DE102009001029A1

DE102009001029A1 - Ansteuerung für rückwärtsleitfähigen IGBT

Info

Publication number: DE102009001029A1
Application number: DE102009001029A
Authority: DE
Inventors: Daniel Domes; Reinhold Bayerer
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2009-02-20
Filing date: 2009-02-20
Publication date: 2010-08-26
Anticipated expiration: 2029-02-21
Also published as: DE102009001029B4

Abstract

Es wird eine Schaltungsanordnung offenbart, die Folgendes umfasst: einen rückwärtsleitfähigen IGBT, der einen Laststrom sowohl in einer Vorwärtsrichtung als auch in einer Rückwärtsrichtung führen kann, mit einer Gate-Elektrode zum Ein- und Ausschalten des IGBTs; eine Ansteuerschaltung, der ein Steuersignal, welches einen Soll-Schaltzustand des IGBTs repräsentiert, zugeführt ist und die dazu ausgebildet ist, ein Treibersignal zur Ansteuerung der Gate-Elektrode zu erzeugen, um den IGBT entsprechend dem Steuersignal ein- oder auszuschalten, wobei ein Einschalten des IGBTs blockiert wird, wenn der IGBT in Rückwärtsrichtung Strom führt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Ansteuern eines rückwärtsleitfähigen IGBT, auch als RC-IGBT (reverse conducting insulated gate bipolar transistor) bezeichnet.
HINTERGRUND
Im Gebiet der Leistungselektronik müssen Transistoren für eine Vielzahl von Applikationen in der Lage sein, in Rückwärtsrichtung Strom zu führen. Im Fall des MOSFET wird dafür dessen intrinsische Diode benutzt. Der Standard-IGBT ist aufgrund seiner inneren Struktur nicht in der Lage, ohne ein weiteres Bauelement rückwärts Strom zu leiten. Ist Rückwärtsleitfähigkeit gefordert, wird üblicherweise antiparallel zum IGBT-Bauelement eine Diode geschaltet. Dies hat jedoch einige unerwünschte Konsequenzen zur Folge. Das Gehäuse für mindestens einen IGBT muss entsprechend groß ausgewählt werden, so dass neben dem Transistor- auch noch die Diodenchips Platz finden. Der Verdrahtungsaufwand beim Bonden steigt, da nun eine höhere Anzahl von Chips untereinander verbunden werden müssen. In der gesamten Fertigungskette muss mehr Aufwand betrieben werden, da neben den Transistor-Chips auch spezielle Dioden-Chips gefertigt, vermessen, vorgehalten und verarbeitet werden müssen. Durch die Entkopplung der Vorwärts-(IGBT) und Rückwärtsstromführung (Diode) sind beide Vorgänge wei testgehend thermisch entkoppelt. Der thermische Widerstand für die Einzelelemente ist entsprechend groß.
Es ist bekannt einen IGBT und eine Diode monolithisch ineinander zu integrieren. Dies geschieht, indem die p-dotierte Kollektorzone (p-Emitter) des IGBTs lokal unterbrochen wird. An diesen Stellen kontaktiert n-dotiertes Halbleitermaterial (n-Kathode der Diode) die Kollektormetallisierung. Eine PIN-Diodenstruktur entsteht somit zwischen Emitter, der niedrig dotierten Driftzone und dem p-dotierten Material im MOS-Kanal-Bereich. Ein solcher IGBT wird als rückwärtsleitfähiger IGBT (kurz: RC-IGBT) bezeichnet. Ein derartiger RC-IGBT ist beispielsweise in der Druckschrift US 2007/0231973 A1 (Rüthing, Schulze, Niedernostheide, Hille) beschrieben.
Während das Leitverhalten einer separaten, dem IGBT antiparallel zugeschalteten Diode keine Abhängigkeit vom Ansteuerzustand des IGBTs zeigt, ist das beim RC-IGBT je nach Auslegung des Bauelements anders. Wird der RC-IGBT im Rückwärtsleitbetrieb angesteuert, so ist der MOS-Kanal des IGBTs leitfähig. Da dieser in beide Richtungen Strom führen kann, entsteht für die Elektronen des Rückwärtsstroms ein zusätzlicher, zur internen Diode paralleler Strompfad. Da so nicht mehr alle Elektronen zur Überschwemmung der PIN-Diodenstruktur beitragen, kann sich deren Vorwärtsspannungsabfall deutlich erhöhen, was in der Regel ein unerwünschter Effekt ist.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht also darin, ein Ansteuerverfahren und die entsprechenden Schaltungsanordnungen zur Ansteuerung von RC-IGBTs zur Verfügung zu stellen, die diese, oben genannte Problematik berücksichtigen.
ÜBERSICHT ÜBER DIE ERFINDUNG
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 und ein Ansteuerverfahren nach Anspruch 12 gelöst.
Unterschiedliche Ausführungsbeispiele der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Ein Beispiel der Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung umfassend: einen rückwärtsleitfähigen IGBT, der einen Laststrom sowohl in einer Vorwärtsrichtung als auch in einer Rückwärtsrichtung führen kann, mit einer Gate-Elektrode zum Ein- und Ausschalten des IGBTs; eine Ansteuerschaltung, der ein Steuersignal, welches einen Soll-Schaltzustand des IGBT repräsentiert, zugeführt ist, und die dazu ausgebildet ist, ein Treibersignal zur Ansteuerung der Gate-Elektrode zu erzeugen, um den IGBT entsprechend dem Steuersignal ein- oder auszuschalten, wobei ein Einschalten des IGBT blockiert wird, wenn der IGBT in Rückwärtsrichtung Strom führt.
Ein weiteres Beispiel der Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung eines rückwärtsleitfähigen IGBTs, der einen Laststrom sowohl in einer Vorwärtsrichtung als auch in einer Rückwärtsrichtung führen kann; das Verfahren weist folgende Schritte auf: Bereitstellen eines Steuersignals, welches einen Soll-Schaltzustand des IGBT repräsentiert; Bestimmen, ob der IGBT in Rückwärtsrichtung Strom führt; Ansteuern des IGBT nach Maßgabe des Steuersignals, um den IGBT ein- oder auszuschalten, wenn der IGBT nicht in Rückwärtsrichtung Strom führt, jedoch Verhindern des Einschaltens des IGBTs, wenn dieser in Rückwärtsrichtung Strom führt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die folgenden Figuren und die weitere Beschreibung soll helfen, die Erfindung besser zu verstehen. Die Elemente in den Figuren sind nicht unbedingt als Einschränkung zu verstehen, vielmehr wird Wert darauf gelegt, das Prinzip der Erfindung darzustellen. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen korrespondierende Teile.
1 zeigt eine IGBT-Halbbrücke mit einer ohmschinduktiven Last;
2 zeigt die IGBT-Halbbrücke aus 1 mit einer Ansteuerschaltung für jeden Transistor;
3 ist eine Tabelle, in der die Leitzustände der IGBTs der Halbbrücke aus 2 ja nach Richtung des Laststromes des jeweiligen IGBTs zusammengefasst sind;
4 zeigt als erstes Beispiel der Erfindung einen IGBT mit einer Ansteuerschaltung, die den Leitzustand des IGBTs überwacht und diesen unter Berücksichtigung des Leitzustandes ansteuert;
5 zeigt ein Beispiel der Schaltung zur Detektion des Leitzustandes eines IGBT aus 4, wobei die Richtung der Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT detektiert wird;
6 zeigt ein weiteres Beispiel einer Schaltung zur Detektion des Leitzustandes eines IGBT, ähnlich der aus 5;
7 illustriert anhand eines Zeitdiagramms die Funktionsweise der Schaltungen aus 5 und 6;
8–10 zeigen Weiterentwicklungen der Schaltung aus 6;
11 zeigt ein weiteres Beispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, bei der die Richtung der Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT über einen Spannungsteiler ermittelt wird;
12 zeigt ein alternatives Beispiel einer Schaltung zur Detektion des Leitzustandes eines IGBT, bei der die Stromrichtung indirekt über die Stromrichtung eines durch einen Sense-IGBT fließenden Laststromes detektiert wird;
13 zeigt eine Schaltung zur Detektion des Leitzustandes eines IGBT mit einer ähnlichen Funktionsweise wie die aus 12;
14 zeigt eine weitere, alternative Möglichkeit zur Detektion des Leitzustandes eines IGBT, wobei die Richtung des Emitterstroms indirekt über den Spannungsabfall über dem Bonddraht ermittelt, der die Emitterelektrode mit einem externen Anschluss verbindet.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Wie oben bereits erwähnt zeigt das Leitverhalten eines IGBT mit einer separaten, antiparallel dazu geschalteten Diode keine Abhängigkeit vom Ansteuerzustand des IGBTs. Bei Verwendung von RC-IGBTs (reverse-conducting IGBTs) steigt der Vorwärtsspannungsabfall über der Emitter-Kollektor-Laststrecke des IGBT, die der Anoden-Kathoden-Laststrecke der integrierten Diode entspricht, in unerwünschtem Maße an, sofern das Gate des RC-IGBT im Rückwärtsleitbetrieb angesteuert wird und deshalb der MOS-Kanal des IGBTs leitfähig ist. Da dieser in beide Richtungen Strom führen kann, entsteht für die Elektronen des Rückwärtsstroms ein zusätzlicher, zur internen Diode paralleler Strompfad, und es können nicht mehr alle Elektronen zur Überschwemmung der PIN-Diodenstruktur beitragen, was dazu führt, dass sich der Spannungsabfall über dem IGBT deutlich erhöht.
Eine häufige Anwendung für RC-IGBTs sind Stromrichter, wo zur Steuerung jedes Phasen-Stromes eine IGBT-Halbbrücke einge setzt wird. Eine derartige Halbbrücke ist in 1 dargestellt. Eine Halbbrücke besteht beispielsweise aus zwei in Serie geschalteten n-Kanal IGBTs T_1TOP, T_1BOT, wobei Über der Serienschaltung, d. h. vom Kollektor des ”High-Side” Transistors T_1TOP zum Emitter des ”Low-Side” Transistors T_1BOT, die Betriebsspannung V_DC (Zwischenkreisspannung, DC-link voltage) anliegt. Das Kollektorpotential des ”High-Side” Transistors P_1TOP wird mit V_CC und das Emitterpotential des ”Low-Side” Transistors T_1BOT mit VEE bezeichnet. Der gemeinsame Schaltungsknoten der beiden Transistoren T_1TOP, T_1BOT bildet den Ausgang der Brückenschaltung, über den der Ausgangsstrom (Phasenstrom) i_OUT meist durch eine induktive Last abfliest. Die Zwischenkreisspannung ist meist symmetrisch bezüglich eines Referenzpotentials GND, d. h. VCC = V_DC/2 und VEE = –V_DC/2. Die Last ist in diesem Fall zwischen den Brückenausgang und das Referenzpotential geschaltet.
Zur Steuerung des Brückenausgangsstromes (Phasenstromes) i_OUT kann für jeden Transistor T_1BOT, T_1TOP eine Treiberschaltung zur Gate-Ansteuerung vorgesehen sein. Diese Treiberschaltungen können dazu ausgebildet sein, beim Schalten dem Brückenausgangsstrom i_OUT einen gewissen zeitlichen Verlauf des Ausgangsstromflanken zu erreichen (edge-shaping) und/oder einen Brückenkurzschluss zu verhindern. Den Treiberschaltungen sind (binäre) Steuersignale S_1TOP bzw. S_1BOT zugeführt, die den Soll-Schaltzustand des jeweiligen Transistors T_1TOP, T_1BOT anzeigt. Eine Halbbrücke mit Treiberschaltungen zur Gate-Ansteuerung ist in 2 dargestellt.
In 3 sind alle vier möglichen Schaltzustände einer Halbbrücke dargestellt. Abhängig von den Vorgaben der Steuersignale S_1TOP und S_1BOT und der Stromrichtung, die meist durch die induktive Last vorgegeben ist, nimmt das Ausgangspotential am Brückenausgang den Wert V_EE = –V_DC/2 oder V_CC = V_DC/2 an. Im Folgenden bedeutet S_1TOP/1BOT = 0, dass der jeweilige Transistor T_1TOP/1BOT ausgeschaltet (sperrend) sein soll, und S_1TOP/1BOT = 1, dass der jeweilige Transistor T_1TOP/1BOT eingeschaltet (leitend) sein soll.
Im Zustand I (siehe 3) sind beide RC-IGBTs T_1BOT, T_1TOP sperrend angesteuert und der Ausgangsstrom kann nur über eine der intrinsischen Dioden fließen, d. h. je nach Stromrichtung des Ausgangsstromes i_OUT ist die intrinsische Freilaufdiode des High-Side- oder des Low-Side-Transistors leitend und damit das Ausgangspotential V_EE (bei positivem Ausgangsstrom i_OUT) oder V_CC (bei negativem Ausgangsstrom i_OUT). Dies gilt nur näherungsweise unter Vernachlässigung der Flussspannung der intrinsischen Dioden. In beiden Fällen ist entweder der High-Side-Transistor T_1TOP oder der Low-Side-Transistor T_1BOT rückwärtsleitend.
Im Zustand II ist nur der Low-Side-Transistor T_1BOT leitend angesteuert (S_1BOT = 1, S_1TOP = 0), das Ausgangspotential entspricht damit näherungsweise dem Potential V_EE unabhängig von der Stromrichtung des Ausgangsstroms i_OUT. Bei positivem Ausgangsstrom ist der Low-Side-Transistor T_1BOT jedoch rückwärtsleitend, während er bei negativem Ausgangsstrom in Vorwärtsrichtung leitet.
Im Zustand III ist der Sachverhalt genau entgegengesetzt zum Zustand II. Im Zustand III ist nur der High-Side-Transistor T_1TOP angesteuert (S_1BOT = 0, S_1TOP = 1), das Ausgangspotential entspricht damit näherungsweise dem Potential V_CC unabhängig von der Stromrichtung des Ausgangsstroms i_OUT. Bei negativem Ausgangsstrom ist der High-Side-Transistor T_1TOP jedoch rückwärtsleitend, während er bei positivem Ausgangsstrom in Vorwärtsrichtung leitet.
Im theoretisch vorhandenen, in der Praxis jedoch unbedingt zu vermeidenden Zustand IV sind beide Transistoren T_1BOT, T_1TOP leitend angesteuert (S_1BOT = 1, S_1TOP = 1), die Zwischenkreisspannung V_DC ist also durch die Halbbrücke kurzgeschlossen. Dieser Zustand kann zur Zerstörung der Halbbrücke führen. Es ist Aufgabe der oben erwähnten Treiberschaltungen, das (auch nur kurzzeitige) Auftreten eines derartigen Zustandes zu verhindern.
Bei den Zuständen II und III tritt bei konventioneller Ansteuerung der Transistoren das oben beschriebene Problem auf, dass bei leitend angesteuertem aber rückwärtsleitendem Transistor der Spannungsabfall über der Laststrecke (Emitter-Kollektor-Strompfad) des RC-IGBT unerwünscht hoch ist, was eine erhöhte Verlustleistung und Wärmeentwicklung zur Folge hat. Konkret tritt dieses Problem im Zustand II bei positivem Ausgangsstrom i_OUT und im Zustand III bei negativem Ausgangsstrom i_OUT auf.
Dieses Problem wird durch die Schaltungsanordnung gemäß 4 gelöst, die als ein Beispiel der Erfindung eine Treiberschaltung zur Ansteuerung einer Gate-Elektrode eines Transistors umfasst. Die Schaltungsanordnung aus 4 zeigt einen rückwärtsleitfähigen IGBT T₁, der einen Laststrom sowohl in einer Vorwärtsrichtung als auch in einer Rückwärtsrichtung führen kann, mit einer Gate-Elektrode zum Ein- und Ausschalten des IGBTs; eine Ansteuerschaltung 10, der ein Steuersignal S₁, welches einen Soll-Schaltzustand des IGBT T₁ repräsentiert, zugeführt ist, und die dazu ausgebildet ist, ein Treibersignal zur Ansteuerung der Gate-Elektrode zu erzeugen, um den IGBT T₁ entsprechend dem Steuersignal ein- oder auszuschalten, wobei ein Einschalten des IGBT T₁ blockiert wird, wenn der IGBT T₁ in Rückwärtsrichtung Strom führt.
Das Treibersignal zur Ansteuerung der Gate-Elektrode ist meist eine Gate-Emitter-Spannung V_GE oder ein Gate-Strom i_G, je nachdem, ob die Ansteuerung des RC-IGBT T₁ stromgesteuert oder spannungsgesteuert erfolgen soll.
Die Funktion, dass das Einschalten des IGBT T₁ blockiert wird, wenn der IGBT T₁ in Rückwärtsrichtung Strom führt, kann schaltungstechnisch auf unterschiedliche Weise realisiert werden. In dem in 4 gezeigten Beispiel wird das Steuersignal S₁ über ein UND-Gatter 103 der Treiberschaltung 102 zugeführt, die das Treibersignal zur Ansteuerung der Gate-Elektrode erzeugt. Des Weiteren ist eine Schaltung 101 zur Ermittlung des Leitzustandes (vorwärtsleitend, rückwärtsleitend) vorgesehen, die über ein Signal S_VR die Stromrichtung des Emitterstromes des RC-IGBTs anzeigt. Im gezeigten Beispiel ist S_VR = 1, wenn der Emitterstrom in Vorwärtsrichtung fließt und S_VR = 0, wenn der Emitterstrom in Rückwärtsrichtung fließt. Wenn der RC-IGBT T₁ in Rückwärtsrichtung Strom führt, wird ein aktives Einschalten des RC-IGBT T₁ durch das UND-Gatter 103 verhindert.
Verschiedene Ausführungsformen der Schaltung 101 zur Ermittlung des Leitzustandes, d. h. der Laststromrichtung des IGBTs, sind in den 5, 6 und 8 bis 14 gezeigt.
In 5 ist ein Beispiel einer Schaltung 101 zur Ermittlung der Laststromrichtung des IGBTs T₁ dargestellt. Die Schaltung ist dazu ausgebildet die Richtung des Laststromes durch den RC-IGBT T₁ zu detektieren und ein entsprechendes Richtungssignal S_VR (vgl. 4) zur Verfügung zu stellen. Dazu ist eine Diode D₁ in Serie zu dem Laststrompfad C–E des Transistors geschaltet und ein Messstrom i_M wird z. B. durch eine Stromquelle Q_i oder eine Spannungsquelle Q_v (vgl. 6) in die Serienschaltung D₁, T₁ aus Diode und Laststrompfad eingespeist. Die Richtung der Spannung V_M über der Serienschaltung D₁, T₁ zeigt direkt die Stromrichtung durch den Transistor an. Die Diode D₁ ist dabei die einzige Komponente der Gate-Ansteuerung 10, die hochspannungsfest sein muss. Im Fall, dass der RC-IGBT sperrt und keinen Laststrom führt, fällt der Großteil der Sperrspannung an der Diode D₁ ab wohingegen an der Stromquelle Q_i und den restlichen Komponenten (z. B. UND-Gatter 103, Treiberschaltung 102) nur eine Spannung von wenigen Volt (z. B. 5 V bis 15 V) herrscht. Die 6 ist im Wesentlichen identisch mit der 5 mit der Ausnah me, dass die Stromquelle Q_i durch eine Spannungsquelle Q_v mit Serienwiderstand R₁ ersetzt ist.
Im Fall, dass der RC-IGBT T₁ in Vorwärtsrichtung leitet, fließt der Messstrom i_M über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors T₁ und die Spannung V_M beträgt V_F + V_CE, wobei V_F die Flussspannung (forward voltage) der Diode D₁ ist und V_CE der Spannungsabfall über der Kollektor-Emitter-Laststrecke im eingeschalteten Zustand, diese Summe beträgt in der Praxis einige wenige Volt, z. B. 2 V bis 4 V. Im Fall, dass der RC-IGBT T₁ sperrt und keinen Strom führt, steht für den Messstrom i_M kein niederohmiger Strompfad mehr zur Verfügung, und die Spannung V_M entspricht der maximalen Ausgangsspannung der Stromquelle Q_i bzw. der Spannung der Spannungsquelle Q_v, z. B. V_M = 10 V–15 V. Im Fall, dass der RC-IGBT T₁ in Rückwärtsrichtung Strom führt, ist die Spannung V_CE negativ und betragsmäßig größer als die Flussspannung V_F der Diode, d. h. die Summe V_M = V_F + V_CE ist im Ergebnis negativ. Die Stromrichtung des Kollektor-Emitter-Laststromes durch einen RC-IGBT T₁ lässt sich also leicht aus dem Vorzeichen der Messspannung V_M ablesen. Eine (nicht dargestellte) Auswerteschaltung erzeugt, z. B. mit Hilfe eines einfachen Komparators aus der Spannung V_M ein binäres Richtungssignal S_VM (vgl. 4).
Für das in den 1 und 2 dargestellte Beispiel einer Halbbrücke mit positiven Ausgangsstrom i_OUT ist die oben erläuterte Funktion in den Diagrammen (a) bis (d) der 7 dargestellt. Die Zeitdiagramme zeigen einen Wechsel von Zustand II in Zustand III, wobei bei bekannten Ansteuerverfahren für IGBTs dazwischen eine kurze Zeit lang der Zustand I eingefügt werden kann, um einen Brückenkurzschluss (Zustand IV) zuverlässig zu vermeiden. Das Diagramm (a) zeigt den zeitlichen Verlauf des Steuersignals S_1TOP für den High-Side-Transistor T_1TOP (vgl. 2), beispielsweise ein unipolares Rechtecksignal mit einer Amplitude von 5 V. Im vorliegenden Beispiel ist zum Zeitpunkt t = 0 s der Ausgangsstrom i_OUT der Halbbrücke ebenfalls Null, bevor der das Steuersignal S_1TOP von ”0” auf ”1” wechselt. Der High-Side-Transistor T_1TOP sperrt und die Messspannung V_M (Diagramm (b) der 7) beträgt, wie oben beschrieben, ca. 12 V (Spannung von Spannungsquelle Q_v). Eine Verzögerungszeit t_D (in 7 übertrieben gezeichnet) nach der steigenden Flanke im Steuersignal S_1TOP wird der High-Side-Transistor T_1TOP leitend, und ein entsprechender Laststrom i_OUT fließt in Vorwärtsrichtung durch dessen Kollektor-Emitter-Strecke C–E und die induktive Last. Folglich fällt die Messspannung V_M auf einen Wert V_F + V_CE von einigen wenigen Volt, z. B. ca. 2 Volt. Der Laststrom i_OUT (Diagramm (d) der 7) beginnt zu steigen. Nach einer bestimmten Zeit wechseln das Steuersignal S_1TOP von ”1” zurück auf ”0” und Steuersignal S_1BOT von ”0” auf ”1”. Der High-Side-Transistor T_1TOP wird hochohmig und der Low-Side-Transistor T_1BOT übernimmt den Laststrom i_OUT, wobei dieser den Laststrom i_OUT jedoch in Rückwärtsrichtung leitet. Folglich wird die Messspannung am V_M am Low-Side-Transistor T_1BOT negativ, was eben die Tatsache anzeigt, dass der Laststrom i_OUT über die intrinsische Freilaufdiode des Low-Side-Transistors T_1BOT fließt. Nach einer Verzögerungszeit t_D ist auch das Gate des Low-Side-Transistors T_1BOT voll ausgesteuert und der Kanal des Transistors leitet, was zu dem oben bereits beschriebenen Effekt führt, dass die Spannung V_CE über dem Transistor betragsmäßig in unerwünschtem Maße ansteigt, im vorliegenden Beispiel auf rund –5 V. Genau diesen Effekt würde eine Ansteuerschaltung gemäß 4 dadurch verhindern, dass ein aktives Einschalten der Transistoren T_1BOT, T_1TOP verhindert wird, wenn der jeweilige Transistor in Rückwärtsrichtung leitet.
Die 8, 9 und 10 zeigen unterschiedliche Beispiele von Auswerteschaltungen zur Auswertung der Messspannung V_M zur Bestimmung der Stromrichtung im Transistor. Die gezeigten Beispiele sind damit Weiterbildungen der Schaltung aus 6. Diese Schaltungen umfassen alle die Diode D₁ und die Span nungsquelle Q_v mit Serienwiderstand R₁ wie die korrespondierende Schaltung aus 6.
Die Schaltung gemäß 8 umfasst zusätzlich zu der Schaltung einen Komparator K₁ und eine Referenzspannungsquelle V_REF, die so geschalten sind, dass die Differenz V_M–V_REF von Messspannung und Referenzspannung zwischen den Komparatoreingängen anliegt. Im vorliegenden Beispiel ist das Messsignal S_VMgleich ”1”, wenn V_M größer als V_REF ist, und gleich ”0” wenn V_M kleiner als V_REF ist.
9 zeigt die Schaltung aus 8 mit einer einfachen Realisierung der Funktionalität des Komparators mit Hilfe eines Transistors T_M und drei Widerständen R_V1, R_V2 und R_C. Die beiden Widerstände R_V1 und R_V2 bilden einen Spannungsteiler für die Messspannung V_M im Verhältnis R_V1 zu R_V2. Als Referenzspannung dient im vorliegenden Fall die Flussspannung V_BE (forward voltage) der Basis-Emitter-Diode des Transistors T_M. Ist die Messspannung V_M größer als V_REF = (R_V1 + R_V2)·V_BE/R_V2, dann schaltet der Transistor T_M durch und das Kollektorpotential (Messsignal S_VM) fällt auf einen Wert, der den logischen Wert ”0” repräsentiert. Ist die Messspannung V_M kleiner als V_REF = (R_V1 + R_V2)·V_BE/R_V2, dann schaltet der Transistor T_M ab und das Kollektorpotential (Messsignal S_VM) steigt auf einen Wert (Spannung der Spannungsquelle Q_v), der den logischen Wert ”1” repräsentiert. In diesem Fall müsste das Signal S_VM noch invertiert werden, um das gleiche Ergebnis wie bei dem Beispiel aus 8 zu erhalten. Selbstverständlich kann statt der Schaltung mit einem npn-Transistor T_M die korrespondierende Schaltung mit einem pnp-Transistor verwendet. Dann kann die Invertierung entfallen.
10 zeigt ein Beispiel, das ähnlich ist wie das aus 9, mit dem Unterschied, dass statt dem Transistor T_M ein Fototransistor T_OC eines Optokopplers OC₁ verwendet wird. Die Spannung V_M wird dazu benutzt, um eine Leuchtdiode D_OC des Optokopplers OC₁ über einen Vorwiderstand R_V1 zu versorgen. Wenn der Wert i_CRIT ein kritischer Diodenstrom für die Diode D_OC ist, der gerade ausreicht, um eine so große Lichtintensität zu erzeugen, dass der Fototransistor T_OC einzuschalten, dann beginnt der Fototransistor T_OC zu leiten, wenn die Messspannung V_M größer ist als V_REF = i_CRIT·R_V1+ V_F,DOC, wobei V_F,DOC die Flussspannung (forward voltage) der Leuchtdiode D_OC bezeichnet. Das Kollektorpotential des Fototransistors T_OC wird als Messsignal S_VM wie bei dem Beispiel aus 9 weiterverwendet.
11 zeigt ein weiteres Beispiel einer Schaltung zur Bestimmung der Stromrichtung durch einen RC-IGBT. Bei diesem Beispiel wird die Kollektor-Emitter-Spannung, die im Falle eines sperrenden Transistors ja mehrere hundert Volt betragen kann, mit einem nichtlinearen Spannungsteiler geteilt. Die maximale Ausgangsspannung V_M des Spannungsteilers liegt wieder in einem Bereich von ca. 5 V bis 15 V, um diese mit Standard-Logikbausteinen weiterverarbeiten zu können. Der nichtlineare Spannungsteiler umfasse eine Kette von Dioden D_V1, D_V2, ..., D_Vn die Strom in eine Richtung leiten können und eine dazu antiparallel geschaltete Kette von Dioden D_R1, D_R2, ..., D_Rn, die Strom die entgegengesetzte Richtung leiten können. In Serie zu dieser Parallelschaltung ist ein Vorwiderstand R_V als weiterer Teil des Spannungsteilers mit den Diodenketten verbunden. Die Serienschaltung aus Diodenketten und Vorwiderstand ist so mit dem IGBT T₁ verbunden, dass an der Serienschaltung die volle Kollektor-Emitter-Spannung V_CE anliegt. Die Ausgangsspannung V_M wird an der Parallelschaltung der Diodenketten abgegriffen, sodass die maximale Ausgangsspannung betragsmäßig nicht höher werden kann als n·V_F, wobei V_F die Flussspannung (forward voltage) einer einzelnen Diode ist. Die Spannung V_M kann wie z. B. im einem der Beispiele der 8 bis 10 mit einem Komparator ausgewertet werden, um das Messsignal S_VM zu erzeugen.
Das Beispiele aus den 12 und 13 verwenden einen Sense-Transistor T_SENSE, um die Stromrichtung in dem RC-IGBT T₁ zu detektieren. Der Sense-Transistor T_SENSE ist beinah identisch mit dem Lasttransistor T₁, er ist jedoch aus weniger einzelnen Transistorzellen aufgebaut, sodass der Strom durch den Sense-Transistor T_SENSE bei gleicher Ansteuerung annähernd proportional zum Laststrom i_OUT des Leistungs-RC-IGBTs T₁ ist. Der interne Aufbau und die Funktionsweise eines Sense-IGBTs ist z. B. in der Veröffentlichung US 6,180,966 B1 (Kohno, Sakurai, Mori) dargestellt und erläutert. In dem Beispiel der 12 ist der Sense-Strom i_S des Sense-IBGTs über einen Shunt-Widerstand R_S geführt, dessen Spannungsabfall V_M annähernd proportional zum Laststrom i_OUT durch den RC-IGBT T₁ ist. Die Spannung V_M kann wiederum mit einem Komparator weiterverarbeitet werden, wie beispielsweise in den 8 bis 10 gezeigt.
Um einen größeren Pegel bei der Spannung V_M zu erreichen kann die Schaltung aus 12 gemäß dem Beispiel aus 13 modifiziert werden. Die Schaltung aus 13 umfasst zusätzlich einen Operationsverstärker AMP, einen Hilfstransistor T_S und eine Spannungsquelle V_Q.
Als letztes Beispiel zur Detektion der Laststromrichtung sei die direkte Messung des Laststromes i_OUT über einen Shunt-Widerstand genannt, wobei der Shunt-Widerstand durch einen Bonddraht gebildet wird, der die Emitter- oder die Kollektorelektrode mit einem externen Anschluss verbindet. Eine derartige Anordnung ist in 14 dargestellt. Der Spannungsabfall V_M über dem Bonddraht kann zur Auswertung ebenfalls einem Komparator zugeführt werden (vgl. 8 bis 10). Dazu umfasst die Detektionsschaltung 101 zur Detektion der Stromrichtung des Laststromes i_OUT eine Messschaltung, die dazu ausgebildet ist, die Richtung der über dem Bonddraht abfallenden Spannung zu ermitteln und ein davon abhängiges Messsignal S_VR bereitzustellen, das wie bei den anderen oben beschriebenen Ausführungsbeispielen weiterverarbeitet wird (siehe z. B. 4).
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- US 2007/0231973 A1 [0003]
- US 6180966 B1 [0044]

Claims

Schaltungsanordnung umfassend: einen rückwärtsleitfähigen IGBT (T), der einen Laststrom sowohl in einer Vorwärtsrichtung als auch in einer Rückwärtsrichtung führen kann, mit einer Gate-Elektrode zum Ein- und Ausschalten des IGBTs; eine Ansteuerschaltung (10), der ein Steuersignal, welches einen Soll-Schaltzustand des IGBT (T) repräsentiert, zugeführt ist, und die dazu ausgebildet ist, ein Treibersignal zur Ansteuerung der Gate-Elektrode zu erzeugen, um den IGBT (T) entsprechend dem Steuersignal ein- oder auszuschalten, wobei ein Einschalten des IGBT (T) blockiert wird, wenn der IGBT (T) in Rückwärtsrichtung Strom führt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Ansteuerschaltung eine Detektionsschaltung (101) aufweist, die dazu ausgebildet ist, zu ermitteln, ob der IGBT (T) in Rückwärtsrichtung Strom führt, und ein entsprechendes Richtungssignal zu erzeugen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, bei der die Ansteuerschaltung (10) eine Logikschaltung (103) und einen Gate-Treiber (102) aufweist, wobei die Logikschaltung (103) dazu ausgebildet ist, das Steuersignal an den Gate-Treiber (102) weiterzuleiten, die Weiterleitung jedoch zu blockieren, wenn das Richtungssignal anzeigt, dass der IBGT (T) in Rückwärtsrichtung Strom führt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, bei der der IGBT (T) einen Laststrompfad (C–E) aufweist, über dem eine Kollektor-Emitter-Spannung (V_CE) abfällt, und bei der die Detektionsschaltung (101) aufweist: eine Diode (D₁), die in Serie zu dem Laststrompfad (C–E) geschaltet ist; Mittel zum Einspeisen eines Messstromes (i_M) in die Serienschaltung aus Diode (D₁) Laststrompfad (C–E); eine Auswerteschaltung, die dazu ausgebildet ist, die Richtung der Spannung (V_M), die über der Serienschaltung aus Diode (D₁) Laststrompfad (C–E) abfällt, zu bestimmen und ein entsprechendes Messsignal (S_VR) bereitzustellen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, bei der die Durchlassrichtung der Diode (D₁) mit der Vorwärtsrichtung des IGBT (T) übereinstimmt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, bei der die Mittel zum Einspeisen eines Messstromes (im) eine Stromquellenschaltung oder eine Spannungsquelle mit Serienwiderstand aufweisen.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, bei der die Auswerteschaltung eine Komparatorschaltung (K₁; R_V1, R_V2, T_K, R_C; D_OC, T_OC, R_C) aufweist, die dazu ausgebildet ist, die Spannung (V_M) über der Serienschaltung aus Diode (D1) Laststrompfad (C–E) mit einer Referenzspannung (V_REF) zu vergleichen.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, bei der die Auswerteschaltung eine galvanische Trennung umfasst zwischen dem IGBT (T) und jenem Schaltungsknoten der Auswerteschaltung, an dem das Messsignal (S_VR) bereitgestellt wird.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, bei der der IGBT (T) einen Laststrompfad (C–E) aufweist, über dem eine Kollektor-Emitter-Spannung (V_CE) abfällt, und bei der die Detektionsschaltung (101) aufweist: einen ohmschen Widerstand (R_V), dessen Widerstandswert wesentlich größer ist als der Einschaltwiderstand des IGBT, eine erste Schaltung aus einer oder mehreren in Serie geschalteten Dioden (D_V1, ..., D_Vn), die in Serie zu dem ohmschen Widerstand geschaltet sind und einen Strompfad parallel zur Vorwärtsrichtung des IGBT (T) ermöglichen, eine zweite Schaltung aus einer oder mehreren in Serie geschalteter Dioden (D_R1, ..., D_Rn), die einen Strompfad parallel zur Rückwärtsrichtung des IGBT (T) ermöglichen, wobei die zweite Schaltung parallel zur ersten Schaltung geschaltet ist; eine Auswerteschaltung, die dazu ausgebildet ist, die Richtung der Spannung (V_M), die über der ersten Schaltung (D_V1, ..., D_Vn) bzw. der zweiten Schaltung (D_R1, ..., D_Rn) abfällt, zu bestimmen und ein entsprechendes Messsignal (S_VR) bereitzustellen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, bei der die Detektionsschaltung (101) aufweist: einen rückwärtsleitfähigen Sense-IGBT, der dem IGBT (T) parallelgeschaltet ist; eine Messschaltung (R_S; R_S, T_S, AMP), die dazu ausgebildet ist, die Richtung eines Laststromes durch den Sense-IGBT zu bestimmen und ein von der Richtung abhängiges Messsignal (S_VR) bereitzustellen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, bei der ein Lastanschluss des IGBT mit einem Bonddraht mit einem externen Anschluss verbunden ist und die Detektionsschaltung (101) aufweist: eine Messschaltung, die dazu ausgebildet ist, die Richtung der über dem Bonddraht abfallenden Spannung zu ermitteln und ein davon abhängiges Messsignal (S_VR) bereitzustellen.
Verfahren zur Ansteuerung eines rückwärtsleitfähigen IGBTs, der einen Laststrom sowohl in einer Vorwärtsrichtung als auch in einer Rückwärtsrichtung führen kann; das Verfahren weist folgende Schritte auf: Bereitstellen eines Steuersignals (S₁), welches einen Soll-Schaltzustand des IGBT (T) repräsentiert; Bestimmen, ob der IGBT (T) in Rückwärtsrichtung Strom führt; Ansteuern des IGBT (T) nach Maßgabe des Steuersignals (S₁), um den IGBT (T) ein- oder auszuschalten, wenn der IGBT nicht in Rückwärtsrichtung Strom führt, jedoch Verhindern des Einschaltens des IGBTs, wenn dieser in Rückwärtsrichtung Strom führt.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das Bestimmen, ob der IGBT (T) in Rückwärtsrichtung Strom führt, umfasst: Bestimmen des Vorzeichens einer Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT; Bereitstellen eines Messsignals (S_VR), welches das Vorzeichen der Kollektor-Emitter-Spannung des IGBTs anzeigt.