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Die
Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum
Ansteuern eines rückwärtsleitfähigen IGBT,
auch als RC-IGBT (reverse conducting insulated gate bipolar transistor)
bezeichnet.
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Im
Gebiet der Leistungselektronik müssen Transistoren
für eine
Vielzahl von Applikationen in der Lage sein, in Rückwärtsrichtung
Strom zu führen. Im
Fall des MOSFET wird dafür
dessen intrinsische Diode benutzt. Der Standard-IGBT ist aufgrund
seiner inneren Struktur nicht in der Lage, ohne ein weiteres Bauelement
rückwärts Strom
zu leiten. Ist Rückwärtsleitfähigkeit
gefordert, wird üblicherweise antiparallel
zum IGBT-Bauelement eine Diode geschaltet. Dies hat jedoch einige
unerwünschte
Konsequenzen zur Folge. Das Gehäuse
für mindestens einen
IGBT muss entsprechend groß ausgewählt werden,
so dass neben dem Transistor- auch noch die Diodenchips Platz finden.
Der Verdrahtungsaufwand beim Bonden steigt, da nun eine höhere Anzahl von
Chips untereinander verbunden werden müssen. In der gesamten Fertigungskette
muss mehr Aufwand betrieben werden, da neben den Transistor-Chips
auch spezielle Dioden-Chips gefertigt, vermessen, vorgehalten und
verarbeitet werden müssen.
Durch die Entkopplung der Vorwärts-(IGBT)
und Rückwärtsstromführung (Diode)
sind beide Vorgänge weitestgehend
thermisch entkoppelt. Der thermische Widerstand für die Einzelelemente
ist entsprechend groß.
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Es
ist bekannt einen IGBT und eine Diode monolithisch ineinander zu
integrieren. Dies geschieht, indem die p-dotierte Kollektorzone
(p-Emitter) des IGBTs lokal unterbrochen wird. An diesen Stellen
kontaktiert n-dotiertes Halbleitermaterial (n-Kathode der Diode)
die Kollektormetallisierung. Eine PIN-Diodenstruktur entsteht somit zwischen Emitter,
der niedrig dotierten Driftzone und dem p-dotierten Material im
MOS-Kanal-Bereich.
Ein solcher IGBT wird als rückwärtsleitfähiger IGBT
(kurz: RC-IGBT) bezeichnet. Ein derartiger RC-IGBT ist beispielsweise
in der Druckschrift
US
2007/0231973 A1 (Rüthing,
Schulze, Niedernostheide, Hille) beschrieben.
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Während das
Leitverhalten einer separaten, dem IGBT antiparallel zugeschalteten
Diode keine Abhängigkeit
vom Ansteuerzustand des IGBTs zeigt, ist das beim RC-IGBT je nach
Auslegung des Bauelements anders. Wird der RC-IGBT im Rückwärtsleitbetrieb
angesteuert, so ist der MOS-Kanal des IGBTs leitfähig. Da
dieser in beide Richtungen Strom führen kann, entsteht für die Elektronen
des Rückwärtsstroms
ein zusätzlicher,
zur internen Diode paralleler Strompfad. Da so nicht mehr alle Elektronen
zur Überschwemmung
der PIN-Diodenstruktur beitragen, kann sich deren Vorwärtsspannungsabfall
deutlich erhöhen,
was in der Regel ein unerwünschter
Effekt ist.
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Die
Druckschriften
JP
2008-72848 A und
DE 10 2008 045 410 A1 betreffen eine Anordnung
mit einem rückwärts leitenden
IGBT und einer Ansteuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, ein
aktives Einschalten des IGBT bei rückwärtigem Stromfluss zu verhindern.
Dazu ist eine Detektion der Stromrichtung durch den IGBT notwendig.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht also darin, die Stromflussrichtung
bei einem IGBT mit möglichst
wenig Aufwand zu ermitteln.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bzw.
7 gelöst.
Unterschiedliche Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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Ein
Beispiel der Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung umfassend:
einen rückwärtsleitfähigen IGBT,
der einen Laststrom sowohl in einer Vorwärtsrichtung als auch in einer Rückwärtsrichtung führen kann,
mit einer Gate-Elektrode zum Ein- und Ausschalten des IGBTs; eine
Ansteuerschaltung, der ein Steuersignal, welches einen Soll-Schaltzustand des
IGBT repräsentiert,
zugeführt
ist, und die dazu ausgebildet ist, ein Treibersignal zur Ansteuerung
der Gate-Elektrode zu erzeugen, um den IGBT entsprechend dem Steuersignal
ein- oder auszuschalten, wobei ein Einschalten des IGBT blockiert
wird, wenn der IGBT in Rückwärtsrichtung
Strom führt.
Zu diesem Zweck ist eine Detektionsschaltung vorgesehen, die dazu
ausgebildet ist, zu ermitteln, ob der IGBT in Rückwärtsrichtung Strom führt, und
ein entsprechendes Richtungssignal zu erzeugen.
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Die
folgenden Figuren und die weitere Beschreibung soll helfen, die
Erfindung besser zu verstehen. Die Elemente in den Figuren sind
nicht unbedingt als Einschränkung
zu verstehen, vielmehr wird Wert darauf gelegt, das Prinzip der
Erfindung darzustellen. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen
korrespondierende Teile.
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1 zeigt
eine IGBT-Halbbrücke
mit einer ohmschinduktiven Last;
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2 zeigt
die IGBT-Halbbrücke
aus 1 mit einer Ansteuerschaltung für jeden
Transistor;
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3 ist
eine Tabelle, in der die Leitzustände der IGBTs der Halbbrücke aus 2 ja
nach Richtung des Laststromes des jeweiligen IGBTs zusammengefasst
sind;
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4 zeigt
als erstes Beispiel der Erfindung einen IGBT mit einer Ansteuerschaltung,
die den Leitzustand des IGBTs überwacht
und diesen unter Berücksichtigung
des Leitzustandes ansteuert;
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5 zeigt
ein Beispiel der Schaltung zur Detektion des Leitzustandes eines
IGBT aus 4, wobei die Richtung der Kollektor-Emitter-Spannung des
IGBT detektiert wird;
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6 zeigt
ein weiteres Beispiel einer Schaltung zur Detektion des Leitzustandes
eines IGBT, ähnlich
der aus 5;
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7 illustriert
anhand eines Zeitdiagramms die Funktionsweise der Schaltungen aus 5 und 6;
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8–10 zeigen
Weiterentwicklungen der Schaltung aus 6;
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11 zeigt
ein weiteres Beispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, bei
der die Richtung der Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT über einen
Spannungsteiler ermittelt wird;
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12 zeigt
ein alternatives Beispiel einer Schaltung zur Detektion des Leitzustandes
eines IGBT, bei der die Stromrichtung indirekt über die Stromrichtung eiens
durch einen Sense-IGBT fließenden Laststromes
detektiert wird;
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13 zeigt
eine Schaltung zur Detektion des Leitzustandes eines IGBT mit einer ähnlichen Funktionsweise
wie die aus 12;
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14 zeigt
eine weitere, alternative Möglichkeit
zur Detektion des Leitzustandes eines IGBT, wobei die Richtung des
Emitterstroms indirekt über den
Spannungsabfall über
dem Bonddraht ermittelt, der die Emitterelektrode mit einem externen
Anschluss verbindet.
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Wie
oben bereits erwähnt
zeigt das Leitverhalten eines IGBT mit einer separaten, antiparallel dazu
geschalteten Diode keine Abhängigkeit
vom Ansteuerzustand des IGBTs. Bei Verwendung von RC-IGBTs (reverse-conducting
IGBTs) steigt der Vorwärtsspannungsabfall über der
Emitter-Kollektor-Laststrecke des IGBT, die der Anoden-Kathoden-Laststrecke
der integrierten Diode entspricht, in unerwünschtem Maße an, sofern das Gate des RC-IGBT
im Rückwärtsleitbetrieb
angesteuert wird und deshalb der MOS-Kanal des IGBTs leitfähig ist. Da
dieser in beide Richtungen Strom führen kann, entsteht für die Elektronen
des Rückwärtsstroms
ein zusätzlicher,
zur internen Diode paralleler Strompfad, und es können nicht
mehr alle Elektronen zur Überschwemmung
der PIN-Diodenstruktur beitragen, was dazu führt, dass sich der Spannungsabfall über dem IGBT
deutlich erhöht.
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Eine
häufige
Anwendung für
RC-IGBTs sind Stromrichter, wo zur Steuerung jedes Phasen-Stromes
eine IGBT-Halbbrücke
einge setzt wird. Eine derartige Halbbrücke ist in 1 dargestellt.
Eine Halbbrücke
besteht beispielsweise aus zwei in Serie geschalteten n-Kanal IGBTs
T1TOP, T1BOT, wobei Über der
Serienschaltung, d. h. vom Kollektor des ”High-Side” Transistors T1TOP zum
Emitter des ”Low-Side” Transistors
T1BOT, die Betriebsspannung VDC (Zwischenkreisspannung,
DC-link voltage) anliegt. Das Kollektorpotential des ”High-Side” Transistors
T1TOP wird mit VCC und
das Emitterpotential des ”Low-Side” Transistors
T1BOT mit VEE bezeichnet. Der gemeinsame
Schaltungsknoten der beiden Transistoren T1TOP,
T1BOT bildet den Ausgang der Brückenschaltung, über den
der Ausgangsstrom (Phasenstrom) iOUT meist
durch eine induktive Last abfliest. Die Zwischenkreisspannung ist
meist symmetrisch bezüglich
eines Referenzpotentials GND, d. h. VCC = VDC/2
und VEE = –VDC/2. Die Last ist in diesem Fall zwischen
den Brückenausgang
und das Referenzpotential geschaltet.
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Zur
Steuerung des Brückenausgangsstromes
(Phasenstromes) iOUT kann für jeden
Transistor T1BOT, T1TOP eine
Treiberschaltung zur Gate-Ansteuerung vorgesehen sein. Diese Treiberschaltungen können dazu
ausgebildet sein, beim Schalten dem Brücken ausgangsstrom iOUT einen gewissen zeitlichen Verlauf des
Ausgangsstromflanken zu erreichen (edge-shaping) und/oder einen
Brückenkurzschluss
zu verhindern. Den Treiberschaltungen sind (binäre) Steuersignale S1TOP bzw. S1BOT zugeführt, die den
Soll-Schaltzustand des jeweiligen Transistors T1TOP,
T1BOT anzeigt. Eine Halbbrücke mit
Treiberschaltungen zur Gate Ansteuerung ist in 2 dargestellt.
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In 3 sind
alle vier möglichen
Schaltzustände
einer Halbbrücke
dargestellt. Abhängig
von den Vorgaben der Steuersignale S1TOP und
S1BOT und der Stromrichtung, die meist durch
die induktive Last vorgegeben ist, nimmt das Ausgangspotential am Brückenausgang
den Wert VEE = –VDC/2
oder VCC = VDC/2
an. Im Folgenden bedeutet S1TOP/1BOT = 0,
dass der jeweilige Transistor T1TOP/1BOT ausgeschaltet (sperrend)
sein soll, und S1TOP/1BOT = 1, dass der
jeweilige Transistor T1TOP/1BOT eingeschaltet
(leitend) sein soll.
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Im
Zustand I (siehe 3) sind beide RC-IGBTs T1BOT, T1TOP sperrend
angesteuert und der Ausgangsstrom kann nur über eine der intrinsischen
Dioden fließen,
d. h. je nach Stromrichtung des Ausgangsstromes iOUT ist
die intrinsische Freilaufdiode des High-Side- oder des Low-Side-Transistors
leitend und damit das Ausgangspotential VEE (bei
positivem Ausgangsstrom iOUT) oder VCC (bei negativem Ausgangsstrom iOUT). Dies gilt nur näherungsweise unter Vernachlässigung
der Flussspannung der intrinsischen Dioden. In beiden Fällen ist
entweder der High-Side-Transistor T1TOP oder
der Low-Side-Transistor T1BOT rückwärtsleitend.
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Im
Zustand II ist nur der Low-Side-Transistor T1BOT leitend
angesteuert (S1BOT = 1, S1TOB =
0), das Ausgangspotential entspricht damit näherungsweise dem Potential
VEE unabhängig von der Stromrichtung des
Ausgangsstroms iOUT. Bei positivem Ausgangsstrom
ist der Low-Side-Transistor T1BOT jedoch
rückwärtsleitend,
während
er bei negativem Ausgangsstrom in Vorwärtsrichtung leitet.
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Im
Zustand III ist der Sachverhalt genau entgegengesetzt zum Zustand
II. Im Zustand III ist nur der High-Side-Transistor T1TOP angesteuert
(S1BOT = 0, S1TOP =
1), das Ausgangspotential entspricht damit näherungsweise dem Potential
VCC unabhängig von der Stromrichtung
des Ausgangsstroms iOUT. Bei negativem Ausgangsstrom
ist der High-Side-Transistor T1TOP jedoch
rückwärtsleitend,
während
er bei positivem Ausgangsstrom in Vorwärtsrichtung leitet.
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Im
theoretisch vorhandenen, in. der Praxis jedoch unbedingt zu vermeidenden
Zustand IV sind beide Transistoren T1BOT,
T1TOP leitend angesteuert (S1BOT =
1, S1TOP = 1), die Zwischenkreisspannung
VDC ist also durch die Halbbrücke kurzgeschlossen.
Dieser Zustand kann zur Zerstörung
der Halbbrücke
führen.
Es ist Aufgabe der oben erwähnten
Treiberschaltungen, das (auch nur kurzzeitige) Auftreten eines derartigen
Zustandes zu verhindern.
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Bei
den Zuständen
II und III tritt bei konventioneller Ansteuerung der Transistoren
das oben beschriebene Problem auf, dass bei leitend angesteuertem
aber rückwärtsleitendem
Transistor der Spannungsabfall über
der Laststrecke (Emitter-Kollektor-Strompfad)
des RC-IGBT unerwünscht
hoch ist, was eine erhöhte
Verlustleistung und Wärmeentwicklung
zur Folge hat. Konkret tritt dieses Problem im Zustand II bei positivem
Ausgangsstrom iOUT und im Zustand III bei
negativem Ausgangsstrom iOUT auf.
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Dieses
Problem wird durch die Schaltungsanordnung gemäß 4 gelöst, die
als ein Beispiel der Erfindung eine Treiberschaltung zur Ansteuerung einer
Gate-Elektrode eines Transistors umfasst. Die Schaltungsanordnung
aus 4 zeigt einen rückwärtsleitfähigen IGBT T1,
der einen Laststrom sowohl in einer Vorwärtsrichtung als auch in einer
Rückwärtsrichtung
führen
kann, mit einer Gate-Elektrode zum Ein- und Ausschalten des IGBTs;
eine Ansteuerschaltung 10, der ein Steuersignal S1, welches einen Soll-Schaltzustand des IGBT
T1 repräsentiert,
zugeführt
ist, und die dazu ausgebildet ist, ein Treibersignal zur Ansteuerung
der Gate-Elektrode zu erzeugen, um den IGBT T1 entsprechend
dem Steuersignal ein- oder auszuschalten, wobei ein Einschalten des
IGBT T1 blockiert wird, wenn der IGBT T1 in Rückwärtsrichtung
Strom führt.
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Das
Treibersignal zur Ansteuerung der Gate-Elektrode ist meist eine
Gate-Emitter-Spannung VGE oder ein Gate-Strom
iG, je nachdem, ob die Ansteuerung des RC-IGBT
T1 stromgesteuert oder spannungsgesteuert
erfolgen soll.
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Die
Funktion, dass das Einschalten des IGBT T1 blockiert
wird, wenn der IGBT T1 in Rückwärtsrichtung
Strom führt,
kann schaltungstechnisch auf unterschiedliche Weise realisiert werden.
In dem in 4 gezeigten Beispiel wird das
Steuersignal S1 über ein UND-Gatter 103 der
Treiberschaltung 102 zugeführt, die das Treibersignal
zur Ansteuerung der Gate-Elektrode
erzeugt. Des Weiteren ist eine Schaltung 101 zur Ermittlung
des Leitzustandes (vorwärtsleitend,
rückwärtsleitend)
vorgesehen, die über
ein Signal SVR die Stromrichtung des Emitterstromes
des RC-IGBTs anzeigt. Im gezeigten Beispiel ist SVR =
1, wenn der Emitterstrom in Vorwärtsrichtung
fließt
und SVR = 0, wenn der Emitterstrom in Rückwärtsrichtung fließt. Wenn
der RC-IGBT T1 in Rückwärtsrichtung Strom führt, wird
ein aktives Einschalten des RC-IGBT T1 durch
das UND-Gatter 103 verhindert.
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Verschiedene
Ausführungsformen
der Schaltung 101 zur Ermittlung des Leitzustandes, d.
h. der Laststromrichtung des IGBTs, sind in den 5, 6 und 8 bis 14 gezeigt.
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In 5 ist
ein Beispiel einer Schaltung 101 zur Ermittlung der Laststromrichtung
des IGBTs T1 dargestellt. Die Schaltung
ist dazu ausgebildet die Richtung des Laststromes durch den RC-IGBT
T1 zu detektieren und ein entsprechendes
Richtungssignal SVR (vgl 4)
zur Verfügung
zu stellen. Dazu ist eine Diode D1 in Serie
zu dem Laststrompfad C-E des Transistors geschaltet und ein Messstrom
iM wird z. B. durch eine Stromquelle Qi oder eine Spannungsquelle Qv (vgl. 6)
in die Serienschaltung D1, T1 aus
Diode und Laststrompfad eingespeist. Die Richtung der Spannung VM über
der Serienschaltung D1, T1 zeigt
direkt die Stromrichtung durch den Transistor an. Die Diode D1 ist dabei die einzige Komponente der Gate-Ansteuerung 10,
die hochspannungsfest sein muss. Im Fall, dass der RC-IGBT sperrt
und keinen Laststrom führt,
fällt der
Großteil
der Sperrspannung an der Diode D1 ab wohingegen
an der Stromquelle Qi und den restlichen
Komponenten (z. B. UND-Gatter 103, Treiberschaltung 102)
nur eine Spannung von wenigen Volt (z. B. 5 V bis 15 V) herrscht.
Die 6 ist im Wesentlichen identisch mit der 5 mit
der Ausnah me, dass die Stromquelle Qi durch
eine Spannungsquelle Qv mit Serienwiderstand
R1 ersetzt ist.
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Im
Fall, dass der RC-IGBT T1 in Vorwärtsrichtung
leitet, fließt
der Messstrom iM über die Kollektor-Emitter-Strecke
des Transistors T1 und die Spannung VM beträgt
VF + VCE, wobei
VF die Flussspannung (forward voltage) der
Diode D1 ist und VCE der Spannungsabfall über der
Kollektor-Emitter-Laststrecke
im eingeschalteten Zustand, diese Summe beträgt in der Praxis einige einige
Volt, z. B. 2 V bis 4 V. Im Fall, dass der RC-IGBT T1 sperrt
und keinen Strom führt,
steht für
den Messstrom iM kein niederohmiger Strompfad
mehr zur Verfügung,
und die Spannung VM entspricht der maximalen
Ausgangsspannung der Stromquelle Qi bzw.
der Spannung der Spannungsquelle Qv, z.
B. VM = 10 V–15 V. Im Fall, dass der RC-IGBT
T1 in Rückwärtsrichtung
Strom führt,
ist die Spannung VCE negativ und betragsmäßig größer als
die Flussspannung VF der Diode, d. h. die Summe
VM = VF + VCE ist im Ergebnis negativ. Die Stromrichtung
des Kollektor-Emitter-Laststromes durch einen RC-TGBT T1 lässt sich
also leicht aus dem Vorzeichen der Messspannung VM ablesen. Eine
(nicht dargestellte) Auswerteschaltung erzeugt, z. B. mit Hilfe
eines einfachen. Komparators aus der Spannung VM ein
binäres
Richtungssignal SVM (vgl. 4).
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Für das in
den 1 und 2 dargestellte Beispiel einer
Halbbrücke
mit positiven Ausgangsstrom iOUT ist die
oben erläuterte
Funktion in den Diagrammen (a) bis (d) der 7 dargestellt.
Die Zeitdiagramme zeigen einen Wechsel von Zustand II in Zustand
III, wobei bei bekannten Ansteuerverfahren für IGBTs dazwischen eine kurze
Zeit lang der Zustand I eingefügt
werden kann, um einen Brückenkurzschluss
(Zustand IV) zuverlässig
zu vermeiden. Das Diagramm (a) zeigt den zeitlichen Verlauf des
Steuersignals S1TOP für den High-Side-Transistor T1TOP (vgl. 2), beispielsweise
ein unipolares Rechtecksignal mit einer Amplitude von 5 V. Im vorliegenden Beispiel
ist zum Zeitpunkt t = 0 s der Ausgangsstrom iOUT der Halbbrücke ebenfalls
Null, bevor der das Steuersignal S1TOP von ”0” auf ”1” wechselt.
Der High-Side-Transistor T1TOP sperrt und
die Messspannung VM (Diagramm (b) der 7)
beträgt,
wie oben beschrieben, ca. 12 V (Spannung von Spannungsquelle Qv). Eine Verzögerungszeit tD (in 7 übertrieben
gezeichnet) nach der steigenden Flanke im Steuersignal S1TOP wird der High-Side-Transistor T1TOP leitend, und ein entsprechender Laststrom
iOUT fließt in Vorwärtsrichtung durch dessen Kollektor-Emitter-Strecke
C-E und die induktive Last. Folglich fällt die Messspannung VM auf einen Wert VF + VCE von einigen wenigen Volt, z. B. ca. 2
Volt. Der Laststrom iOUT (Diagramm (d) der 7)
beginnt zu steigen. Nach einer bestimmten Zeit wechseln das Steuersignal
S1TOP von ”1” zurück auf ”0” und Steuersignal S1BOT von ”0 auf ”1”. Der High-Side-Transistor T1TOP wird hochohmig und der Low-Side-Transistor T1BOT übernimmt
den Laststrom iOUT, wobei dieser den Laststrom
iOUT jedoch in Rückwärtsrichtung leitet. Folglich
wird die Messspannung am VM am Low-Side-Transistor
T1BOT negativ, was eben die Tatsache anzeigt,
dass der Laststrom iOUT über die intrinsische Freilaufdiode
des Low-Side-Transistors T1BOT fließt. Nach
einer Verzögerungszeit
tD ist auch das Gate des Low-Side-Transistors
T1BOT voll ausgesteuert und der Kanal des
Transistors leitet, was zu dem oben bereits beschriebenen Effekt
führt,
dass die Spannung VCE über dem Transistor betragsmäßig in unerwünschtem
Maße ansteigt,
im vorliegenden Beispiel auf rund –5 V. Genau diesen Effekt würde eine
Ansteuerschaltung gemäß 4 dadurch
verhindern, dass ein aktives Einschalten der Transistoren T1BOT, T1TOP verhindert
wird, wenn der jeweilige Transistor in Rückwärtsrichtung leitet.
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Die 8, 9 und 10 zeigen
unterschiedliche Beispiele von Auswerteschaltungen zur Auswertung
der Messspannung VM zur Bestimmung der Stromrichtung
im Transistor. Die gezeigten Beispiele sind damit Weiterbildungen
der Schaltung aus 6. Diese Schaltungen umfassen
alle die Diode D1 und die Span nungsquelle
Qv mit Serienwiderstand R1 wie
die korrespondierende Schaltung aus 6.
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Die
Schaltung gemäß 8 umfasst
zusätzlich
zu der Schaltung einen Komparator K1 und
eine Referenzspannungsquelle VREF, die so
geschalten sind, dass die Differenz VM–VREF von Messspannung und Referenzspannung
zwischen den Komparatoreingängen
anliegt. Im vorliegenden Beispiel ist das Messsignal SVM gleich ”1”, wenn
VM größer als
VREF ist, und gleich ”0” wenn VM kleiner
als VREF ist.
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9 zeigt
die Schaltung aus 8 mit einer einfachen Realisierung
der Funktionalität
des Komparators mit Hilfe eines Transistors TM und
drei Widerständen
RV1, RV2 und RC. Die beiden Widerstände RV1 und
RV2 bilden einen Spannungsteiler für die Messspannung
VM im Verhältnis RV1 zu
RV2. Als Referenzspannung dient im vorliegenden
Fall die Flussspannung VBE (forward voltage)
der Basis-Emitter-Diode des Transistors TM.
Ist die Messspannung VM größer als
VREF = (RV1 + RV2)·VBE/RV2, dann schaltet der
Transistor TM durch und das Kollektorpotential (Messsignal
SVM) fällt
auf einen Wert, der den logischen Wert ”0” repräsentiert. Ist die Messspannung VM kleiner als VREF =
(RV1 + RV2)·VBE/RV2, dann schaltet
der Transistor TM ab und das Kollektorpotental (Messsignal
SVM) steigt auf einen Wert (Spannung der
Spannungsquelle Qv), der den logischen Wert ”1” repräsentiert.
In diesem Fall müsste
das Signal SVM noch invertiert werden, um
das gleiche Ergebnis wie bei dem Beispiel aus 8 zu
erhalten. Selbstverständlich
kann statt der Schaltung mit einem npn-Transistor TM die
korrespondierende Schaltung mit einem pnp-Transistor verwendet.
Dann kann die Invertierung entfallen.
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10 zeigt
ein Beispiel, das ähnlich
ist wie das aus 9, mit dem Unterschied, dass
statt dem Transistor TM ein Fototransistor
TOC eines Optokopplers OC1 verwendet
wird. Die Spannung VM wird dazu benutzt,
um eine Leuchtdiode DOC des Optokopplers OC1 über
einen Vorwiderstand RV1 zu versorgen. Wenn der
Wert iCRIT ein kritischer Diodenstrom für die Diode
DOC ist, der gerade ausreicht, um eine so
große Lichtintensität zu erzeugen,
dass der Fototransistor TOC einzuschalten,
dann beginnt der Fototransistor TOC zu leiten,
wenn die Messspannung VM größer ist als
VREF = iCRIT·RV1 + VF,DOC, wobei
VF,DOC die Flussspannung (forward voltage)
der Leuchtdiode DOC bezeichnet. Das Kollektorpotential
des Fototransistors TOC wird als Messsignal
SVM wie bei dem Beispiel aus 9 weiterverwendet.
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11 zeigt
ein weiteres Beispiel einer Schaltung zur Bestimmung der Stromrichtung
durch einen RC-IGBT. Bei diesem Beispiel wird die Kollektor-Emitter-Spannung,
die im Falle eines sperrenden Transistors ja mehrere hundert Volt
betragen kann, mit einem nichtlinearen Spannungsteiler geteilt.
Die maximale Ausgangsspannung VM des Spannungsteilers
liegt wieder in einem Bereich von ca. 5 V bis 15 V, um diese mit
Standard-Logikbausteinen weiterverarbeiten zu können. Der nichtlineare Spannungsteiler umfasse
eine Kette von Dioden DV1, DV2,
..., DVn die Strom in eine Richtung leiten
können
und eine dazu antiparallel geschaltete Kette von Dioden DR1, DR2, ..., DRn, die Strom die entgegengesetzte Richtung
leiten können.
In Serie zu dieser Parallelschaltung ist ein Vorwider stand RV als weiterer Teil des Spannungsteilers
mit den Diodenketten verbunden. Die Serienschaltung aus Diodenketten
und Vorwiderstand ist so mit dem IGBT T1 verbunden,
dass an der Serienschaltung die volle Kollektor-Emitter-Spannung
VCE anliegt. Die Ausgangsspannung VM wird an der Parallelschaltung der Diodenketten
abgegriffen, sodass die maximale Ausgangsspannung betragsmäßig nicht
höher werden
kann als n·VF, wobei VF die Flussspannung.
(forward voltage) einer einzelnen Diode ist. Die Spannung VM kann wie z. B. im einem der Beispiele der 8 bis 10 mit
einem Komparator ausgewertet werden, um das Messsignal SVM zu erzeugen.
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Das
Beispiele aus den
12 und
13 verwenden
einen Sense-Transistor T
SENSE, um die Stromrichtung
in dem RC-IGBT T
1 zu detektieren. Der Sense-Transistor
T
SENSE ist beinah identisch mit dem Lasttransistor
T
1, er ist, jedoch aus weniger einzelnen
Transistorzellen aufgebaut, sodass der Strom durch den Sense-Transistor
T
SENSE bei gleicher Ansteuerung annähernd proportional
zum Laststrom i
OUT des Leistungs-RC-IGBTs
T
1 ist. Der interne Aufbau und die Funktionsweise
eines Sense-IGBTs ist z. B. in der Veröffentlichung
US 6180,966 B1 (Kohno, Sakurai,
Mori) dargestellt und erläutert.
In dem Beispiel der
12 ist der Sense-Strom i
S des Sense-IBGTs über einen Shunt-Widerstand
R
S geführt, dessen
Spannungsabfall V
M annähernd proportional zum Laststrom
i
OUT durch den RC-IGBT T
1 ist.
Die Spannung V
M kann wiederum mit einem
Komparator weiterverarbeitet werden, wie beispielsweise in den
8 bis
10 gezeigt.
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Um
einen größeren Pegel
bei der Spannung VM zu erreichen kann die
Schaltung aus 12 gemäß dem Beispiel aus 13 modifiziert
werden. Die Schaltung aus 13 umfasst
zusätzlich
einen Operationsverstärker
AMP, einen Hilfstransistor TS und eine Spannungsquelle
VQ.
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Als
letztes Beispiel zur Detektion der Laststromrichtung sei die direkte
Messung des Laststromes iOUT über einen
Shunt-Widerstand
genannt, wobei der Shunt-Widerstand durch einen Bonddraht gebildet
wird, der die Emitter- oder die Kollektor elektrode mit einem externen
Anschluss verbindet. Eine derartige Anordnung ist in 14 dargestellt.
Der Spannungsabfall VM üben dem Bonddraht kann zur
Auswertung ebenfalls einem Komparator zugeführt werden (vgl. 8 bis 10).
Dazu umfasst die Detektionsschaltung 101 zur Detektion
der Stromrichtung des Laststromes iOUT eine
Messschaltung, die dazu ausgebildet ist, die Richtung der über dem
Bonddraht abfallenden Spannung zu ermitteln und ein davon abhängiges Messsignal
SVR bereitzustellen, das wie bei den anderen
oben beschriebenen Ausführungsbeispielen
weiterverarbeitet wird (siehe z. B. 4).