DE102011086129B4

DE102011086129B4 - Detektion des Leitungszustandes eines Feldeffektransistors

Info

Publication number: DE102011086129B4
Application number: DE201110086129
Authority: DE
Inventors: Daniel Domes
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2010-11-10
Filing date: 2011-11-10
Publication date: 2015-04-30
Anticipated expiration: 2031-11-11
Also published as: US20120112775A1; DE102011086129A1; US8729914B2; CN102468837A; CN102468837B

Abstract

Eine Schaltungsanordnung, die aufweist: einen Feldeffekttransistor (T1), der dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss eines Laststroms sowohl in eine Vorwärtsrichtung als auch in eine Rückwärtsrichtung zu ermöglichen, wobei der Feldeffekttransistor (T1) einen Laststrompfad und eine Gate-Elektrode (G) aufweist; eine Gate-Steuereinheit (10), die mit der Gate-Elektrode (G) verbunden und dazu ausgebildet ist, den Feldeffekttransistor (T1) durch Laden bzw. Entladen der Gate-Elektrode (G) nach Maßgabe eines Gate-Steuersignals (S1) zu aktivieren bzw. zu deaktivieren; eine Gate-Treibereinheit (102), die dazu ausgebildet ist, durch Detektieren eines Gatestroms (iGATE), der durch eine Änderung des Spannungsabfalls über den Laststrompfad aufgrund eines Wechsels des Feldeffekttransistors (T1) in den rückwärtsleitenden Zustand verursacht wird, zu detektieren, ob der Feldeffekttransistor (T1) Strom in Vorwärts- oder Rückwärtsrichtung leitet, wobei die Gate-Steuereinheit (10) weiter dazu ausgebildet ist, den Feldeffekttransistor (T1) zu deaktivieren oder dessen Aktivierung zu verhindern, wenn die Gate-Treibereinheit (10) detektiert, dass der Feldeffekttransistor (T1) sich in seinem rückwärtsleitenden Zustand befindet.

Description

Die vorliegende Beschreibung betrifft ein Verfahren zum Ansteuern eines rückwärts leitfähigen (reverse-conducting) Insulated-Gate-Bipolartransistor (RC-IGBT), insbesondere ein Verfahren zur Detektion der Richtung eines durch den RC-IGBT fließenden Stromes.
Konventionelle IGBTs werden z. B. in konventionellen Stromrichter-Schaltungen verwendet, um induktive Lasten zu regeln, welche beispielsweise zu einer elektrischen Maschine gehören. Die konventionellen Stromrichter-Schaltungen umfassen konventionelle IGBTs mit jeweils einer parallel geschalteten Freilaufdiode, um einen bidirektionalen Stromfluss zu ermöglichen, was notwendig ist, wenn IGBTs beispielsweise in Verbindung mit elektrischen Maschinen verwendet werden, welche induktive Lasten aufweisen. Die Verwendung von parallel geschalteten Freilaufdioden hat jedoch zahlreiche Nachteile, d. h. das IGBT-Gehäuse muss derart konstruiert sein, dass es sowohl den IGBT als auch die separate Freilaufdiode aufnehmen kann. Das Bonden der beiden Komponenten ist zudem eine verhältnismäßig komplexe und teure Angelegenheit.
Um diese Nachteile zu vermeiden, wurden sogenannte rückwärtsleitfähige IGBTs (sogenannte "reverse conducting IGBTs", RC-IGBTs) populär, wie z. B. in der Publikation US 2007/0231973 A1 veröffentlicht, wobei ein IGBT und eine Freilaufdiode monolithisch in einem einzigen Halbleiterbauelement ausgebildet sind. Die p-dotierte Kollektorzone ist lokal durch Einschnitte unterbrochen, wo n-dotiertes Halbleitermaterial die Kollektormetallisierung kontaktiert, was eine sogenannte PIN-Diodenstruktur zwischen der Emitterstruktur, der leicht dotierten Driftzone und dem p-dotierten Material in der MOS-Kanalzone zur Folge hat.
Der Leitungszustand einer konventionellen Freilaufdiode, welche antiparallel mit dem IGBT verbunden ist, hängt nicht vom Leitungszustand des IGBTs ab, wohingegen die intrinsische Freilaufdiode eines RC-IGBTs von dem Leitungszustand der MOS-Kanalzone des RC-IGBTs beeinflusst ist. D. h., wenn der RC-IGBT über seine Gateelektrode eingeschaltet wird, während er in einem rückwärtsleitenden (reverse conducting) Zustand ist, wird der MOS-Kanal leitend. Da der MOS-Kanal einen bidirektionalen Stromfluss ermöglicht, "sehen" die Elektronen im rückwärtsleitenden Strompfad einen zusätzlichen Strompfad im Falle einer aktivierten Gateelektrode. Folglich kann die Vorwärtsspannung der PIN-Diodenstruktur substantiell steigen, da nicht alle Elektronen zum Überfluten der PIN-Diode beitragen, was in den meisten Fällen ungewünscht ist.
Aus der Publikation DE 102 12 869 A1 ist eine Ansteuerschaltung für einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor bekannt. Dabei fließt ein Freilaufstrom über eine interne Freilaufdiode eines ersten Sperrschicht-Feldeffekttransistors. Wird ein zweiter Sperrschicht-Feldeffekttransistor eingeschaltet, kommutiert der Strom vom ersten Sperrschicht-Feldeffekttransistor auf den zweiten Sperrschicht-Feldeffekttransistor über. Nimmt der erste Sperrschicht-Feldeffekttransistor schnell Spannung auf, so resultiert daraus ein Spannungsabfall am Gate des Sperrschicht-Feldeffekttransistors. Wird dieser Spannungsabfall so groß, dass das Gate-Potential in die Nähe des Source-Potentials angehoben wird, entsteht ein Brückekurzschluss.
Die Publikation DE 10 2009 001 029 A1 lehrt ein Ansteuerverfahren und eine korrespondierende Schaltungsstruktur zum Lösen des zuvor beschriebenen Problems, wobei das Steuerverfahren eine Methode zur Detektion der Stromrichtung in einem RC-IGBT umfasst. Die Stromrichtung wird insbesondere detektiert mit Hilfe einer gemeinsam genutzten V_CEsat-Detektionsschaltung, wobei V_CEsat die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des RC-IGBTs repräsentiert. Ein Nachteil der V_CEsat-Detektionsschaltung kann darin bestehen, dass zumindest eine Diode (oder eine Vielzahl von in Serie geschalteten Dioden) mit hoher Sperrspannung notwendig ist, wobei diese Dioden einerseits verhältnismäßig teuer sind und andererseits innerhalb der Leistungselektronikanordnung verhältnismäßig viel Raum benötigen aufgrund der erforderlichen Kriechstrecken.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, die oben diskutierten Probleme zu vermeiden oder zumindest zu verringern. Eine weitere Aufgabe besteht darin, eine Schaltungsanordnung und ein korrespondierendes Verfahren bereitzustellen, welches verhindert, dass ein RC-IGBT über seine Gateelektrode eingeschaltet wird, während er sich im rückwärtsleitenden Zustand befindet. Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 und 16, sowie durch ein Verfahren gemäß dem Anspruch 13 gelöst. Unterschiedliche Ausführungsformen und Weiterentwicklungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst die Schaltungsanordnung folgendes: einen rückwärtsleitfähigen Feldeffekttransistor, der dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss eines Laststroms sowohl in eine Vorwärtsrichtung als auch in eine Rückwärtsrichtung zu ermöglichen, wobei der Feldeffekttransistor einen Laststrompfad und eine Gate-Elektrode aufweist; eine Gate-Steuereinheit, die mit der Gate-Elektrode gekoppelt und dazu ausgebildet ist, den Feldeffekttransistor durch Laden bzw. Entladen der Gate-Elektrode zu aktivieren und zu deaktivieren nach Maßgabe eines Gate-Steuersignals; Eine Monitoring-Einheit, die dazu ausgebildet ist zu detektieren, ob der Feldeffekttransistor Strom in Rückwärtsrichtung leitet durch Messen eines Gatestroms, der durch eine Änderung des Spannungsabfalls über den Laststrompfad aufgrund eines Wechsels des Feldeffekttransistors in den rückwärtsleitenden Zustand verursacht wird, wobei die Gate-Steuereinheit weiter dazu ausgebildet ist, den Feldeffekttransistor zu deaktivieren oder dessen Aktivierung zu verhindern, wenn die Monitoring-Einheit detektiert, dass der Feldeffekttransistor sich in einem rückwärtsleitenden Zustand befindet.
Des Weiteren wird ein Verfahren beschrieben zur Detektion, ob sich ein Feldeffekttransistor in einem vorwärtsleitenden Zustand oder einem rückwärtsleitenden Zustand befindet. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst das Verfahren: Bereitstellen eines rückwärts leitfähigen Feldeffekttransistors mit einem Laststrompfad; Messen eines Gatestroms verursacht durch eine Änderung des Spannungsabfalls über dem Laststrompfad aufgrund eines Wechsels des leitfähigen Feldeffekttransistors in seinen seinem rückwärtsleitenden Zustand; und Deaktivieren oder Verhindern der Aktivierung des Feldeffekttransistors, wenn detektiert wird, dass sich der Feldeffekttransistor in seinem rückwärtsleitenden Zustand befindet.
Der Fachmann wird zusätzliche Merkmale und Vorteile anhand der folgenden detaillierten Beschreibung sowie den Abbildungen erkennen. Die in den Abbildungen dargestellten Komponenten sind nicht notwendigerweise als Einschränkung zu verstehen, vielmehr wird Wert darauf gelegt, das Prinzip der Erfindung darzustellen. In den Abbildungen zeigt:
1 eine IGBT-Halbbrückenschaltung die mit einer Lastimpedanz verbunden ist, welche eine Spule umfasst;
2 die IGBT-Halbbrückenschaltung aus 1 umfassend eine Gate-Steuereinheit für jeden Transistor;
3 eine Tabelle in der die Leitungszustände der Halbbrücken-IGBTs aus 2 in Abhängigkeit von der Richtung des Laststroms des jeweiligen IGBTs aufgelistet sind;
4 einen IGBT mit einer Gate-Steuerschaltung, welche den Leitungszustand des jeweiligen IGBTs überwacht und den Transistor in Abhängigkeit von diesem Leitungszustand schaltet;
5 die dominanten parasitären Eingangskapazitäten eines RC-IGBT;
6 zeigt eine Vielzahl von Optionen für die Gatestrommessung unter Verwendung der Gatetreiberschaltung;
7 zeigt eine vorteilhafte Schaltungsanordnung zur Gatestrommessung mit Hilfe eines Stromspiegels, der mit der Gatetreiberschaltung verbunden ist; und
8 zeigt schematisch in einem Zeitdiagramm die Steuersignale, Ströme und Spannungen, die in der Stromrichter-Halbbrücke aus 1 und in der Schaltungsanordnung gemäß 7 auftreten.
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Komponenten oder Signale mit gleicher bzw. ähnlicher Bedeutung.
Insulated-Gate-Feldeffekttransistoren (IGBT) werden üblicherweise mit einer Freilaufdiode betrieben, welche antiparallel zum Laststrompfad des IGBTs geschaltet ist. Abhängig von der Laststromrichtung und dem IGBT-Gatesignal kann so eine Parallelschaltung aus IGBT und Diode in einem vorwärtsleitenden Zustand, in einem rückwärtsleitenden Zustand oder in einem (vorwärts) sperrenden Zustand (Leitungszustand) sein. Im vorliegenden Beispiel wird die Laststromrichtung im Wesentlichen durch den Zustand einer induktiven Last bestimmt. Der Strom fließt in Vorwärtsrichtung durch den Laststrompfad (Kollektor-Emitter-Pfad) des IGBTs und der Strom fließt in Rückwärtsrichtung durch die Diode. Während einer Rückwärtsleitung (revers conduction) wird der Leitungszustand der Diode nicht durch den IGBT beeinflusst, unabhängig davon, ob das Gate des IGBTs aktiv auf einen hohen ("High") oder niedrigen ("Low") Pegel angesteuert wird.
Sogenannte rückwärtsleitfähige IGBTs ("reverse conducting IGBTs", RC-IGBTs) haben eine intrinsische Freilaufdiode, so dass keine separate Freilaufdiode benötigt wird. Das Leitungsverhalten der intrinsischen Freilaufdiode hängt jedoch stark davon ab, ob das Gate des RC-IGBTs aktiv auf einem High-Pegel oder auf einem Low-Pegel angesteuert wird (d.h. ob der IGBT aktiv eingeschaltet wird oder nicht).
In RC-IGBTs steigt der Spannungsabfall in Rückwärtsrichtung (d.h. die Flussspannung der intrinsischen Freilaufdiode) auf unerwünscht hohe Werte, wenn das IGBT-Gate mit einem High-Pegel angesteuert wird. Diese Spannung in Rückwärtsrichtung (revers voltage) kann dabei als Anoden-Kathoden-Spannung (Flussspannung, Durchlassspannung) über dem Laststrompfad der internen Freilaufdiode angesehen werden.
RC-IGBTs werden häufig in Leistungswandlern (Stromrichtern) verwendet, wobei jeweils eine IGBT-Halbbrücke dazu verwendet wird, einen Phasenstrom zu steuern. 1 zeigt schematisch eine solche Halbbrücke. Die IGBT-Halbbrücke kann zwei n-Kanal-IGBTs T_1TOP, T_1BOT, welche in Serie geschaltet sind, umfassen. Eine Betriebsspannung V_DC (Zwischenkreisspannung oder "DC-Link"-Spannung) wird an die Habbrücke angelegt, d. h. die Spannung V_DC fällt zwischen dem Kollektor des High-Side-Transistors T_1TOP und dem Emitter des Low-Side-Transistors T_1BOT ab. Das Kollektorpotential des High-Side-Transistors T_1TOP wird hier auch als V_CC bezeichnet, wohingegen das Emitterpotential des Lowside-Transistors T_1BOT hier als V_EE bezeichnet wird (es gilt: V_DC = V_CC – V_EE). Der gemeinsame Schaltungsknoten zwischen den Transistoren T_1TOP und T_1BOT ist der Ausgangsknoten der Halbbrücke, welcher den Ausgangsstrom i_OUT (auch als Phasenstrom bezeichnet) einer angeschlossenen Last aufnimmt oder abgibt. In vielen Fällen umfasst die Lastimpedanz eine induktive Last. Üblicherweise ist die Zwischenkreisspannung V_DC symmetrisch in Bezug auf ein Referenzpotential GND (Masse), d. h. V_CC = V_DC/2 und V_EE = –V_DC/2. Im vorliegenden Fall ist die Last zwischen den Ausgang der Halbbrücke und das Referenzpotential GND geschaltet.
Eine Gate-Steuereinheit 10 ist für jeden Transistor T_1TOP, T_1BOT vorgesehen, um den Ausgangsstrom i_OUT (Halbbrückenausgangsstrom) einzustellen. Die Gate-Steuereinheit 10 kann eine Gate-Treibereinheit 102 umfassen, wie in der weiter unten beschriebenen 4 gezeigt. Die Gate-Treibereinheit 102 kann dazu ausgebildet sein, eine bestimmte Sprungantwort des Stroms i_OUT (d. h. definierte Flankensteilheiten bei Stromsprüngen) zu erreichen und/oder die Halbbrücke vor einem Brückenkurzschluss zu schützen. Beiden Gate-Steuereinheiten 10 wird eine (binäres) Gate-Steuersignal S_1TOP und S_1BOT zugeführt, welche den jeweils Soll-Schaltzustand (ein oder aus) des jeweiligen Transistors T_1TOP und T_1BOT anzeigen. Die Halbbrücke für den Stromrichter mit entsprechenden Gate-Steuereinheiten 10 ist in 2 dargestellt.
3 zeigt die vier möglichen Schaltzustände einer Habbrücke, z. B. der Halbbrücke aus 2. Abhängig von den Steuersignalen S_1TOP und S_1BOT (Trigger-Signale) und der Richtung des Ausgangsstroms i_OUT (Laststrom), der durch die induktive Last vorgegeben sein kann, nimmt das Ausgangspotential des Halbbrücken-Ausgangsknotens entweder (ungefähr) den Wert V_EE = –V_DC/2 oder V_CC = V_DC/2 an.
Gemäß 3 steuern die Steuersignale S_1TOP, S_1BOT im Schaltzustand I die korrespondierenden Transistoren (also beide RC-IGBTs) sperrend an. Folglich kann der Ausgangsstrom i_OUT ausschließlich durch eine der intrinsischen Freilaufdioden, entweder durch die des Transistors T_1TOP oder die des Transistors T_1BOT fließen, entsprechend der Stromrichtung des Ausgangsstroms i_OUT. D.h., der Ausgangsstrom i_OUT fließt entweder durch die intrinsische Freilaufdiode des High-Side-Transistors T_1TOP oder durch die Freilaufdiode des Low-Side-Transistors T_1BOT. Folglich ist das Ausgangspotential entweder V_EE (im Falle eines negativen Ausgangsstroms i_OUT) oder V_CC (im Falle eines positiven Phasenstroms i_OUT), wobei dies eher eine Näherung darstellt, da die Flussspannung der intrinsischen Dioden in der obigen Betrachtung vernachlässigt wird. Ein positiver Strom fließt in jene Richtung, die in 2 durch den mit i_OUT bezeichneten Pfeil angezeigt wird.
Im Schaltzustand II wird nur der Transistor T_1BOT angesteuert, so dass dieser seinen leitenden Zustand, auch als Ein-Zustand bezeichnet, annimmt (d. h. S_1BOT = 1, S_1TOP = 0). Folglich ist das Ausgangspotential der Halbbrücke unabhängig von der Richtung des Ausgangsstroms i_OUT ungefähr gleich dem Potential V_EE. Im Falle eines positiven Ausgangsstroms befindet sich der Transistor T_1BOT in seinem vorwärtsleitenden Zustand, wohingegen im Falle eines negativen Ausgangsstroms sich der Transistor T_1BOT in seinem rückwärtsleitenden Zustand befindet. Schaltzustand III ist komplementär zum Schaltzustand II.
Der Zustand IV bezieht sich auf einen Zustand, in dem beide Transistoren T_1BOT und T_1TOP leitend angesteuert werden (d. h. S_1TOP = S_1BOT = 1). In einem solchen Zustand würde die Zwischenkreisspannung V_DC jedoch kurzgeschlossen werden, was Fehlfunktionen oder sogar die Zerstörung der Halbbrücke zur Folge haben kann. Die Gate-Treiberschaltung sollte daher dazu ausgebildet sein, solche Brückenkurzschlüsse zu verhindern.
In den Schaltzuständen II und III kann das oben erwähnte Problem auftreten, dass ein Transistor aktiviert wird (d. h. S_1TOP = 1 oder S_1BOT = 1), während er sich in seinem rückwärtsleitenden Zustand befindet. In diesem Fall würde sich der Spannungsabfall über dem Laststrompfad signifikant erhöhen, was unweigerlich erhöhte Verluste und eine signifikant höhere Wärmeentwicklung zur Folge hätte. Genauer gesagt kann das Problem im Zustand II auftreten, wenn der Ausgangsstrom i_OUT negativ ist, und im Zustand III, wenn der Ausgangsstrom i_OUT positiv ist.
Dieses Problem kann gelöst oder zumindest verringert werden mit Hilfe einer Schaltung, die gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung, welche einen rückwärtsleitfähigen IGBT T₁ umfasst, welcher geeignet ist, über seinen Laststrompfad einen Strom in Vorwärtsrichtung (über den MOS-Kanal) zu leiten sowie auch in Rückwärtsrichtung (über die intrinsische antiparallele Freilaufdiode).
Der Transistor T₁ umfasst eine Gateelektrode G, welche mit einer Gate-Steuereinheit 10 verbunden ist, die den Vorwärtsstrompfad des IGBT in einen eingeschalteten und einen ausgeschalteten Zustand versetzt nach Maßgabe eines korrespondierenden Steuersignals S₁. Die Gate-Steuereinheit 10 umfasst eine Gate-Treibereinheit 102, welche mit der Gateelektrode G gekoppelt ist. Die Gate-Treibereinheit 102 ist dazu ausgebildet, geeignete Gate-Treibersignale dem Gate G zuzuführen nach Maßgabe des Steuersignals S₁, wodurch der Strompfad des Transistors in Vorwärtsrichtung in einen Ein-Zustand oder einen Aus-Zustand versetzt wird.
Das Gate-Treibersignal, welcher der Gateelektrode G zugeführt wird, kann eine geeignete Gate-Emitter-Spannung V_GE sein oder auch ein Gatestrom i_GATE, abhängig davon, ob der Transistor T₁ spannungsgesteuert oder stromgesteuert ist.
Es gibt eine Vielzahl von Alternativen, das Gate-Steuersignal S₁ zu blockieren oder auszutasten, um ein Einschalten des Transistors T₁ zu verhindern, selbst wenn das Signal S₁ einen High-Pegel aufweist. Beispielsweise kann das Signal S₁ durch ein UND-Gatter 103 geleitet werden, bevor es der Gate-Treibereinheit 102 zugeführt wird, welche das eigentliche Gate-Treibersignal (z.B. einen Gatestrom i_GATE, oder eine Gate-Emitter-Spannung V_GE) erzeugt. Ein Stromrichtungssignal S_VR wird von der Gate-Treibereinheit 102 und weiteren Komponenten erzeugt, die später beschrieben werden, und einem Eingang des UND-Gatters 103 zugeführt. Angenommen S_VR = 0, d. h. wenn der Transistor T₁ in seinem rückwärtsleitenden Zustand ist, wird das Signal S₁ ausgetastet, bevor es die Gate-Treibereinheit 102 erreicht. Folglich wird verhindert, dass das Signal S₁ den Transistor T₁ aktivieren (einschalten) kann, während der Transistor in seinem rückwärtsleitenden Zustand ist. angenommen das Signal S_VR = 1, d.h. wenn der Transistor sich nicht im rückwärtsleitenden Zustand befindet (in seinem ein- oder ausgeschalteten Zustand), wird das Signal S₁ nicht ausgetastet und an die Gate-Treibereinheit 102 weitergereicht, welche dann ein entsprechendes Gate-Treibersignal erzeugt, das wiederum den Transistor einschaltet.
Jeder elektronische Schalter umfasst parasitäre Kapazitäten, also auch ein RC-IGBT wie er in dem Beispiel aus den 1 bis 4 verwendet wird. Die Gate-Kollektor-Kapazität C_GC und die Gate-Emitter-Kapazität C_GE sind in dem Diagramm gemäß 5 dargestellt. Verglichen mit der Gate-Kollektor-Kapazität C_GC kann die Gate-Emitter-Kapazität C_GE jedoch für die folgenden Betrachtungen vernachlässigt werden. Um die erwähnten Kapazitäten zu laden und zu entladen, insbesondere um die Gate-Kollektor-Kapazität C_GC zu laden, muss ein Gatestrom i_GATE in die Gateelektrode G fließen bzw. von dieser abfließen. Die Kapazität C_GC wird unter anderem geladen oder entladen als Folge einer Änderung des Spannungsabfalls über dem Laststrompfad (Kollektor-Emitter-Strompfad) des RC-IGBTs. Eine (Richtungs-)Änderung des Spannungsabfalls wird z.B. verursacht durch eine Änderung des Laststroms durch den jeweiligen IGBT. Das Laden der Kapazität C_GC impliziert einen Verschiebungsstrom, der einen korrespondierenden Gatestrom i_GATE zur Folge hat, der wiederum entsprechend der vorliegenden Erfindung dazu verwendet werden kann, den Leitungszustand des jeweiligen RC-IGBTs zu ermitteln.
Um das Leitungszustandsignal S_VR zu erhalten, kann die Gate-Treiberschaltung 102 den Gatestrom i_GATE, der zu oder von der Gateelektrode G des RC-IGBTs fließt, messen. 6 zeigt eine Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung. Strommessvorrichtungen, z.B. geeignete Amperemeter(-schaltungen), werden in der ersten Versorgungsleitung des Gate-Treibers (Vorrichtung A1) und/oder in der zweiten Versorgungsleitung (Vorrichtung A2) und/oder in der Gatetreiber-Ausgangsleitung (Vorrichtung A3) angeordnet, wobei die Gatetreiber-Ausgangsleitung in der einschlägigen Literatur auch als "gate wire" bezeichnet wird. Es ist auch möglich, dass zwei oder mehrere der drei Strommesseinrichtungen A1, A2, A3 in der Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung angeordnet werden. Alternativ kann jedoch für viele Anwendungen auch nur eine der drei Strommesseinrichtungen A1, A2, A3 genügen.
Gemäß dem in 6 dargestellten Beispiel kann ein Shunt-Widerstand R_S als Strommesseinrichtung zwischen die Gate-Steuereinheit 102 und die Gateelektrode G des angeschlossenen Transistors T₁ geschaltet werden (d. h. der Shunt-Widerstand wird in die Gate-Treiber-Ausgangsleitung eingefügt). In diesem Fall kann eine parallel zu dem Widerstand R_S geschaltete Spannungsmesseinrichtung V1 dazu verwendet werden, den Gatestrom i_GATE gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung zu messen. Es ist auch möglich, eine oder mehrere der Strommesseinrichtungen oder der hier beschriebenen Methoden zur Gate-Strommessung zu kombinieren. Gemäß einem weiteren Beispiel der vorliegenden Erfindung wird ein Shunt-Widerstand in der ersten (High-Side) und/oder in der zweiten (Low-Side) Versorgungsleitung der Gate-Treiberschaltung 102 angeordnet. Wiederum kann der Spannungsabfall über dem Shunt-Widerstand gemessen werden, wodurch man einen Messwert erhält, der den Gatestrom repräsentiert.
Erwähnenswert ist, dass überlicherweise zwischen die Gateelektrode G und den Ausgang des Gate-Treibers 102 häufig ein Widerstand geschaltet wird. Dieser Widerstand wird üblicherweise als "Gate-Widerstand" R_G bezeichnet (in 6 nicht dargestellt), welcher ebenfalls als Shunt-Widerstand zur Messung des Gatestroms anstatt eines zusätzlichen Shunt-Widerstandes R_S verwendet werden kann. Es bleibt anzumerken, dass eine beliebige Kombination von Strommesseinrichtungen und Shunt(oder Gate)-Widerständen gemäß den vorliegenden Ausführungsbeispielen der Erfindung verwendet werden kann auch wenn es hier nicht explizit erwähnt ist.
Gemäß dem in 6 dargestellten Beispiel wird die Gate-Treibereinheit 102 durch eine Spannungsquelle (V+, V–) versorgt. Eine Strommesseinrichtung A1 oder A2 kann in die Versorgungsleitungen, welche der Gate-Treibereinheit 102 Strom zur Verfügung stellen, eingefügt werden. Ein Signal, welches den Gatestrom repräsentiert, kann an unterschiedlichen Positionen in der Gate-Steuereinheit 10 gemessen werden. Des Weiteren kann die Strommessung an mehreren als nur einer Position in derselben Schaltung durchgeführt werden.
7 zeigt eine bestimmte Implementierung der Strommesseinrichtung A1 aus 6. Des Weiteren sind manche Details der Gate-Treibereinheit 102 in 7 dargestellt. Das Gate-Steuersignal S₁ (wenn nicht ausgetastet) wird den Steuereingängen einer Emitterfolgerstufe über einen Serienwiderstand R_V zugeführt. Die Emitterfolgerstufe (Ausgangsstufe) kann beispielsweise durch den Bipolartransistor D₁ (der ein npn-Transistor sein kann) und den Bipolartransistor D2 (welcher pnp-Transistor sein kann) gebildet sein. Statt Bipolartransistoren kann jedoch ein beliebiger anderer Transistortyp (z. B. MOSFETs) verwendet werden, um die Emitterfolgerstufe zu implementieren. Die Emitterfolgerstufe stellt den Gatestrom i_GATE dem RC-IGBT T₁ über die Gate-Treiber-Ausgangsleistung (bzw. den "gate wire") zur Verfügung. Zum Zwecke der Steuerung der Schaltgeschwindigkeit (z.B. "edge shaping") ist in den meisten Fällen ein Gate-Widerstand RG in den Gate-Wire eingefügt.
Wie in 7 gezeigt kann die Strommesseinrichtung einen Stromspiegel umfassen, welcher durch die Transistoren M₁ und M₂ gebildet wird. Ein Kondensator C_G und ein elektronischer Schalter E₁ (d.h. ein weiterer Transistor), welcher parallel zu diesem geschaltet ist, sind an den Stromspiegel gekoppelt, so dass der "gespiegelte" Strom i_GATE* den Kondensator C_G laden kann. Der Stromspiegel stellt M1, M2 stellt einen ersten Strompfad durch den Transistor M₁ und einen zweiten Strompfad durch den Transistor M₂ zur Verfügung. Der erste Strompfad führt vorzugsweise den Gatestrom i_GATE wohingegen der zweite Strompfad den Spiegelstrom i_GATE* = n·i_GATE entspricht, wobei n üblicherweise kleiner oder gleich 1 ist und der Spiegelstrom i_GATE* direkt proportional zu dem Gatestrom i_GATE ist. Sowohl der Gatestrom i_GATE als auch der Spiegelstrom i_GATE* können von den Spannungsquellen V+ und V– bereitgestellt werden.
Wie zuvor beschrieben liegt es in der Natur eines RC-IGBTs (Transistor T₁), dass aufgrund einer plötzlichen Änderung des Spannungsabfalls V_CE über dem Kollektor-Emitter-Pfad (z. B. einem Einbruch der Spannung V_CE) die intrinsische parasitäre Kapazität C_GC (und G_GE) geladen oder entladen wird, was einen korrespondierenden Gatestrom i_GATE zur Folge hat. Ein Entladen der parasitären Gate-Kollektor-Kapazität C_GC wird insbesondere durch einen Einbruch der Kollektor-Emitter-Spannung V_CE eines Transistors verursacht, wenn er von einem (in Vorwärtsrichtung) sperrenden Zustand in seinen rückwärtsleitenden Zustand wechselt. Der Spannungseinbruch hat einen Verschiebungsstrom und einen korrespondierenden Gatestrom i_GATE zur Folge, welcher z.B. in der Gate-Versorgungsleitung (gate wire) messbar ist. Wenn ein Gatestrom i_GATE durch den Transistor M₁ fließt, wird dieser durch den Stromspiegel M1, M2 gespiegelt, so dass die Messkapazität C_G eine Änderung ihres Ladungszustandes "sieht", der eine Folge des Spiegelstromes i_GATE* ist. Der Schalter E₁ kann dazu verwendet werden, die Kapazität C_G kurzzuschließen und zu entladen. Die Ladung Q_G, welche in der Kapazität C_G gespeichert ist, wird in geeigneter Weise überwacht unter Verwendung der Beziehung Q_G = C_G·V_CG, d.h. durch Messen des Spannungsabfalls V_CG über C_G. Der Wert des Kondensators C_G wird in geeigneter Weise gemäß der Beziehung zwischen den beiden Strömen I_GATE und I_GATE* gewählt. Folglich ist die im Kondensator C_G gespeicherte Ladung ein Maß für den Gatestrom i_GATE (bzw. für dessen Integral), wobei der Gatestrom i_GATE wiederum ein Maß für den Leitungszustand des RC-IGBTs sein kann. Eine Schaltungsanordnung, insbesondere eine Gate-Treiberschaltung wie in 7 für den RC-IGBT T₁ dargestellt, wird für jeden RC-IGBT einer Stromrichter-Halbbrücke (wie in 1 gezeigt) vorgesehen. Eine detaillierte Beschreibung, wie der Leitungszustand des RC-IGBTs von dem Gatestrom i_GATE abgeleitet werden kann, d. h. vom Zustand der Ladung des Kondensators C_G, ist im Folgenden dargestellt.
Berücksichtigt man den Schalter E₁ wird der Kondensator C_G durch den Strom i_GATE* geladen solange der Schalter E₁ offen ist. Wenn E₁ geschlossen wird, wird der Kondensator C_G entladen und ein Messzyklus wird auf diese Weise initialisiert. Entsprechend dem Ausführungsbeispiel kann der Schalter E₁ synchron mit dem Gate-Steuersignal S₁ des korrespondierenden RC-IGBTs geschaltet werden. Der Schalter E₁ setzt den Ladungszustand des Messkondensators C_G zurück (d. h. Initialisierungsschritt) bevor eine Messperiode eingeleitet wird, wobei die Messperiode jenes Zeitintervall ist, während der Leitungszustand des RC-IGBTs bestimmt wird.
In 8 ist ein Zeitdiagramm abgebildet mit dem Zeitverlauf der Signale, Spannungen und Ströme in einer Stromrichter-Halbbrücke wie in 1 dargestellt, also mit einer Gate-Steuereinheit 10, wobei jeder Halbbrücken-RC-IGBT (T_1BOT, T_1TOP) eine Gatetreiber-Schaltungsanordnung gemäß 7 aufweist, wobei der Transistor T₁ (siehe 7) sowohl ein High-Side-Transistor (T_1TOP) oder ein Low-Side-Transistor (T_1BOT) sein kann.
Der Zeitverlauf der Steuersignale S_1BOT und S_1TOP ist in 8 dargestellt, wobei ein High-Signal "Transistor einschalten" bedeutet und ein Low-Signal "Transistor ausschalten" bedeutet. Unter der Annahme eines positiven Laststroms i_OUT (bezugnehmend auf die Laststromrichtung wie in 1 angedeutet) befindet sich der High-Side-Transistor T_1TOP in seinem rückwärtsleitenden Zustand sobald der Low-Side-Transistor T_1BOT mit Hilfe des zugehörigen Steuersignals S_1BOT ausgeschaltet wird. Für negative Richtungen des Laststroms i_OUT (wiederum bezugnehmend auf die in 1 dargestellte Stromrichtung) sind die gleichen Zusammenhänge gültig, wobei der Index "TOP" und "BOT" sowie die Bezeichnungen "High-Side" und "Low-Side" vertauscht werden müssen.
In 8 sieht man, dass ein Ausschalt-Befehl für den Low-Side-Transistor T_1BOT (zu den Zeitpunkten t₂ oder t₆) den rückwärtsleitenden Zustand des High-Side-Transistors T_1TOP auslöst. In der Praxis ist eine Totzeit bzw. eine Verzögerungszeit t_DELAY, beispielsweise, zwischen den Zeitpunkten t₂ und t₃ bzw. t₆ und t₇ unvermeidlich, was bedeutet, dass keines der Steuersignale S_1TOP oder S_1BOT einen High-Pegel aufweist und dass kein Transistor T_1TOP oder T_1BOT über seine Gateelektrode G eingeschaltet ist, um so Brückenkurzschlüsse zu vermeiden. Zu den Zeitpunkten t₃ oder t₇ ist die Verzögerungszeit t_DELAY abgelaufen und das Steuersignal S_1TOP des rückwärtsleitenden Highside-Transistors T_1TOP schaltet auf einen High-Pegel. Wie zuvor bereits erklärt sollte der Übergang des Steuersignals S₁ (S_1TOP bzw. S_1BOT) eines aktuell rückwärtsleitenden RC-IGBTs (T_1TOP oder T_1BOT) von "Low" auf "High" nicht zu einem Einschalten des jeweiligen Transistors führen. Im Hinblick auf die Stromrichter-Halbbrücke aus 1 bedeutet dies, dass die Information betreffend den Leitungszustand des jeweiligen RC-IGBT verfügbar gemacht werden soll. Abhängig von dieser Information betreffend den Leitungszustand kann dann eine Entscheidung getroffen werden, ob es dem jeweiligen Gate-Steuersignal S₁ (S_1TOP bzw. S_1BOT) ermöglicht wird, den korrespondierenden Transistor T₁ einzuschalten, oder ob das Steuersignal S₁ ausgetastet werden soll.
8 zeigt weiter, dass im Fall eines rückwärtsleitenden RC-IGBT (im vorliegenden Fall der High-Side-Transistor T_1TOP) und einem bevorstehenden Low-High-Übergang des korrespondierenden Steuersignals (d.h. S_1TOP) dessen Kollektor-Emitter-Spannung V_CE ungefähr Null ist. In diesem Fall erfolgt der Übergang der Spannung V_CE von dem Wert V_DC auf Null (was eine idealisierte Betrachtungsweise ist, tatsächlich ist die Spannung nicht Null sondern gleich der Flussspannung der Freilaufdiode) bereits eine Zeitspanne entsprechend der Totzeit früher (d. h. t_DELAY = t₃ – t₂ = t₇ – t₆). Dieser Übergang wird auch als V_CE-Spannungseinbruch ("V_CE voltage dip") bezeichnet. Der V_CE-Spannungseinbruch kann detektiert werden und für die Erzeugung eines Leitungszustandssignals S_VR benutzt werden. Wie bereits angesprochen verursacht der V_CE-Spannungseinbruch – im vorliegenden Fall über dem Kollektor-Emitter-Strompfad des rückwärtsleitenden Highside-Transistors T_1TOP – einen Verschiebestrom (in den parasitären Kapazitäten des Transistors), der einen entsprechenden Gatestrom in dem Gate-Wire zur Folge hat, wenn die Ladung der parasitären Kapazität C_GC sich ändert. Die Totzeit t_DELAY liegt zwischen dem Ereignis des V_CE-Spannungseinbruchs und jenem Zeitpunkt, zu dem das Leitungszustandssignal S_VR verfügbar sein muss, wobei die Totzeit üblicherweise lang genug ist (d. h. t_DELAY ≥ 1 µs), um das Ereignis eines V_CE-Spannungseinbruchs auszuwählen und ein robustes Leitungszustandssignal S_VR davon abzuleiten.
Gemäß 8 ist der Schalter E_1TOP geschlossen bis zum Zeitpunkt t₀, da S_1TOP einen High-Pegel aufweist. Beim Erreichen des Zeitpunkt t₀ wird der Schalter E_1TOP geöffnet und der Kondensator C_GTOP (zu diesem Zeitpunkt) enthält keine Ladung. Nachdem die Totzeit (d. h. t_DELAY = t₁ – t₀) zum Zeitpunkt t₁ abgelaufen ist wird der Low-Side-IGBT T_1BOT eingeschaltet durch dessen Gateelektrode (S_1BOT erfährt dabei einen Low-Highübergang zum Zeitpunkt t = t₁). Das Einschalten des Low-Side-Transistors T_1BOT wird in diesem Fall ermöglicht, da kein rückwärtsleitender Zustand des Transistors T_1BOT detektiert wurde. Des Weiteren verursacht das Einschalten des Low-Side-Transistors T_1BOT, dass der Laststrom i_OUT kommutiert vom zuerst rückwärtsleitenden High-Side-Transistor T_1TOP zu dem nun vorwärtsleitenden Low-Side-Transistor T_1BOT. In der Folge steigt die Kollektor-Emitter-Spannung V_CETOP über dem High-Side-Transistor von idealerweise Null auf beinahe V_DC (die Zwischenkreisspannung). Ausgelöst durch diese Erhöhung der Kollektor-Emitter-Spannung V_CETOP, wird die Gate-Kollektor-Kapazität C_GC des High-Side-Transistors T_1TOP geladen, wobei der (Verschiebe-) Strom i_GATE in diesem Fall durch den Gatewiderstand R_G und den Transistor D₂ fließt, wie z. B. in 7 gezeigt. Da der Gatestrom nicht durch den Transistor M₁ fließt, wird auch keine Ladung auf den Messkondensator T_G übertragen und folglich bleibt die Spannung über dem Messkondensator C_G Null.
Zum Zeitpunkt t₂ wechselt das Gate-Steuersignal S_1BOT des Low-Side-Transistors T_1BOT auf einen Low-Zustand und zwingt den Transistor über die Gateelektrode auszuschalten. Folglich kommutiert der Lastrom i_OUT unmittelbar zu dem High-Side-Transistor T_1TOP. Bevor der Hig-Side-Transistor in seinen rückwärtsleitenden Zustand wechselt, fällt die korrespondierende Kollektor-Emitter-Spannung V_CETOP von idealerweise V_DC auf Null, was zur Folge hat, dass die Gate-Kollektor-Kapazität C_GCTOP des Highside-Transistors T_1TOP entlädt und ein entsprechender Gatestrom i_GATE über den Gate-Wire, den Gate-Widerstand R_G, den Transistor T₁ und den Stromspiegel-Transistor M₁ fließt. In der Folge wird der Entladestrom i_GATE durch den Stromspiegel in den Strompfad des Transistors M₂ gespiegelt. Abhängig von dem Stromspiegelverhältnis n ist die durch den Spiegelstrom i_GATE* = n·i_GATE in den Messkondensator C_G injizierte Ladung proportional zu der Ladung, welche von der Gate-Kollektor-Kapatität C_GCTOP des Highside-Transistors stammt, da der Schalter E₁ nun offen ist. Das Aufladen des Messkondensators C_G mit einer Ladung hat einen entsprechende Kondensatorspannung V_GTOP zur Folge, die konstant bleibt, nachdem die Schalttransienten abgeklungen sind. Das bedeutet, dass, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung plötzlich fällt während der korrespondierende Transistor in seinen rückwärtsleitenden Zustand wechselt oder bereits in den rückwärtsleitenden Zustand gewechselt hat, wird der Spannungsabfall V_GTOP über der Messkapazität C_G beinahe zeitgleich erhöht durch den Verschiebestrom, der durch den Kollektor-Emitter-Spannungseinbruch verursacht wird.
Zum Zeitpunkt t₃ schaltet das Gate-Steuersignal des High-Side-Transistor S_1TOP auf seinen High-Pegel. Eine geeignete (und häufig verwendete) Steuerschaltung (welche nicht explizit in den Figuren dargestellt ist) wird verwendet, um den Low-High-Übergang des Gate-Steuersignals des Highside-Transistors S_1TOP mit der Information betreffend dem Spannungsabfall über dem Messkondensator C_G zu verknüpfen. Wenn der Spannungsabfall V_G einen gewissen Schwellwert überschreitet, dann wird verhindert, dass das Gate-Steuersignal S_1TOP an die Gateelektrode des zugehörigen RC-IGBTs weitergeben wird (beispielsweise mit Hilfe des UND-Gatters aus 4 und/oder einer speziellen Ausführung der Gate-Treiberschaltung 102).
Die hier beschriebenen Beispiele zeigen, wie der rückwärtsleitende Zustand des High-Side-Transistors T_1TOP gemäß der vorliegenden Erfindung bestimmt werden kann. Das gleiche Prinzip ist selbstverständlich auch umgekehrt anwendbar, d.h. wenn der Leitungszustand des Low-Side-Transistors der Stromrichter-Halbbrücke bestimmt werden soll.

Claims

Eine Schaltungsanordnung, die aufweist: einen Feldeffekttransistor (T₁), der dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss eines Laststroms sowohl in eine Vorwärtsrichtung als auch in eine Rückwärtsrichtung zu ermöglichen, wobei der Feldeffekttransistor (T₁) einen Laststrompfad und eine Gate-Elektrode (G) aufweist; eine Gate-Steuereinheit (10), die mit der Gate-Elektrode (G) verbunden und dazu ausgebildet ist, den Feldeffekttransistor (T₁) durch Laden bzw. Entladen der Gate-Elektrode (G) nach Maßgabe eines Gate-Steuersignals (S₁) zu aktivieren bzw. zu deaktivieren; eine Gate-Treibereinheit (102), die dazu ausgebildet ist, durch Detektieren eines Gatestroms (i_GATE), der durch eine Änderung des Spannungsabfalls über den Laststrompfad aufgrund eines Wechsels des Feldeffekttransistors (T₁) in den rückwärtsleitenden Zustand verursacht wird, zu detektieren, ob der Feldeffekttransistor (T₁) Strom in Vorwärts- oder Rückwärtsrichtung leitet, wobei die Gate-Steuereinheit (10) weiter dazu ausgebildet ist, den Feldeffekttransistor (T₁) zu deaktivieren oder dessen Aktivierung zu verhindern, wenn die Gate-Treibereinheit (10) detektiert, dass der Feldeffekttransistor (T₁) sich in seinem rückwärtsleitenden Zustand befindet.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, wobei der Feldefekttransistor (T₁) ein IGBT ist.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Gate-Treibereinheit (102) dazu ausgebildet ist, ein Leitungszustandssignal (S_VR) aus dem detektierten Gate-Strom (i_GATE) zu erzeugen, wobei das Leitungszustandssignal (S_VR) den Leitungszustand des rückwärts leitfähigen Feldeffekttransistors (T₁) anzeigt.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Gate-Steuereinheit (10) dazu ausgebildet ist, ein Leitungszustandssignal (S_VR) derart zu verarbeiten, dass ein Aktivieren des rückwärts leitfähigen Feldeffekttransistors (T₁) über dessen Gateelektrode verhindert wird, wenn das Leitungszustandssignal (S_VR) anzeigt, dass sich der rückwärts leitfähige Feldeffekttransistor (T₁) in seinem rückwärtsleitenden Zustand befindet.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Gate-Steuereinheit (10) eine Gate-Treibereinheit (102) umfasst, wobei die Gate-Treibereinheit (102) von einer Spannungsquelle über eine erste und eine zweite Versorgungsleitung versorgt wird und einen Ausgang sowie eine Ausgangsleitung umfasst, und wobei die die Gate-Treibereinheit (102) dazu ausgebildet ist einen Gatestrom (i_GATE) in die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors (T₁) über die Ausgangsleitung zu injizieren oder von dieser zu empfangen, wobei der Gate-Strom dem Gate-Treiber-Ausgansstrom entspricht.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 5, wobei eine Strommesseinrichtung (A1; A2; A3) in der ersten Versorgungsleitung der Gate-Treibereinheit (102) und/oder in der zweiten Versorgungsleitung und/oder in der Ausgangsleitung angeordnet ist, oder wobei mehrere Strommesseinrichtungen in der ersten Versorgungsleitung der Gate-Treibereinheit (102) und/oder in der zweiten Versorgungsleitung und/oder in der Ausgangsleitung angeordnet sind.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 6, wobei die Strommesseinrichtung einen Shunt-Widerstand (R_G) umfasst sowie eine dazu parallel geschaltete Spannungsmesseinrichtung.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 5, wobei eine Spannungsmesseinrichtung parallel zu einem Gate-Widerstand (R_G) geschaltet ist, wobei der Gate-Widerstand (R_G) in der Ausgangsleitung des Gate-Treibers (102) angeordnet ist.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 5, wobei ein Shunt-Widerstand mit einer dazu parallel geschalteten Spannungsmesseinrichtung in der Ausgangsleitung angeordnet ist.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 6, wobei die Strommesseinrichtung in der ersten und/oder zweiten Versorgungsleitung einen Stromspiegel (M1, M2) umfasst mit einem ersten und einen zweiten Strompfad.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 10, wobei der Stromspiegel derart angeordnet ist, dass der Strom in dessen ersten Strompfad gleich dem Gatestrom (i_GATE) ist, und wobei der Stromspiegel derart ausgebildet ist, den Strom (i_GATE*) in seinem zweiten Strompfad gleich oder direkt proportional zu dem Strom in seinem ersten Strompfad ist.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 10, wobei eine Messkapazität (C_G) im zweiten Strompfad des Stromspiegels angeordnet ist, um von dem Strom (i_GATE*), der im zweiten Strompfad des Stromspiegels fließt, geladen zu werden, sodass die Ladung des Messkondensators (C_G) den Gate-Strom repräsentiert.
Ein Verfahren zum Detektieren eines rückwärts leitenden Zustandes eines Feldeffekttransistors (T₁) mit einem Laststrompfad, wobei der Feldeffekttransistor (T₁) dazu ausgebildet ist, Strom sowohl in eine Vorwärtsrichtung als auch in eine Rückwärtsrichtung zu leiten; das Verfahren umfasst das das Detektieren eines Gate-Stroms (i_GATE), der durch eine Änderung des Spannungsabfalls (V_CE) über den Laststrompfad aufgrund eines Wechsels des Feldefekttransistors (T₁) in den rückwärtsleitenden Zustand verursacht wird, und das Deaktivieren oder das Verhindern der Aktivierung des Feldeffekttransistors (T₁), wenn detektiert wird, dass sich der Feldeffekttransistor (T₁) in seinem rückwärtsleitenden Zustand befindet.
Das Verfahren gemäß Anspruch 13, umfassend: Bereitstellen eines Leitungszustandssignals (S_VR), welches den Leitungszustand des rückwärts leitfähigen Feldefekttransistors (T₁) anzeigt; Blockieren oder Austasten eines Gate-Steuersignals für den rückwärts leitfähigen Feldefekttransistor (T₁), wenn das Leitungszustandssignals (S_VR) anzeigt, dass der rückwärts leitfähigen Feldefekttransistor (T₁) sich in seinem rückwärts leitenden Zustand befindet.
Das Verfahren gemäß Anspruch 13, umfassend: Laden oder Entladen einer Messkapazität (C_G) mit Hilfe eines Stroms (i_GATE*), der gleich dem oder proportional zum Gate-Strom (i_GATE) ist; Messen einer Ladungsgröße des Kondensators (C_G), wobei die Ladungsgröße den Gate-Strom (i_GATE) repräsentiert.
Eine Schaltungsanordung, die aufweist: eine Halbbrückenschaltung umfassend zwei rückwärtsleitfähige Feldeffekttransistoren (T_1TOP, T_1BOT), die dazu ausgebildet sind, einen Laststromfluss sowohl in Vorwärtsrichtung als auch in Rückwärtsrichtung zu ermöglichen; die rückwärtsleitfähigen Feldeffekttransistoren (T_1TOP, T_1BOT) haben einen Laststrompfad und jeweils eine Gate-Elektrode (G); der gemeinsame Schaltungsknoten der beiden rückwärtsleitfähigen Feldeffekttransistoren ist der Halbbrückenausgang, der dazu ausgebildet ist, einen Ausgangsstrom bereitzustellen; eine Gate-Steuereinheit (10) für jeden rückwärtsleitfähigen Feldeffekttransistor (T_1TOP, T_1BOT), die mit der jeweiligen Gate-Elektrode (G) verbunden und dazu ausgebildet ist, den rückwärtsleitfähigen Feldeffekttransistor (T_1TOP, T_1BOT) durch Laden bzw. Entladen der betreffenden Gate-Elektrode (G) nach Maßgabe eines Gate-Steuersignals (S_1TOP, S_1BOT), welches der Gate-Steuereinheit (10) zugeführt ist, zu aktivieren bzw. zu deaktivieren; wobei zumindest eine der Gate-Steuereinheiten (10) eine Gate-Treibereinheit (102) umfasst, die dazu ausgebildet ist durch Detektieren eines Gatestroms (i_GATE), der durch eine Änderung des Spannungsabfalls über dem Laststrompfad des jeweiligen den rückwärtsleitfähigen Feldeffekttransistors (T_1TOP, T_1BOT) aufgrund eines Wechsels des den rückwärtsleitfähigen Feldeffekttransistors (T_1TOP, T_1BOT) in den rückwärtsleitenden Zustand, verursacht wird, zu detektieren, ob der den rückwärtsleitfähige Feldeffekttransistor (T_1TOP, T_1BOT) Strom in Vorwärts- oder Rückwärtsrichtung leitet, und wobei die Gate-Steuereinheit (10) weiter dazu ausgebildet ist, den rückwärtsleitfähigen Feldeffekttransistor (T_1TOP, T_1BOT) zu deaktivieren oder dessen Aktivierung zu verhindern, wenn die Gate-Treibereinheit (10) detektiert, dass der rückwärtsleitfähige Feldeffekttransistor (T_1TOP, T_1BOT) sich in seinem rückwärtsleitenden Zustand befindet.