平低于第一MOSFET的阈值电压，并且优选地刚好低于它，高于零电压。不希望受理论束缚，据信通过暂时将控制电压增加到接近阈值电压，可以影响MOSFET的沟道以减小沟道电阻并影响装置中的电荷载流子分布，其中在换向过程中，反向二极管的断开性能受到积极影响。对于反向电流方向的操作，未接通的MOSFET的针对性控制(即，控制电压略低于阈值电压)使得可以通过影响欧姆特性来优化二极管的断开行为并且可以优化组件内的电荷载体分布。通过针对性减小沟道电阻并影响PIN结构中的电荷载流子分布来实现二极管的换向行为，而不导通MOSFET。通过适当的控制以有利的方式使用这两种效果。因此，对功率半导体以及例如功率转换器系统是不利的或甚至是有害的正常发生的振荡可以被有效地衰减，并且可以影响二极管的切换行为，而不需要增加外部栅极电阻。对于并联MOSFET开关元件的操作，可以显著降低组件内和并联组件之间的振荡，这对于更快的换向过程(如对于MOSFET和特别是SiC-MOSFET组件是典型的)非常重要。
在有利地影响第一反向二极管的断开行为之后，可以通过适当的第三控制电压以及施加到第一开关模块的相应减小的第四控制电压导通第二MOSFET开关模块，以致使负载电流从第一反向二极管到第二MOSFET的最终、快速和彻底的换向。尽管插入了第二控制电压的中间阶段，但是根据本发明的切换序列中的切换时间可以保持非常低。这允许开关模块的切换频率在几Hz到kHz的范围内，或者非常高的切换频率，优选地，几十或几百kHz。对于低功率应用，甚至在MHz范围内的切换频率是可能的。因此，该方法使得开关模块的使用适合于不同的应用。
在根据本发明的方法的优选实施例中，在从第一开关模块到第二开关模块的每个换向过程中以及从第二开关模块到第一开关模块的每个换向过程中，第二控制电压具有介于用于断开下换向开关模块的第一控制电压的电平和下换向开关模块的阈值电压的电平之间的中间电平的第二控制电压是独立于电流方向来施加的。换句话说，当在正向电流方向中操作下换向开关模块时以及在反向电流方向中操作下换向开关模块时，在施加第三控制电压以完全导通电流被换向到的其他开关模块之前施加具有中间电平的第二控制电压。有利地，然后不需要通过开关模块检测电流方向，这降低了电路和控制复杂性。
在替代实施例中，仅在当在反向电流方向操作下换向开关模块的换向过程中使用该方法，并且可以改善相关联的下换向反向二极管的断开行为。换句话说，在施加第三控制电压以完全导通其他开关模块之前，在从第一开关模块到第二开关模块以及从第二开关模块到第一开关模块的每个换向过程中，仅当反向电流方向上的瞬时负载电流流过下换向开关模块时施加具有在用于断开下换向开关模块的第一控制电压的电平和下换向开关模块的阈值电压的电平之间的中间电平的第二控制电压。为此，通过开关模块适当地检测电流流动方向。
独立于上述实施例，在有利实施例中，负载电流被换向到的开关模块的导通可以在两个或更多个阶段中执行，至少具有低于完全导通开关模块的第三控制电压的电平并且高于阈值电压的控制电压的中间阶段。在开关模块中发生短路的情况下，短路电流电平因此可以通过降低的控制电压的中间电平来限制。此外，该措施允许减少检测部件中的短路的努力。
第一和第二开关模块可以有利地布置在的公共的换向电路中并且经由线路元件以直接或间接导电的方式连接。它们可以优选地以导电方式彼此直接串联连接。然而，其他组件也可以插入第一和第二开关模块之间。
在某些应用中，第一和第二开关模块形成半桥电路，该半桥电路可以连接到DC电压源，例如，功率转换器的DC电压中间电路等。开关模块之间的连接点可以形成桥接抽头，负载，特别是具有电感元件的交流(AC)负载(例如，发电机、电动机等)可以连接到该桥接抽头。其他电路(例如全桥电路)也可以使用根据本发明的方法来创建和操作。
在本发明的优选实施例中，该方法是用于功率转换器的控制方法的一部分，其中，第一和第二开关模块形成功率模块，该功率模块形成功率转换器的至少一个相分支。功率转换器可以具有任何拓扑结构，特别是任何设计的两阶段、三阶段或多阶段、单相或多相功率转换器，例如，NPC、NPP或其他目前已知或未来开发的设计。特别是，对于具有高达几MW的功率的KHz范围内的高开关频率的功率转换器或者在MHz范围内低于1kW的低功率应用，该方法是非常合适的。换向二极管的减小的振荡改进了切换行为，减小了开关损耗并改善了关于整个功率转换器的鲁棒性和发射的电磁兼容性。
功率转换器可以具有与相数对应的一定数量的相分支，优选地具有三个相分支，每个相分支具有互相串联和/或并联的一个或多个第一开关模块以及互相串联和/或并联连接的一个或多个第二MOSFET开关模块。优选地，存在相同数量的第一和第二开关模块以产生功率转换器的对称结构。这种功率转换器可以有利地用于不同的应用，包括用于驱动器的控制，用于电源和分配。
在特别优选的应用中，功率转换器的每个功率模块或每个相支路具有互相并联连接的两个或更多个第一开关模块以及互相并联连接的两个或更多个第二开关模块。第一和第二开关模块相对于彼此同步切换。开关模块的并联连接允许在高功率范围内的相应应用的更高的总电流承载能力。减小的下换向逆二极管的振荡减小了互相并联连接的开关模块的影响，同时还通过均衡切换行为来确保改进的动态电流分布。原则上，单个栅极驱动器单元足以控制并联连接的多个开关模块。优选地，每个开关模块与栅极驱动器单元相关联，其中栅极驱动器单元由公共控制单元同步控制。
根据上述实施例中的任一个的方法可以进一步包括从更高级控制接收切换请求信号，其中响应于接收切换请求信号而施加第一控制电压。开关请求信号可以是例如是与第一开关模块相关的断开请求信号。第一和第二开关模块的单独的导通和断开信号可以由更高级控制的控制装置接收，于是控制电压施加到开关模块以及将控制电压施加到开关模块的时序由公共控制装置协调。然而，还可以仅将来自更高级控制的单个切换信号发送到公共控制装置，然后该公共控制装置可以在所需的时间序列中自动生成所有控制电压或导致所有控制电压的生成。
在上述实施例的任一个的方法中，在施加第一控制电压之前的时间段中，控制电压可以有利地被施加到第一开关模块，其电压电平高于第一开关模块的第一MOSFET的阈值电压，使得第一开关模块变为导电的。同时，可以存在具有低于第二开关模块的第二MOSFET的阈值电压的电压电平的控制电压或者可以将该控制电压施加到第二开关模块，使得第二开关模块被阻断。
在上述方法中的任一个中，可以预先设置第一时间段，使得在施加具有中间电平的第二控制电压之前，在假设的操作条件下，第一反向二极管承载来自所述第一MOSFET的负载电流的至少90％，优选地至少95％。
附加地或替代地，可以在第二时间段期间将第三控制电压施加到第二开关模块。这两个步骤至少可以在时间上重叠以最小化切换时间。
特别地，可以有利地确定该方法的时间顺序，使得第三控制电压在第二周期(t2)内施加到第二开关模块，并且在第四控制电压被施加到第一开关模块之前，第二MOSFET然后承载来自第一反向二极管的负载电流的至少90％，并且优选地至少95％。
根据本发明的方法特别适用于碳化硅(SiC)MOSFET，其具有极高开关速度、高最大允许耗尽层温度、低控制和元件功耗损耗的优点以及为良好操作行为以及电源模块和由它们创建的电源转换器的高效率的基础。在这方面，第一和第二MOSFET优选为SiC MOSFET。不管第一和第二MOSFET是否基于SiC，第一和第二MOSFET优选地具有相同的导电类型，即n沟道或p沟道MOSFET。n沟道SiC MOSFET由于其固有特性而特别优选。原则上，p沟道MOSFET或甚至n型和p型的组合也是可能的。
在上述方法中的任一个的示例性实施例中，处于导电状态的第一或第二开关模块的控制电压的电平可以是大约15-25V，并且优选地是大约20V，并且当阈值电压在大约2到7V的范围内时的第三控制电压的电平。第一和第四控制电压的电平可以是大约0到-10V，并且优选地是大约-5V。在只影响沟道电阻但必须防止MOSFET的导通状态的情况下，第二控制电压的中间电平可以是大约-10至+4V，例如在-3和+1V之间。
在进一步的实施例中，还可以在第一时间段期间将第一控制电压的电平设置在中间电压电平和第四控制电压的电平之间，即高于第四控制电压的电平，以进一步影响MOSFET的断开行为和反向二极管的换向行为。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于控制负载电流从第一开关模块到第二开关模块的换向过程的装置，其中第一和第二开关模块各自包括可以由栅极-源极电压控制的第一和第二MOSFET并且具有第一和第二本征体反向二极管。控制装置具有栅极控制装置，该栅极控制装置与更高级控制器通信地连接以从该更高级控制器获得二进制切换请求信号。栅极控制装置进一步被配置为执行如上所述的方法。关于控制装置的不同实施例、效果和优点，参考在本文中相应地应用的根据本发明的方法的上述描述。
为了实现根据本发明的方法，控制装置优选地具有至少一个栅极驱动器单元，其能够产生至少三个不同的电压电平以控制相关的开关模块，其中电压电平包括第一、第二和第三控制电压的电平。
在根据本发明的控制装置和根据本发明的方法的特别优选的实施方式中，至少一个栅极控制装置单元可以具有第一可控开关和第二可控开关，第一可控开关一方面连接到正电压电位并且另一方面经由合闸电阻器连接到第一或第二开关模块的栅极，第二可控开关一方面连接到负电压电位，另一方面经由分闸电阻器连接到第一和第二开关模块的同一栅极。可以有利地设定电压电位、合闸电阻器和分闸电阻器，使得当两个开关同时导通时，第二控制电压的中间电平被施加到第一和第二开关模块的栅极并且优选地在MOSFET的阈值电压的范围内，由此可以有利地构造该方法而无需更复杂的驱动阶段。
本发明实施例的进一步有利细节由从属权利要求、附图和相关说明书得出。下面基于附图更详细地描述本发明，附图示出了本发明的示例性实施例，但不是限制性的，其中在所有附图中使用相同的附图标记来表示相同的元件。该附图具体为：
图1是在原理大幅简化的图示中，根据本发明的一个实施例的具有切换至半桥的开关模块的功率模块的示意图。
图2示出了根据本发明的一个实施例的用于控制根据图1的功率模块的开关模块的方法。
图3是表示执行图2的方法时的控制信号的时序图。
图4示出了在没有(虚线)和有(实线)根据本发明的方法断开时开关模块之一处的电压和电流的时间曲线(a)、和(b)得到的功率流动。
图5以高度简化的示意图示出了根据本发明的修改实施例设计用于更高载流容量的功率模块。
图6示出了用于在执行根据本发明的方法时控制开关模块的栅极驱动器单元的一个实施例。
图7以简化表示示出了用于在执行根据本发明的方法时控制开关模块的栅极驱动器单元的又一个实施例。
图1以高度简化的示意图示出了根据本发明一个实施例的示例性功率模块10。电源模块10具有两个开关模块SM1和SM2，它们由控制装置11控制，以受控方式从DC电源(DC+/DC-)向负载12供电。可以容易地看出，开关模块SM1和SM2通过彼此串联连接并且连接在DC电源的正极端子13和负极端子14(这里未示出)之间而形成半桥。
DC电压源也可以是逆变器的DC中间电路和施加到通过对AC电压整流获得的端子13,14的DC电压UDC。例如，图1示出了具有DC中间电路15的一个实施例，该DC中间电路15由连接在DC端子13,14之间并且其连接点连接到局部参考点N的两个串联连接的DC链路电容器C1，C2形成。优选地，电容器C1，C2具有相同的电容，使得在电容器C1，C2两端电压降基本相同，每个电压降对应于DC电压UDC的一半。
每个开关模块SM1和SM2具有至少一个与二极管D并联的第一晶体管Q。具体地，第一开关模块SM1具有与第一二极管D1反并联的第一晶体管Q1，而第二开关模块SM2具有与第二二极管D2反并联的第二晶体管Q2。虽然这里将具有晶体管Q1和二极管D1的半桥6的上开关模块SM1称为“第一”，而将具有晶体管Q2和二极管D2的下开关模块SM2称为“第二”，但这仅用于将两个开关模块彼此区分开，并不表示任何顺序或重要性。用于开关模块SM1和SM2及其组件的表达“第一”和“第二”也可以互换。
在所示实施例中，第一晶体管Q1和第二晶体管Q2是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。术语MOSFET在本文中应理解为表示所有绝缘栅极场效应晶体管，也称为IGFET，与栅极材料是金属还是其他材料例如掺杂的多晶硅、氮化锗等无关，例如在这方面，术语MOSFET或MOSFET结构通常用于晶体管Q1或Q2。在任何情况下，开关模块SM1，SM2都是单极元件，在电流布线中仅使用多数载流子，换言之，电子或p空穴。例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)中双极特性、存储充电和尾电流导致相对较长的开关时间，而与之相对，在单极半导体元件中很大程度上消除了这种影响，从而可以实现明显更高的开关频率。如图1所示，具有MOSFET开关模块SM1和SM2的功率模块10也可用于数十或数百kHz的kHz范围甚至MHz范围的极高开关频率。特别优选地，开关模块SM1，SM2基于碳化硅(SiC)制造。SiC MOSFET在极高开关频率、高最大耗尽层温度、低控制和器件功耗损耗方面具有显著优势。它们允许良好的操作行为并由此产生功率模块的高效率。然而，基于硅的MOSFET，例如也可以使用掺杂的多晶硅。
如图1中进一步所示，这里使用的MOSFET Q1，Q2是n沟道型。n沟道MOSFET的特性优于p沟道MOSFET，并且可以更容易地进行布线和控制。然而，这里也可以使用p沟道MOSFET。
二极管D1和D2是对应晶体管Q1或Q2的本征体二极管。如本领域技术人员所熟知的，MOSFET形成双扩散结构，其包括源极和漏极之间的p-n结。当MOSFET在反向操作时，例如在n沟道MOSFET中或例如当向源极施加比向漏极施加更高的电压时，这种转变变为导通。由于这是与正常操作相反的反向，因此该本征p-n结也称为反向二极管。使用MOSFET Q1，Q2的本征体反向二极管，可以在正向和反向两个方向上进行操作，与用于此目的的反并联例如至IGBT的分立二极管相比，功率模块10中的空间和成本节省是显而易见的。
返回图1，第一MOSFET Q1的漏极端子D连接到DC电源的正极端子13，而其源极端子S连接到第二MOSFET Q2的漏极端子D。第二MOSFET Q2的源极端子S连接到DC电源的负极端子4。晶体管Q1，Q2的栅极和源极端子G，S进一步耦合到控制装置11。
两个开关模块SM1和SM2之间的连接点形成桥接抽头17，负载12连接到桥接抽头17。特别地，负载12连接在桥接抽头17和这里的局部参考点N之间。负载12是交流电压或交流负载(ACT负载)，例如，由电源模块10供电的电机。通常，负载12具有欧姆和电感分量。
为了控制功率模块10，使用具有评估和控制单元18以及栅极驱动器单元19,21的控制装置11。评估和控制单元18可通信地连接至上级控制(这里未示出)，并且被配置为控制从上级控制接收的开关请求信号22，用于以协调的方式导通和断开开关模块SM1，SM2和栅极驱动器单元19,21作为对开关请求信号22的响应，以实现开关模块SM1，SM2的导通和断开。栅极驱动器单元19,21分别连接到第一和第二MOSFET Q1和Q2的栅极和源极端子G，S，并且通过施加适当的栅极-源极控制电压UGS来导通相应的MOSFET Q1和Q2使得它变为导通，或者将它们断开使它不导通或被阻断。众所周知，当电压UGS大于特定阈值电压UTH时，MOSFETQ1和Q2可以导通，而在低于阈值电压UTH的栅极-源极控制电压UGS时，相应的MOSFET被断开。如下面更详细说明的，栅极驱动器单元19,21被配置为产生不同电平的控制电压UGS，包括高于阈值电压UTH的电压、在阈值电压附近和低于阈值电压的第二控制电压、以及远低于阈值电压的第三控制电压，并将它们施加到晶体管Q1，Q2。在已知的方式中，对于取决于用于转移寄生电容和栅极电容的电流的MOSFET的导通和断开，不需要必要的控制电流，这样栅极驱动器单元19,21有利地不需要具有任何显著的载流能力。栅极驱动器单元19,21两者可通信地连接到评估和控制单元18，以从其接收控制信号23,24，然后切换相应的晶体管Q1和Q2。
在操作中，控制装置11以调制方式控制第一开关模块SM1和第二开关模块SM2，其开关频率为例如数kHz或数十kHz的高频率，例如从DC电源电压开始到DC端子13,14，以在为负载12供电的输出端子17处产生具有所需频率例如50或60Hz的AC电压和AC电流。必须理解的是，功率模块10也可以在相反的方向上操作，用于利用从AC端子17到DC端子13,14的能量流进行电压整流，并且相应地应用实施例。在任何情况下，控制装置11以互补的方式操作开关模块SM1，SM2，使得当第一开关模块SM1导通时，第二开关模块SM2同时被阻断，当第二开关模块SM2导通时，第一开关模块SM1同时被阻断。必须防止两个开关模块SM1，SM2同时导电的操作，因为这将导致连接到电源端子13,14的DC电压源的短路。
当第一开关模块SM1导电而第二开关模块SM2被阻断时，桥接抽头17连接到正极电源端子(DC+)13，向负载12提供正电源电压。电流例如在从正极电源端子13通过第一MOSFETQ1的输出侧AC电压的正半周期期间流动，并且如果MOSFET内的负载电流上的电压降超过二极管D1的阈值电压并将其导通，则通过第一二极管D1进入负载12中。
如果随后开关模块SM1断开，而第二开关模块SM2继续被阻断，则电感负载12保持电流流动。在这种情况下，该电流首先由第一开关模块SM1的第一本征体二极管D1实现，当第一MOSFET Q1断开时，一旦其正向电压超过吞吐电压，就在开关模块SM1的反向流动方向上传导电流。
随后，当第二开关模块SM2导通并变为导电时，桥接抽头17与负极电源端子(DC-)14耦合，在一些实施例中，负极电源端子也可以接地。一旦第一开关模块SM1的反向二极管D1的磁通电压下降到低于吞吐电压，则反向二极管D1被阻断，并且电流从其换向到第二开关模块SM2的第二MOSFET Q2。
如果第二开关模块SM2之后断开然后第一开关模块SM1再次导通，则条件反转，使得电流最终由第一导电开关模块SM1再次传送，而第二开关模块SM2被阻断。重复这些过程。
在转换中，当第一开关模块SM1断开且负载电流为正并且第二开关模块SM2导通时，流过第一开关模块SM1的本征体二极管D1的电流必须换向到第二开关模块SM2的MOSFETQ2。(以下说明同样适用于当电流从第二开关模块SM2的反向二极管D2换向到第一开关模块SM1的MOSFET Q1时的转换。)当反向二极管D1(或D2)因二极管的吞吐电压低于吞吐电压而断开时，由于非优化的断开行为、寄生电容和电感，MOSFET的本征体反向二极管趋向于振荡。通过显著的过电压和电流尖峰以及非常高的变化率(du/dt，di/dt)，可以产生反向二极管两端的电压和二极管电流的显著振荡。
为了防止这种情况，根据本发明提供了一种用于控制从开关模块SM1和SM2中的一个开关模块到另一个开关模块SM2或SM1的负载电流的换向过程的方法，由此至少可以在换向过程期间显著地减少这样的振荡。下面将参考图2和图3更详细地解释根据本发明的方法。
图2示出用于将第一MOSFET开关模块(例如，图1中的SM1)的负载电流换向到第二MOSFET开关模块(例如，图1中的SM2)的根据本发明的方法26的流程图。在图3中以高度简化的方式示出了可用于方法26中的合适的栅极-源极控制电压UGS1和UGS2的示例性时间分布。在步骤S1处，方法26开始，在步骤S1之后由较高级别的控制在步骤S2中接收切换请求。切换请求可以是例如图1中的切换请求信号22。该切换请求信号22可以是指示了例如是否必须导通上开关模块SM1或下开关模块SM2的二进制信号。控制设备11检测和评估切换请求信号22并控制栅极驱动器单元19、21，从而使得该栅极驱动器单元19、21可根据预定的定时方案以合适的控制电压作用于它们的对应的开关模块SM1或SM2。还可以将用于导通或断开的以及用于第一和第二开关模块SM1和SM2的不同的切换请求信号22从较高级别控制发送至控制设备11，以减少后者中的评估和控制工作。
如图3中所示，在接收切换请求之前，在图2中的步骤S2之后，由栅极驱动器单元19施加至第一MOSFET Q1的栅极-源极控制电压USG1在时间段t0中具有正电压电平U0，该正电压电平U0高于MOSFET的阈值电压UTH。第一开关模块SM1因此是导电的，由此这里假定负载电流Iout以在图1中所示的方向流到电路布置中并以相反的流动方向流经第一MOSFET。第二MSDET Q2的栅极-源极控制电压UGS2是负的，并且远低于MOSFET Q2的阈值电压UTH，从而使得后者被阻断。为了简化，假定使用同一类型的开关模块SM1、SM2并且阈值电压UTH对于两个开关模块SM1、SM2是相同的，虽然这并非必不可少的。
回到图2，在步骤S3中接收到切换请求之后，随后将第一控制电压UGS1施加到第一MOSFET开关模块SM1以将该第一MOSFET开关模块SM1断开。如将从图3中看到的，施加第一控制电压持续第一时间段t1，由此第一控制电压的电平U1低于预定阈值电压UTH，在该预定阈值电压以上第一MOSFET Q1最低程度地导电。为了实现将MOSFET Q1快速且安全地切断，远低于阈值电压UTH的负电压被选作控制电压。随后将第一MOSFET Q1切断，而第一反向二极管D1承载负载电流。充分地选择第一时间段t1以使得反向二极管D1能够主要地承载负载电流。这意味着反向二极管D1承载负载电流的至少90％并优选地承载负载电流的至少95％或更多。特别优选地，反向二极管D1应该在时间段t1的末尾处承载负载电流的100％。
在时间段t1期满之后，根据基于图2的方法的步骤S4，将第二控制电压施加至第一开关模块SM1持续第二时间段t2，以影响第一反向二极管D1的截止行为以用于将负载电流Iout随后换向至第二MOSFET Q2。如还在图3中所示的，将第二控制电压的电平U2选择为在第一控制电压的电平U1与阈值电压UTH的电平之间。在图3中所示的示例中，将中间电平U2选择为略低于阈值电压UTH。然而，中间电平U2还可以大约对应于零电压。
已经发现，通过在开关模块SM1的控制中提供临时增加的中间电平U2以用于二极管流动方向上的电流流动，可影响二极管D1的截止行为并通过影响该部件的欧姆特性和电荷载体分布来优化二极管D1的截止行为。特别地，为了在二极管的换向过程期间降低或影响沟道电阻的欧姆部分，可按针对性方式使用中间电平来影响MOSFET Q1的沟道，并且优选地不开启或导通MOSFET(U2<UTH)。已经示出，二极管D1的下换向期间的第二控制电压的中间电平U2加速了其截止过程，并且可通过其显著地降低二极管D1和电流中的振荡和电压峰。这得到了较快的换向过程，该较快的换向过程特别是对于在这里被提供有高频时钟SiC功率半导体的应用而言非常重要。
为了最终影响从第一开关模块SM1的二极管D1到第二开关模块SM2的MOSFET Q2的负载电流的换向，在步骤WS5中将第三控制电压施加至第二开关模块SM2，以导通MOSFETQ2。第三控制电压的电平U3在阈值电压UTH以上，在该阈值电压UTH以上，第二MOSFET Q2最低程度地导电。这在图3中通过图示的下半部分中的电压UGS2的上升沿来示出。如可以进一步地从此看出的，将中间电平U2施加至第一开关模块SM1(步骤S4)和第二开关模块SM2的导通(步骤S5)以如下这样的时间上协调的方式进行：使得在第二时间段t2中的第二开关模块SM2的MOSFET Q2可以至少几乎完全互连。换言之，该时间段(在该时间段内施加第三控制电压U3直到第二开关模块SM2的MOSFET Q2变成完全导电为止)被完全包括在第二时间段t2内或与该第二时间段t2至少在很大程度上重叠。在本文中所使用的意义中，必须理解到，当MOSFET Q1或Q2传导电流的至少90％并优选地传导电流的至少95％或更多时，MOSFET Q1或Q2是完全导电的。
如果在第二时间段t2期满之后确保了该条件，则在方法26的步骤S6中，根据图2，将第四控制电压UGS1施加至第一MOSFET开关模块SM1以完全地阻断该第一MOSFET开关模块SM1或将该第一MOSFET开关模块SM1保持处于阻断状态。在图3中，这在第三时间段t3中被示出，在该第三时间段t3中，第一开关模块SM1的控制电压再次采用负电平U4，该负电平U4大约等于第一控制电压的电平U1，并且在该负电平U4下开关模块SM1可靠地被阻断。第二开关模块SM2的控制电压UGS2也是正的，并且高于阈值电压UTH以便保持第二MOSFET Q2处于导电状态。方法随后在步骤S7结束。
在相反的情况下，如果负载电流流出开关布置(与图1中所示的电流Iout的电流方向相反)，则第二开关模块SM2在二极管流动方向上传导电流，并在相应的切换请求之后断开第二开关模块SM2，并且第一开关模块SM1必须导通，根据与图2的方法相同的方式，结合相应的控制电压UGS1和UGS2，在第一开关模块SM1的MOSFET Q1上执行第二开关模块SM2的二极管D2的换向，由此后者相应地交换两个开关模块SM1和SM2。这在图3中的右侧部分被示出，其中通过对控制电压和时间段提供撇号来区别它们。否则，用于执行该方法的上述陈述也相应地适用于此。
可以将具有根据图2的中间电平U2或U2'的上述切换序列仅应用于例如开关模块SM1，SM2的相应的反向导电操作阶段(在二极管流动方向上)中，从而影响和改进在另一个开关模块SM2或SM1的MOSFET Q2和Q1上的当前换向中的一个开关模块SM1或SM2的相应的反向二极管D1或D2的截止行为。然而，这要求合适的测量，以检测电流流经开关模块的方向。
在优选的实施例中，可以独立于电流方向有利地使用该方法，即，可以在从SM1到SM2且从SM2到SM1的每个电流换向过程中有利地使用该方法，并且在下换向开关模块SM1或SM2中的正向传导模式和反向传导模式这两者中有利地使用该方法。反向二极管的截止过程的有利影响的对应的成功随后仅在当电流从开关模块SM1或SM2的反向二极管D1或D2换向到另一个开关模块SM2或SM1的MOSFET Q2或Q1时发生。当模块SM1和模块SM2交替地导通和断开时，该情况平均在约50％的时间中发生。有利地，随后无需电流方向检测并可以省略电流方向检测。在来自正向操作的电流的换向发生于从一个MOSFET Q1或Q2到另一个反向二极管D2或D1的情况下，在换向期间可以生成小于阈值电压(即UGS<UTH)的中间电平U2或U2’，该中间电平U2或U2’确保没有桥接短路。
如已经提到的，可以使用对存在于元器件中的开关模块SM1或SM2的MOSFET Q1或Q2的沟道电阻和电荷承载分布的有针对性的影响，在不开启沟道的情况下(即，UGS<UTH)减少沟道电阻并防止反向二极管的反向电流击穿，以改善二极管D1或D2的换向行为并减轻和降低设备中的振荡。除了沟道电阻的欧姆部分之外，在二极管的换向过程期间电流从二极管通过并联的MOSFET结构Q1的承载确保了改进的反向恢复行为和较柔和的断开行为。这可以在图4中看到，在该图4中，在图4a中示出下换向过程期间的二极管D1或D2两端的电压的示例性时间分布或流经该二极管D1或D2的电流的示例性时间分布。在图4a中利用虚线示出了未实施根据本发明的方法26的电压和电流并将该电压和电流指定为u1和i1，而利用实线绘制出实施根据本发明的方法所得到的电压和电流并将该电压和电流指定为u2和i2。可以清楚地看出，可通过方法26的方式显著地降低二极管电压和二极管电流的振荡和峰值。在反向二极管D1或D2的换向过程期间，这保证了改进的反向恢复行为或较柔和的断开行为。
图4b示出了在不实施(虚线，P1)或实施(实线，P2)根据本发明的方法26的情况下基本上通过将二极管的电压和电流相乘所得到的功率。可以看到功率的显著的振荡，可通过根据本发明的方法26来大幅地降低该振荡。这些振荡导致对应的切换损耗，该切换损耗也可减少。另外，可以加速换向过程，因为可将电压和电流峰值较快地降低到对于完成换向而言合适的较低水平。由于反向二极管D1或D2上的过电压降低，可以改进MOSFET的导通，从而降低开关能量和相应的切换损耗。降低的过电压还允许更高的电流切换，直到设备的安全工作区域或总功耗损耗具有限制作用的程度。
在具有带有自阻断n沟道SiC MOSFET的功率模块10的示例性实施方式中，阈值电压UTH可以例如是大约2-7V，而用于导通开关模块SM1、SM1的控制电压的电平(包括第三控制电压U3)可以是大约15-25V，例如，大约为18-20V。用于断开开关模块SM1，SM2的第一和第四控制电压的电平U1，U4可以是大约-3到10V，例如，大约-5V，并且第二控制电压的中间电平U2可以是大约-10到+4V，通常大约-3到+1V或大约是阈值电压，例如大约+3V。
利用根据本发明的方法，可以不仅在设备内显著减小可归因于MOSFET开关模块SM1、SM2的寄生电容和电感的振荡，而且可以尤其是在并联元器件之间显著减小可归因于MOSFET开关模块SM1、SM2的寄生电容和电感的振荡。例如，图5示出了其中多个半桥16a-e彼此并联连接以改进功率模块10’的载流能力。功率模块10’可以形成功率转换器的相分支。为了清楚和简单起见，在图5中仅示出了两个半桥16a和16e，示出了该装置具有进一步的并联支路b、c、d，该进一步的并联支路b、c、d具有相应的并联半桥16b-d。每个半桥16a-e连接在正DC电源端子和负DC电源端子13、14之间，并且将桥接抽头17a-17e连接在一起到输出端子17，负载可以连接到该输出端子17。可理解到，可提供多于或少于五个半桥16a-e。
回到图3，在该图中示出了根据图2的本发明的方法的进一步的有利的修改。具体地，可以将第一控制电压的电平U1设定成高于第四控制电压的电平U4，如图3中由虚线在时间段t1和t1’中所示。通过提供进一步的中间阶段，可以进一步地按所希望的那样影响开关模块SM1、SM2的切换行为和反向二极管D1、D2的断开行为另外，开关模块SM1或SM2的导通(负载电流被换向成该开关模块SM1或SM2的导通)可以发生在至少两个阶段中，其中有控制电压的中间阶段U5或U5’，如图3中由虚线在时间段t2和t2’中所示。中间阶段U5或U5’必须低于用于完成导通开关模块SM1或SM2的第三控制电压的电平U3或U3’并且高于阈值电压UTH。在开关模块SM1、SM2短路的情况下，该中间阶段使得能够有效地减少短路电流电平并减少检测这样的短路所需的电路复杂度。
图5还示出了控制设备11，其中，评估和控制单元18和栅极驱动器单元19a-e和21a-e被分配给对应的开关模块SM1a-e或SM2a-e。原则上，可以提供共用栅极驱动单元用于所有的第一开关模块SM1a-e一起并且可以提供进一步的栅极驱动单元用于所有的第二开关模块SM2a-e一起。在任何情况下，所有的开关模块SM1a-e和所有的第二开关模块SM2a-e各自同步地被控制以同时导通或断开。否则操作如图1中所示的简单半桥16中的操作那样。具体地，还将根据图2和图3的本发明的方法26应用在图5的实施例，以改进载荷电流从上第一开关模块SM1的本征体反向二极管D到共用换向电路中的对应的第二开关模块SM2的MOSFET Q或者从共用换向电路中的对应的第二开关模块SM2的MOSFET Q到上第一开关模块SM1的本征体反向二极管D的换向。具体地，特别是，在换向电感不同并且因此并联连接的开关模块的谐振频率不同的情况下，用于减少振荡的方法具有极其积极的效果。并联元器件之间减少的振荡减少了相互干扰，确保了更快的换向过程，减少了切换损耗，并改进了电磁兼容性和操作行为。
图6示出了可以用作栅极驱动器单元19、21的栅极驱动器单元27的示例性开关设备。这样的栅极驱动器单元27本身在本领域中是已知的，因此不是本发明的主题。然而，它们可有利地用于实施根据本发明的方法26和用于根据本发明的控制设备11中。
图6的实施例的栅极驱动器单元27具有两个DC电压源28、29，该两个DC电压源28、29彼此串联连接，以使得第一DC电压源28的负极连接到第二DC电压源29的正极。该连接点30优选地位于驱动器单元(GND)的参考电位处，并且相对于驱动器单元的电路具有零电位。此外，两个DC电压源28、29提供不同的电压U正和U负。第一DC电压源28的正极连接到第一开关31的源极触点S，该第一开关31被设计为p沟道型的自阻断MOSFET。第二DC电压源29的负极连接到第二开关32的源极端子S，该第二开关32被设计为n沟道型的自阻断MOSFET。第一开关和第二开关31、32的漏极端子D各自经由合闸电阻器33(R开)和分闸电阻器34(R关)连接到开关模块SM的栅极端子G，该开关模块SM的源极端子S连接至DC电压源28、29的连接点30。开关模块SM对应于图1和图5的开关模块SM1或SM2。
可利用合适的电压来控制开关31、32的栅极端子G，以导通或断开这些开关。如果导通第一开关31而断开第二开关32，则经由第一开关31来施加第一DC电压源28的电压U正，并且将合闸电阻器33应用到开关模块SM的栅极端子G。假定该电压高于开关模块SM的阈值电压，则由此导通开关模块SM或使得开关模块SM导电。
如果断开第一开关31，导通第二开关32，则经由第二开关32施加第二直流电压源29的负电位U负，并将分闸电阻器34应用到开关模块SM的栅极电极。在该电位低于零电位之后，在低于开关模块SM的阈值电压的任何情况下，断开后者。
如果导通第一开关和第二开关31和32这两者，则经由开关31、32施加第一DC电压源与第二DC电压源28、29的和电压U正+U负，并且将电阻器33、34应用到开关模块SM的栅极电极G。借助忽略开关31、32的吞吐量电压，通过DC电压源28、29的电压U正、U负以及用作分压器的合闸电阻器和分闸电阻器33、34的尺寸来确定栅极电极G的电位。通过合适地选择这些变量，当实现根据图2和图3的本发明的方法26时，可以将任意电位施加到开关模块SM，该任意电位对应于第二控制电压的所希望的中间电平U2或U2’。
作为根据图6的栅极驱动器单元27的进一步发展，图7示出了根据本发明的用于控制功率模块10(图1)或10’(图5)的栅极驱动器单元27’的另一个实施例。为了简化起见，未在图7中明确地示出电压源28、29和开关模块SM。与图6的实施例相反，在多个合闸电阻器33a、33b、33c和分闸电阻器34a、34b、34c连接到开关31、32的漏极端子D的情况下，其可以一方面连接到并联连接的开关模块的栅极端子，例如在图5的实施例中，连接至并联连接的半桥16a-e的开关模块SM1a-e或SM2a-e的栅极端子。可通过单个栅极驱动器单元27’利用共用的输出阶段同步地控制任意数量的并联连接的开关模块，该单个栅极驱动器单元27’是由开关31、32和多个优选为相同的电阻器33a-c或34a-c形成的。
根据本发明的控制方法和根据本发明的控制设备11可用于不同的应用。优选地，功率模块10或10’形成功率转换器的一部分(例如，功率转换器的相分支)，该功率转换器的一部分可用于功率供应或功率分布或用于驱动电机。功率转换器可以是逆变器、整流器或变频器。当以图1和图5中的半桥的形式示出具有开关模块SM1、SM2的换向电路时，理解到这样的开关模块还可以互连至其他桥电路，例如完全桥电路、简化完全桥电路等，如功率转换器的领域中已知的那样。两个以上的开关模块也可能在功率转换器的共同相分支中彼此串联布置。此外，根据本发明的功率模块，根据本发明的控制方法和根据本发明的控制设备的其他应用是可能的。在所有这些应用中，本发明使得可以减少开关操作期间的振荡而无需额外的切换损耗(例如由现有技术中增加栅极电阻引起的那些切换损耗)，以改进器件的电磁兼容性、这种功率模块的并联可切换性以及动态电流分布。
公开了一种用于控制开关模块SM1、SM2之间的负载电流的换相过程的方法和设备，该控制开关模块各自具有栅极-源极电压UGS所控制的MOSFET Q1、Q2并且具有本征体反向二极管D1、D2。为了减少由寄生电路参数和二极管的断开行为引起的反向二极管D1，D2的下换向中的振荡，在断开开关模块SM1，SM2中的一个开关模块之后，在另一个开关模块SM2、SM1导通之前或导通时，被应用于该开关模块SM2、SM1的栅极-源极控制电压UGS1、UGS2暂时被断开直到再次增加到用于将MOSFET Q1、Q2导通的阈值电压UTH附近为止，以便将电流从一个开关模块SM1、SM2的反向二极管D1、D2换向到另一个开关模块SM2、SM1的MOSFET Q2、Q1。

Claims (10)

1.一种用于控制从第一开关模块(SM1)到第二开关模块(SM2)的负载电流的换向过程的方法，其中所述第一和第二开关模块(SM1，SM2)各自包括第一MOSFET(Q1)和第二MOSFET(Q2)，所述第一MOSFET(Q1)和第二MOSFET(Q2)可以由栅极-源极电压(UGS)控制并且具有第一和第二本征体反向二极管(D1，D2)，所述方法包括：
将第一控制电压施加到所述第一开关模块(SM1)以将其断开第一时间段(t1)，其中，所述第一控制电压的电平(U1，U1')低于预定阈值电压(UTH)，在高于所述预定阈值电压(UTH)的情况下所述第一MOSFET(Q1)变为最低程度地导电，并且其中所述时间段(t1)经选择为使得所述第一反向二极管(D1)承载所述负载电流；
将第二控制电压施加到所述第一开关模块(SM1)持续第二时间段(t2)以影响所述第一反向二极管(D1)的所述断开行为，其中所述第二控制电压具有在所述第一控制电压的电平(U1，U1')与所述阈值电压(UTH)的电平之间的中间电平(U2，U2')，
将第三控制电压施加到所述第二开关模块(SM2)以将其导通，其中所述第三控制电压的电平(U3，U3')高于预定阈值电压(UTH)，在高于所述预定阈值电压(UTH)的情况下所述第二MOSFET(Q2)最低程度地导电，以使所述负载电流从所述第一反向二极管(D1)换向到所述第二MOSFET(Q2)；以及
将具有低于所述第二控制电压的所述中间电平(U2，U2')的电平(U4，U4')的第四控制电压施加到所述第一MOSFET开关模块(SM1)以将其阻断或将其保持在阻断状态。
2.根据权利要求1所述的方法，其中在施加第三控制电压(U3，U3')以完全导通其他开关模块(SM1，SM2)之前，针对从所述第一开关模块(SM1)到所述第二开关模块(SM1，SM2)以及从所述第二开关模块(SM1，SM2)到所述第一开关模块(SM1)的每个换向过程，具有介于用于断开下换向开关模块(SM1，SM2)的第一控制电压的电平(U1,U1’)与所述阈值电压的电平(UTH)之间的中间电平(U2，U2')的第二控制电压是独立于通过所述下换向开关模块(SM1，SM2)的所述负载电流的电流流动方向来施加的。
3.根据权利要求1所述的方法，其中在施加第三控制电压(U3，U3')以完全导通其他开关模块(SM1，SM2)之前，仅当瞬时负载电流以反向电流方向流过所述下换向开关模块(SM1，SM2)时，针对从所述第一开关模块(SM1)到所述第二开关模块(SM1，SM2)以及从所述第二开关模块(SM1，SM2)到所述第一开关模块(SM1)的每个换向过程施加具有介于用于断开下换向开关模块(SM1，SM2)的第一控制电压的电平(U1,U1’)与所述阈值电压的电平(UTH)之间的中间电平(U2，U2')的第二控制电压。
4.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述负载电流被换向到的所述开关模块(SM1，SM2)的导通在至少两个阶段中进行，其中所述控制电压的中间阶段(U5，U5')低于完全导通所述开关模块(SM1，SM2)的所述第三控制电压的电平(U3，U3')并高于阈值电压(UTH)。
5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述第一和第二开关模块(SM1,SM2)布置在公共的换向电路(16)中并且经由线路元件以直接导电的方式彼此连接，并且优选地串联连接。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述第一和第二开关模块(SM1，SM2)形成能够连接到DC电源或连接到DC电源的半桥电路(16；16a-c)，并且所述开关模块(SM1，SM2)之间的连接点形成用于负载(12)的连接的桥接抽头(17)。
7.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述第一和第二开关模块(SM1，SM2)形成功率模块(10,10')，所述功率模块(10,10')形成功率转换器的至少一个相分支。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述功率转换器可以具有与相数对应的一定数量的相分支，优选地具有三个相分支，每个相分支具有互相串联和/或并联的一个或多个第一开关模块(SM1a-e)以及互相串联和/或并联连接的一个或多个第二MOSFET开关模块(SM2a-e)。
9.根据权利要求7或8所述的方法，其中，所述功率模块(10,10')或所述功率转换器的每个相分支具有互相并联连接的两个或更多个第一开关模块(SM1a-e)以及互相并联连接的两个或更多个第二开关模块(SM2a-e)，其中所述第一和第二开关模块(SM1a-e，SM2a-e)分别相对于彼此同步地切换。
10.一种用于控制从第一开关模块(SM1)到第二开关模块(SM2)的负载电流的换向过程的装置，其中所述第一和第二开关模块(SM1，SM2)各自包括第一和第二MOSFET(Q1，Q2)，所述第一和第二MOSFET(Q1，Q2)可以由栅极-源极电压(UGS1，UGS2)控制并且具有第一和第二本征体反向二极管(D1，D2)，其中所述装置具有栅极控制装置(11)，所述栅极控制装置(11)通信地连接到更高级控制，以便从所述更高级控制接收二进制切换请求信号(22)，并且所述装置被配置为实现根据前述权利要求中任一项所述的方法。
CN201811585220.XA 2017-12-22 2018-12-24 用于控制mosfet开关模块的方法和装置 Pending CN109962699A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP17210481.2 2017-12-22
EP17210481.2A EP3503365B1 (de) 2017-12-22 2017-12-22 Verfahren und einrichtung zur ansteuerung von mosfet-schaltmodulen

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN109962699A true CN109962699A (zh) 2019-07-02

Family

ID=60811946

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201811585220.XA Pending CN109962699A (zh) 2017-12-22 2018-12-24 用于控制mosfet开关模块的方法和装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10651719B2 (zh)
EP (1) EP3503365B1 (zh)
CN (1) CN109962699A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110908486A (zh) * 2019-10-25 2020-03-24 苏州浪潮智能科技有限公司 一种服务器多相供电的控制方法、系统及设备
CN113381599A (zh) * 2021-06-29 2021-09-10 哈尔滨工业大学 一种并联SiC MOSFET安全工作域计算方法

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20190097524A1 (en) * 2011-09-13 2019-03-28 Fsp Technology Inc. Circuit having snubber circuit in power supply device
US10569301B2 (en) * 2017-06-23 2020-02-25 Ulc Robotics, Inc. Power supply for electromagnetic acoustic transducer (EMAT) sensors
TWI707528B (zh) * 2019-06-17 2020-10-11 瑞昱半導體股份有限公司 開關控制電路
US10840795B1 (en) * 2019-10-16 2020-11-17 Monolithic Power Systems, Inc. Power transistor driver with reduced spikes for switching converters
CN110768513B (zh) * 2019-11-06 2020-07-24 哈尔滨工业大学 基于布线优化的碳化硅功率开关器件并联设计方法
DE102021203855A1 (de) 2021-04-19 2022-10-20 Zf Friedrichshafen Ag Ansteuerverfahren für Leistungshalbleiter eines Inverters, Schaltungsanordnung, sowie Elektroantrieb
DE102021212348B3 (de) 2021-11-02 2023-03-16 Volkswagen Aktiengesellschaft Verfahren zum Ansteuern von Halbleiterschaltern mindestens einer Halbbrücke und Schaltungsanordnung
DE102022210138B3 (de) * 2022-09-26 2024-03-21 Zf Friedrichshafen Ag Schaltungsanordnung für Leistungshalbleiter, Verfahren zur Ansteuerung, Leistungselektronikeinrichtung, Elektronikmodul, Elektroantrieb und Fahrzeug

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2232199C (en) * 1997-04-22 2000-02-22 Kabushiki Kaisha Toshiba Power converter with voltage drive switching element
US6107844A (en) * 1998-09-28 2000-08-22 Tripath Technology, Inc. Methods and apparatus for reducing MOSFET body diode conduction in a half-bridge configuration
US6441673B1 (en) * 2000-11-06 2002-08-27 General Electric Company High-frequency resonant gate driver circuit for MOS-gated power switches
JP3891090B2 (ja) * 2001-12-06 2007-03-07 株式会社デンソー 還流ダイオードおよび負荷駆動回路
DE10323445B4 (de) 2003-05-23 2015-04-02 Seuffer gmbH & Co. KG Direkte Umkommutierung zwischen Leistungsbauteilen
DE102005045099B4 (de) 2005-09-21 2011-05-05 Infineon Technologies Ag Entsättigungsschaltung mit einem IGBT
JP5186095B2 (ja) * 2006-10-02 2013-04-17 株式会社日立製作所 ゲート駆動回路
JP4380726B2 (ja) * 2007-04-25 2009-12-09 株式会社デンソー ブリッジ回路における縦型ｍｏｓｆｅｔ制御方法
DE102009001029B4 (de) 2009-02-20 2010-12-09 Infineon Technologies Ag Ansteuerung für rückwärtsleitfähigen IGBT
JP5476028B2 (ja) * 2009-04-17 2014-04-23 株式会社日立製作所 パワー半導体スイッチング素子のゲート駆動回路及びインバータ回路
DE102011003733B4 (de) * 2011-02-07 2023-06-15 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Ansteuerung eines Transistors und Ansteuerschaltung
US20130271101A1 (en) * 2012-04-16 2013-10-17 General Electric, A New York Corporation Power conversion system employing a tri-state interface circuit and method of operation thereof
JP5934925B2 (ja) * 2013-06-04 2016-06-15 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 ゲートドライバおよびこれを備えたパワーモジュール
FR3013916B1 (fr) * 2013-11-27 2017-05-26 Commissariat Energie Atomique Circuit de commande pour convertisseur de puissance
US10199916B2 (en) * 2014-11-11 2019-02-05 Maschinenfabrik Reinhausen Gmbh Resistor emulation and gate boost
US9793260B2 (en) * 2015-08-10 2017-10-17 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switch having a normally-on transistor and a normally-off transistor
JP6304191B2 (ja) * 2015-10-20 2018-04-04 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置
JP6870240B2 (ja) * 2016-08-31 2021-05-12 富士電機株式会社 ゲート駆動装置
US10411581B1 (en) * 2018-03-02 2019-09-10 Richtek Technology Corporation Switching power conversion apparatus and multi-level switching power converter circuit therein

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110908486A (zh) * 2019-10-25 2020-03-24 苏州浪潮智能科技有限公司 一种服务器多相供电的控制方法、系统及设备
CN113381599A (zh) * 2021-06-29 2021-09-10 哈尔滨工业大学 一种并联SiC MOSFET安全工作域计算方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP3503365B1 (de) 2020-06-10
US20190199193A1 (en) 2019-06-27
US10651719B2 (en) 2020-05-12
EP3503365A1 (de) 2019-06-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109962699A (zh) 用于控制mosfet开关模块的方法和装置
KR101076744B1 (ko) 반도체 스위치 및 그 반도체 스위치가 적용된 전력변환시스템
CN106464242B (zh) 共源共栅切换电路
US8299737B2 (en) Motor driving circuit
US8351231B2 (en) Power conversion device
CN102449898B (zh) 功率转换装置
CN106716832A (zh) 使用执行间接瞬时负载电流感测的驱动器电路操作混合功率器件的方法和系统
CN107078732A (zh) 使用多个电流决定开关模式操作混合功率器件的方法和系统
CN104638959B (zh) 电源模块中使用的中性点钳位转换器及包含其的电源模块
CN106936298B (zh) 一种半导体器件、控制方法以及变流器
JP5223610B2 (ja) 電力変換回路
US20150003133A1 (en) Drive Circuit of Semiconductor Switching Element and Power Conversion Circuit Using the Same
EP3029821B1 (en) Semiconductor device and power conversion device
WO2019154138A1 (zh) 一种用于逆变器或整流器的电桥电路
US9143078B2 (en) Power inverter including SiC JFETs
CN105471417B (zh) 用于反向导通的igbt的控制电路
US10651650B2 (en) Four segment AC MOSFET switch
US20210184574A1 (en) Hybrid Boost Converters
CN104067394A (zh) 半导体装置以及使用了该半导体装置的电力变换装置
CN108964458B (zh) 高效开关电路
CN109983697A (zh) 并联反向导通igbt和宽带隙开关的切换
CN104521122A (zh) 逆变驱动电路
CN114204836A (zh) 一种逆变器和逆变装置
JP6338145B2 (ja) 半導体装置及びそれを用いた電力変換装置
CN114902548A (zh) 半导体电路控制方法和应用其的功率转换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination