DE102011087598B4

DE102011087598B4 - Leistungsmodul

Info

Publication number: DE102011087598B4
Application number: DE201110087598
Authority: DE
Inventors: Shiori Uota; Takahiro Inoue; Koji Tamaki; Shoichi Orita
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-03-04
Filing date: 2011-12-01
Publication date: 2013-02-28
Anticipated expiration: 2031-12-02
Also published as: US9007736B2; US20120224288A1; CN102655367A; CN102655367B; JP2012186899A; DE102011087598A1; JP5627512B2

Abstract

Leistungsmodul, das umfasst: eine Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung (1), die mit einem Hauptelement, durch das ein Hauptstrom fließt, und einem Stromerfassungselement, durch das ein Teil des Hauptstroms fließt und das einen Ausgangsanschluss (SE) enthält, aus dem ein Erfassungsstrom ausgegeben wird, versehen ist; eine Stromerfassungsschaltung (C3, C4), die mit einem ersten Transistor (Q5, Q4) mit einer ersten Hauptelektrode, die mit dem Ausgangsanschluss des Stromerfassungselements verbunden ist, und einem Stromerfassungswiderstand (SR), dessen eines Ende mit einer zweiten Hauptelektrode des ersten Transistors verbunden ist und dessen anderes Ende mit einem gemeinsamen Verbindungsabschnitt (BP) verbunden ist, versehen ist, wobei der erste Transistor eine Steuerelektrode umfasst, die mit einem ersten Referenzpotential (GND) verbunden ist; eine Überstrombestimmungsschaltung (C2), die als Stromerfassungsspannung (Vs) eine Potentialdifferenz, die durch den Stromerfassungswiderstand erzeugt wird, auf der Basis des gemeinsamen Verbindungsabschnitts als Referenz detektiert, die Potentialdifferenz mit einer vorbestimmten Schwellenspannung vergleicht und basierend auf dem Vergleich zwischen der Potentialdifferenz und der...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Leistungsmodul, das zum Steuern eines Motors einer Industrie- oder Verbrauchervorrichtung verwendet wird.
Eine Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung wie z. B. ein IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate) oder ein Leistungs-MOSFET (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) übernimmt das folgende Verfahren, um einen Überstrom zu detektieren. Die Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung ist aus einem Hauptelement, durch das ein Hauptstrom fließt, und einem Stromerfassungselement, durch das ein Teil des Hauptstroms fließt, konfiguriert; ein aus einem Ausgangsanschluss (Erfassungsemitter) des Stromerfassungselement ausgegebener Erfassungsstrom wird durch einen Widerstand (Stromerfassungswiderstand) in eine Spannung umgesetzt, die als Detektionsspannung dient; und die Detektionsspannung wird mit einer vorbestimmten Referenzspannung verglichen, um festzustellen, ob die Detektionsspannung normal oder anomal (Überstrompegel) ist.
Hier ist das Stromerfassungselement aus einem Kollektor (Drain), der vom Hauptelement mit genutzt wird, und einem Emitter (Source) mit einer Fläche, die so beschaffen ist, dass sie ein vorbestimmtes Flächenverhältnis zu einer Fläche eines Emitters (Source) des Hauptelements aufweist, strukturiert, so dass ein Erfassungsstrom mit einem vorbestimmten Teilungsverhältnis zum Hauptstrom durch diesen fließt.
In dem Fall, in dem beispielsweise ein Emitterflächenverhältnis des Stromerfassungselements in Bezug auf das Hauptelement 1/10000 ist, fließt ein Strom, der 1/10000 des Stroms des Hauptelements ist, durch das Stromerfassungselement. Dies macht es möglich, einen Strom durch einen Widerstand mit einem relativ kleineren Widerstandswert zu detektieren.
Wenn der Stromerfassungswiderstand mit dem Stromerfassungselement verbunden ist, wird hier eine Differenz zwischen Spannungen von Gates des Hauptelements und des Stromerfassungselements verursacht, was zu einer Änderung eines Stromteilungsverhältnisses führt. Da sich dieses Teilungsverhältnis erheblich ändert, wenn ein Widerstandswert des Stromerfassungswiderstandes groß ist, ist es erforderlich, einen kleineren Widerstandswert für die Erfassung zu verwenden.
Wenn jedoch ein kleinerer Widerstandswert für die Erfassung verwendet wird, wird eine Schwellenspannung (Referenzspannung) zum Bestimmen eines Überstroms kleiner. Dies verursacht einen Faktor für eine Funktionsstörung (Fehldetektion).
JP 10-322185-A (1998) offenbart in 1 eine Konfiguration, in der ein Erfassungsstrom nicht direkt durch einen Widerstand erfasst wird, sondern von einer Stromspiegelschaltung empfangen wird, die aus einem N-Kanal-MOS-Transistor konfiguriert ist, und ein Spiegelstrom (Strom I4), der durch die Stromspiegelschaltung erhalten wird, in eine Spannung durch einen Stromerfassungswiderstand (Widerstand R1) umgesetzt wird, der mit einer Leistungsquelle (Spannung V3) der Stromspiegelschaltung verbunden ist, um dadurch eine Detektionsspannung (Spannung V1) zu bilden.
Gemäß dieser Konfiguration wird die Detektionsspannung V1 als V1 = V3 – (I4 × R1) ausgedrückt. Da die Detektionsspannung V1 von der Spannung V3 der Leistungsquelle abhängt, variiert die Detektionsspannung V1 gemäß einer Änderung der Spannung V3 und dies kann zu einer Verringerung der Genauigkeit der Stromerfassung führen.
Ein ähnliches Problem wird auch bei einer Technik verursacht, die in JP 1-193909-A (1989) (1 und 2) offenbart ist, bei der eine Stromspiegelschaltung zum Empfangen eines Erfassungsstroms und Erzeugen eines Spiegelstroms mit einer Stromspiegelschaltung zum Erzeugen eines Referenzstroms als Spiegelstrom kombiniert ist, und die Anwesenheit oder Abwesenheit eines Überstroms gemäß einer Amplitudenbeziehung zwischen dem Spiegelstrom des Erfassungsstroms und dem Referenzstrom bestimmt wird. Auch in diesem Fall ändert sich, wenn sich eine Quellenspannung der Stromspiegelschaltung ändert, der Spiegelstrom und eine Verringerung der Genauigkeit der Stromerfassung kann verursacht werden.
Wie vorstehend beschrieben, wird gemäß einer Konfiguration einer Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung zum Erfassen eines Überstroms in dem Fall, in dem ein Erfassungsstrom durch einen Widerstand erfasst wird, eine Veränderung davon groß, wenn ein Stromerfassungswiderstandswert groß ist, und eine Fehldetektion wird gewöhnlich verursacht, wenn der Stromerfassungswiderstandswert klein ist. In dem Fall, in dem der Erfassungsstrom unter Verwendung einer Stromspiegelschaltung erfasst wird, kann auch eine Verringerung der Genauigkeit der Stromerfassung mit Schwankungen der Leistungsquelle verursacht werden.
US 2006/0114633 beschreibt eine Überstromerfassungsschaltung für einen Mehrfach-Emitter-FET, mit einer Filterschaltung, die ein Signal filtert, das einem in der Last fließenden elektrischen Strom entspricht, und einer Vergleicherschaltung zum Vergleichen eines durch die Filterschaltung gefilterten Eingangssignals mit einem Referenzwert zum Erfassen eines Überstroms des in der Last fließenden elektrischen Stroms. Das Eingangssignal wird von einem Messwiderstand abgegriffen, der in Serie zu einem Transistor zwischen einen Fühlsourceanschluss des FET und Masse geschaltet ist.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Leistungsmodul zu schaffen, das selbst in dem Fall, in dem ein Erfassungsstrom durch einen Widerstand oder eine Stromspiegelschaltung erfasst wird, keine Fehldetektion und keine Verringerung der Genauigkeit der Stromerfassung verursacht.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch ein Leistungsmodul nach Anspruch 1 gelöst.
Wenn die Durchlassspannung der Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung niedrig ist und der Stromerfassungswiderstand mit dem Stromerfassungselement verbunden ist, wird eine Differenz zwischen den Spannungen verursacht, die an die Steuerelektroden des Hauptelements und des Stromerfassungselements angelegt werden, und ein Stromteilungsverhältnis ändert sich. Folglich kann kein genauer Erfassungsstrom erhalten werden. Da jedoch der erste Transistor mit dem Ausgangsanschluss des Stromerfassungselements verbunden ist, wird die Spannungsänderung am Ausgangsanschluss des Stromerfassungselements auf einen Spannungsabfall minimiert, der durch den Durchlasswiderstand des ersten Transistors verursacht wird, welcher beispielsweise etwa 0,7 V ist. Infolge dessen wird eine Spannungsdifferenz zwischen Spannungen, die an die Steuerelektroden des Hauptelements und des Stromerfassungselements angelegt werden, auf etwa 0,7 V verringert und wird stabil, so dass sich die Genauigkeit beim Detektieren des Erfassungsstroms verbessert. Da die Spannungsdifferenz zwischen den an die Steuerelektroden des Hauptelements und des Stromerfassungselements angelegten Spannungen auf etwa 0,7 V verringert wird, besteht kein Bedarf zu berücksichtigen, dass das Stromteilungsverhältnis zwischen dem Hauptelement und dem Stromerfassungselement variiert, und der Widerstandswert des Stromerfassungswiderstandes kann beliebig festgelegt werden. Daher kann die Fehldetektion durch Erhöhen des Widerstandswerts des Stromerfassungswiderstandes verhindert werden.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Diese und weitere Aufgaben, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden ausführlichen Beschreibung der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen besser ersichtlich.
Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsformen der Erfindung anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:
1 einen Schaltplan, der eine Konfiguration eines Leistungsmoduls gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
2 einen Schaltplan, der eine darin festgelegte Simulationsbedingung gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
3 ein Diagramm, das Ergebnisse der Simulation gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
4 einen Schaltplan, der eine Konfiguration eines Leistungsmoduls gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
5 einen Schaltplan, der eine darin festgelegte Simulationsbedingung gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
6 ein Diagramm, das Ergebnisse der Simulation gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
7 ein Diagramm, das eine Konfiguration einer ersten Variation der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
8 ein Diagramm, das eine Konfiguration der ersten Variation der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
9 ein Diagramm, das eine Konfiguration einer zweiten Variation der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
10 ein Diagramm, das eine Konfiguration der zweiten Variation der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
11 ein Diagramm, das eine Konfiguration der zweiten Variation der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
12 ein Diagramm, das eine Konfiguration der zweiten Variation der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt; und
13 eine Querschnittsansicht, die eine Struktur eines RC-IGBT darstellt.
Obwohl nachstehend die Beschreibung eines IGBT als Beispiel einer Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung gegeben wird, kann die vorliegende Erfindung auf andere Typen von Leistungsschalt-Halbleitervorrichtungen wie z. B. jene, die aus einem MOSFET oder Bipolartransistor konfiguriert sind, angewendet werden. Obwohl der Leitfähigkeitstyp der Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung als N-Kanal-Typ beschrieben wird, erübrigt es sich zu sagen, dass ein P-Kanal-Typ ebenso diesem Zweck dienen kann.
Erste Ausführungsform
[Vorrichtungskonfiguration]
1 ist ein Schaltplan, der eine Konfiguration eines Leistungsmoduls 100 gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Wie in 1 dargestellt, ist das Leistungsmodul 100 mit einer Ansteuerungssteuerschaltung 10 versehen, die einen IGBT 1 durch Steuern einer Spannung (Gatespannung), die zwischen einem Gate und einem Emitter des IGBT 1 zugeführt wird, ansteuert, um ihn in einen Ein-Zustand oder Aus-Zustand zu schalten.
Die Ansteuerungssteuerschaltung 10 umfasst eine Ansteuerschaltung C1 mit einer Gleichspannungsquelle V1 als Ansteuerleistungsquelle, eine Überstrombestimmungsschaltung C2 und eine Stromerfassungsschaltung C3.
Eine Freilaufdiode 2 ist in Sperrrichtung zwischen einem Kollektor C und einem Emitter E des IGBT 1 parallel geschaltet. Ein Rückstrom von einem Hauptstrom fließt durch die Freilaufdiode 2, wenn sich der IGBT 1 im Aus-Zustand befindet.
Im Leistungsmodul 100, das in 1 dargestellt ist, wird ein Hauptleistungsquellenpotential VCC an den Kollektor C des IGBT 1 angelegt und ein Massepotential GND (erstes Referenzpotential) wird an den Emitter E angelegt, da der Emitter E geerdet ist. Dann wird ein Ausgangssignal eines Treibers DR der Ansteuerschaltung C1 dem Gate G des IGBT 1 zugeführt.
Der Treiber DR empfängt die Gleichspannungsquelle V1 als Ansteuerleistungsquelle und eine Kathode der Gleichspannungsquelle V1 ist mit einem gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP der Ansteuerungssteuerschaltung 10 verbunden, um ein Referenzpotential der Ansteuerungssteuerschaltung 10 zu liefern. Zwei Eingangsabschnitte des Treibers DR sind mit einer Anode der Gleichspannungsquelle V1 bzw. dem gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP verbunden.
Der IGBT 1 umfasst zur Detektion eines Überstroms ein Hauptelement, durch das ein Hauptstrom fließt, und ein Stromerfassungselement, das so konfiguriert ist, dass es ermöglicht, dass ein Teil des Hauptstroms durch dieses fließt, und ist so konfiguriert, dass ein Erfassungsstrom aus einem Ausgangsanschluss (Erfassungsemitter) des Stromerfassungselements ausgegeben wird.
Obwohl der Kollektor (Drain) des Stromerfassungselements mit dem Hauptelement geteilt wird, ist eine Fläche des Emitters (Source) davon so beschaffen, dass sie ein vorbestimmtes Flächenverhältnis zu einer Fläche des Emitters (Source) des Hauptelements aufweist, so dass ein Erfassungsstrom mit einem vorbestimmten Teilungsverhältnis zum Hauptstrom durch diesen fließt.
Die Stromerfassungsschaltung C3 umfasst einen PNP-Transistor Q5, von dem ein Emitter mit einem Erfassungsemitter SE des IGBT 1 verbunden ist und eine Basis geerdet ist, und einen Stromerfassungswiderstand SR, dessen eines Ende mit einem Kollektor des PNP-Transistors Q5 verbunden ist und dessen anderes Ende mit dem gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP verbunden ist. Hier wird eine Potentialdifferenz zwischen einem durch den Stromerfassungswiderstand SR erzeugten Potential und einem Potential des gemeinsamen Verbindungsabschnitts BP, das als Referenz dient, als Stromerfassungsspannung Vs angenommen.
Die Überstrombestimmungsschaltung C2 umfasst einen Komparator CP, der das Potential des gemeinsamen Verbindungsabschnitts BP als Referenzpotential empfängt und mit dem Leistungsquellenpotential Vc arbeitet. Ein Eingang des Komparators CP ist mit einem Verbindungsknoten zwischen dem Kollektor des PNP-Transistors Q5 und dem einen Ende des Stromerfassungswiderstandes SR verbunden, der andere Eingang des Komparators CP ist mit einer Anode einer Gleichspannungsquelle V3 zum Zuführen einer beliebigen Schwellenspannung verbunden und eine Kathode der Gleichspannungsquelle V3 ist mit dem gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP verbunden.
Der Komparator CP vergleicht die Stromerfassungsspannung Vs mit der Schwellenspannung, stellt gemäß der Amplitudenbeziehung dazwischen fest, ob ein Überstrom fließt oder nicht, und führt ein Ergebnis davon der Ansteuerschaltung C1 zur Verwendung beim Steuern des Treibers DR zu. Wenn die Stromerfassungsspannung Vs auf einen Überstrompegel hindeutet, führt die Ansteuerschaltung C1 eine Steuerung wie z. B. Abschalten des IGBT 1 durch. Da jedoch dies mit der vorliegenden Erfindung entfernt in Beziehung steht, wird keine weitere Beschreibung durchgeführt.
Eine Anode einer Gleichspannungsquelle V2, die in der Ansteuerschaltung C1 enthalten ist, ist geerdet, und eine Kathode davon ist mit dem gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP verbunden. Hier ist die Anode der Gleichspannungsquelle V2 zusammen mit dem Emitter E des IGBT 1 geerdet. Es ist auch möglich, einen P-Kanal-MOSFET-Transistor anstelle des PNP-Transistors Q5 zu verwenden. In diesem Fall können andere Transistoren als der IGBT 1 auch aus MOSFETs konfiguriert sein.
[Vorrichtungsoperation]
Als nächstes wird die Stromerfassungsoperation des Leistungsmoduls 100 beschrieben. Im Leistungsmodul 100 umfasst die Ansteuerungssteuerschaltung 10 ihren eigenen gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP, der eine negative Vorspannung empfängt, die von der Gleichspannungsquelle V2 angelegt wird und als Ansteuerschaltungs-Referenzpotential (zweites Referenzpotential) dient. Da die Gleichspannungsquelle V1 den Treiber DR ansteuert, während das Ansteuerschaltungs-Referenzpotential zur Referenz gemacht wird, ist das Gate des IGBT 1 dazu konfiguriert, als Steuersignal eine positive Vorspannung und eine negative Vorspannung zu empfangen. Da die Gleichspannungsquelle V2 ein negatives Potential einstellt, wird sie hier manchmal als ”Potentialeinstellmittel” bezeichnet.
Ein Ergebnis der Simulation der Stromerfassungsoperation des Leistungsmoduls 100, wenn die positive und die negative Vorspannung an das Gate des IGBT 1 in dieser Weise angelegt werden, ist in 3 dargestellt. Hier ist 2 ein Schaltplan, der eine darin festgelegte Simulationsbedingung darstellt, während Elemente der Stromerfassungsschaltung C3 und der Ansteuerschaltung C1 zum Durchführen der Simulation spezifiziert sind. Es sollte beachtet werden, dass Abschnitte, die zu jenen in 1 identisch sind, mit gleichen Bezugsziffern oder -zeichen identifiziert sind und deren Beschreibung nicht wiederholt wird.
Mit Bezug auf 2 ist der IGBT 1 in ein Hauptelement MT und ein Stromerfassungselement ST unterteilt, eine Gate-Emitter-Spannung (Gatespannung) des Hauptelements MT ist als Vge ausgedrückt und eine Kollektor-Emitter-Spannung ist als Vce ausgedrückt. Ferner ist ein Strom, der durch den IGBT 1 in seiner Gesamtheit fließt, als Hauptstrom Ic ausgedrückt und ein Strom, der durch das Stromerfassungselement ST fließt, ist als Erfassungsstrom Is ausgedrückt. Gleichzeitig ist ein Strom, der durch den PNP-Transistor Q5 fließt, als Strom Ie ausgedrückt.
In der Ansteuerschaltung C1 umfasst der Treiber DR einen NPN-Transistor Q1, dessen Kollektor mit der Anode der Gleichspannungsquelle V1 verbunden ist und dessen Emitter mit dem Gate des Stromerfassungselements ST durch einen Widerstand R1 verbunden ist; einen PNP-Transistor Q2, dessen Kollektor mit dem gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP verbunden ist und dessen Emitter mit dem Gate des Stromerfassungselements ST verbunden ist; und eine Impulssignalquelle VP, die ein Impulssignal mit einer Höhe von 0 bis 20 V an die Basen des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 anlegt. Die Impulssignalquelle VP ist mit dem gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP verbunden und empfängt das Ansteuerschaltungs-Referenzpotential als Referenz. Hier ist der Widerstand R1 ein Widerstand zum Einstellen einer Schaltgeschwindigkeit des IGBT 1, wenn der IGBT 1 eingeschaltet ist, und der Widerstand R2 ist ein Widerstand zum Einstellen einer Schaltgeschwindigkeit des IGBT 1, wenn der IGBT 1 ausgeschaltet ist.
Die Gleichspannungsquelle V1 ist eine Leistungsquelle zum Erzeugen von 20 V als Potential B und die Gleichspannungsquelle V2 ist eine Leistungsquelle zum Erzeugen von –5 V als Potential A. Hier ist das Hauptleistungsquellenpotential VCC auf 200 V eingestellt.
Eine Induktivität L1 einer Last zwischen dem Kollektor des IGBT 1 und der Anode der Hauptleistungsquelle PW ist auf 500 μH festgelegt und ein Widerstandswert des Stromerfassungswiderstandes SR ist auf 12 Ohm festgelegt.
Unter den Ergebnissen der unter der in 2 dargestellten Simulationsbedingung durchgeführten Simulation ist eine Wellenform der Gatespannung Vge im Abschnitt (a) von 3 dargestellt, Wellenformen der Kollektor-Emitter-Spannung Vce und des Hauptstroms Ic sind im Abschnitt (b) von 3 dargestellt, eine Wellenform des Erfassungsstroms Is ist im Abschnitt (c) von 3 dargestellt, eine Wellenform des durch den PNP-Transistor Q5 fließenden Stroms ist im Abschnitt (d) von 3 dargestellt und eine Wellenform der Stromerfassungsspannung Vs ist im Abschnitt (e) von 3 dargestellt.
Gemäß dem Anstieg und Abfall der Gatespannung Vge, die ein Impulssignal ist, das im Abschnitt (a) von 3 dargestellt ist, schaltet der IGBT 1 aus und ein. Wenn der IGBT 1 einschaltet, fließt der Hauptstrom Ic hindurch, wie im Abschnitt (b) von 3 dargestellt, und gleichzeitig fließt der Erfassungsstrom Is hindurch, wie im Abschnitt (c) von 3 dargestellt. In einer gleichen Weise wie im Fall des Erfassungsstroms Is fließt der Strom Ie durch den PNP-Transistor Q5, wie im Abschnitt (d) von 3 dargestellt, und folglich kann die Stromerfassungsspannung Vc erhalten werden, wie im Abschnitt (e) von 3 dargestellt.
Wie im Abschnitt (a) von 3 dargestellt, ist hier die Gatespannung Vge nicht nur aus einer positiven Vorspannung im Bereich von 0 V bis 15 V, sondern auch einer negativen Vorspannung im Bereich von 0 V bis –5 V gebildet. In dieser Weise ist es möglich, die Ausschaltoperation des IGBT 1 unter Verwendung eines Impulssignals, das aus der positiven und der negativen Vorspannung gebildet ist, als Gatespannung sicher durchzuführen.
Mit anderen Worten, es ist selbst mit Anlegen eines aus nur einer positiven Vorspannung gebildeten Impulses möglich, den IGBT auszuschalten, wenn die Gate-Emitter-Spannung gleich einem oder niedriger als ein Schwellenwert des IGBT wird. Mit dem Anlegen eines Impulssignals, das durch Einschluss einer negativen Vorspannung gebildet wird, kann jedoch der IGBT sicherer ausgeschaltet werden.
In dem Fall, in dem ein Impulssignal, das aus der positiven und der negativen Vorspannung gebildet ist, als Gatespannung verwendet wird, besteht außerdem im Vergleich zu dem Fall, in dem das Impulssignal nur aus der positiven Vorspannung gebildet ist, insofern ein Vorteil, als, selbst wenn eine Durchlassspannung der Leistungsschaltvorrichtung wie z. B. des IGBT niedrig ist, eine Möglichkeit einer falschen Operation minimiert wird.
Wenn die Durchlassspannung der Leistungsschaltvorrichtung niedrig ist und der Stromerfassungswiderstand mit dem Stromerfassungselement verbunden ist, wird ferner eine Potentialdifferenz (ΔVge) für eine Menge eines Spannungsabfalls im Stromerfassungswiderstand in einer Spannung verursacht, die an die Gates des Hauptelements und des Stromerfassungselements angelegt wird. Da der Spannungsabfall im Stromerfassungswiderstand größer wird, wenn ein durch diesen fließender Strom zunimmt, wird der Spannungsabfall besonders groß, wenn ein Überstrom detektiert wird, der verursacht, dass die Potentialdifferenz ΔVge zunimmt, und das Stromteilungsverhältnis ändert. Folglich kann kein genauer Erfassungsstrom erhalten werden. Da jedoch der PNP-Transistor Q5 mit dem Erfassungsemitter SE des IGBT 1 verbunden ist, wird die Spannungsänderung am Erfassungsemitter SE auf einen Spannungsabfall minimiert, der durch den Durchlasswiderstand des PNP-Transistors Q5 verursacht wird, welcher beispielsweise etwa 0,7 V ist. Infolge dessen wird die Potentialdifferenz ΔVge auf etwa 0,7 V eingeschränkt und wird stabil, so dass sich die Genauigkeit beim Detektieren des Erfassungsstroms verbessert.
Da die Potentialdifferenz ΔVge ungeachtet des Widerstandswerts des Stromerfassungswiderstandes SR auf etwa 0,7 V gesenkt werden kann, besteht kein Bedarf zu berücksichtigen, dass das Stromteilungsverhältnis zwischen dem Hauptelement MT und dem Stromerfassungselement ST variiert, und der Widerstandswert des Stromerfassungswiderstandes kann beliebig eingestellt werden.
Daher kann die Fehldetektion durch Erhöhen des Widerstandswerts des Stromerfassungswiderstandes SR verhindert werden.
Ferner bestimmt die Überstrombestimmungsschaltung C2 den Zustand des Überstroms durch Vergleichen der Stromerfassungsspannung Vs mit einer beliebigen Schwellenspannung durch den Komparator CP. Da jedoch die Schwellenspannung auf der Basis des Ansteuerschaltungs-Referenzpotentials als Referenz erzeugt wird, das auch das Potential des gemeinsamen Verbindungsabschnitts BP ist, der das niedrigste Potential (negatives Potential) vorsieht, ändert sich das Ansteuerschaltungs-Referenzpotential nicht, selbst wenn sich die Gleichspannungsquelle V1 ändert, was eine genaue Detektion des Stroms möglich macht. Wenn sich die Spannung der Gleichspannungsquelle V2 ändert, ändert sich hier das Ansteuerschaltungs-Referenzpotential auch. Wenn sich jedoch das Ansteuerschaltungs-Referenzpotential ändert, ändern sich nicht nur das Potential der Gleichspannungsquelle V3, sondern auch die Referenzpotentiale aller anderen Schaltungen in einer ähnlichen Weise. Dies führt zu einer relativen Änderung von null und eine sehr genaue Stromerfassung kann aufrechterhalten werden.
Zweite bevorzugte Ausführungsform
[Vorrichtungskonfiguration]
4 ist ein Schaltplan, der eine Konfiguration eines Leistungsmoduls 200 gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Wie in 4 dargestellt, ist das Leistungsmodul 200 mit einer Ansteuerungssteuerschaltung 20 versehen, die einen IGBT 1 durch Steuern einer Spannung (Gatespannung), die zwischen einem Gate und einem Emitter des IGBT 1 zugeführt wird, ansteuert, um ihn in einen Ein-Zustand oder Aus-Zustand zu schalten. Abschnitte, die zu jenen des in 1 dargestellten Leistungsmoduls 100 identisch sind, sind hier mit identischen Bezugsziffern oder -zeichen identifiziert und deren Beschreibung wird nicht wiederholt.
Die Ansteuerungssteuerschaltung 20 umfasst eine Ansteuerschaltung C1 mit einer Gleichspannungsquelle V2 als Ansteuerleistungsquelle, eine Überstrombestimmungsschaltung C2 und eine Stromerfassungsschaltung C4. Ein Unterschied zu der in 1 dargestellten Ansteuerungssteuerschaltung 10 ist in der Stromerfassungsschaltung C4 zu finden.
Die Stromerfassungsschaltung C4 umfasst PNP-Transistoren Q3 und Q4, deren Emitter mit einem Erfassungsemitter SE des IGBT 1 verbunden sind, und einen Stromerfassungswiderstand SR, dessen eines Ende mit einem Kollektor des PNP-Transistors Q4 verbunden ist und dessen anderes Ende mit einem gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP verbunden ist. Basen der PNP-Transistoren Q3 und Q4 sind zusammen mit einem Kollektor des PNP-Transistors Q3 verbunden und die PNP-Transistoren Q3 und Q4 bilden eine Stromspiegelschaltung.
Der Kollektor des PNP-Transistors Q3 ist geerdet, eine Kathode einer Gleichspannungsquelle V2 ist mit dem gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP verbunden und eine Anode der Gleichspannungsquelle V2 ist zusammen mit einem Emitter E des IGBT 1 geerdet.
Ein Verbindungsknoten ND zwischen dem Kollektor des PNP-Transistors Q4 und einem Ende des Stromerfassungswiderstandes SR ist mit einem Eingang des Komparators CP verbunden.
[Vorrichtungsoperation]
Als nächstes wird die Stromerfassungsoperation des Leistungsmoduls 200 beschrieben. Im Leistungsmodul 200 umfasst die Ansteuerungssteuerschaltung 20 ihren eigenen gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP, der eine negative Vorspannung empfängt, die von der Gleichspannungsquelle V2 angelegt wird und als Ansteuerschaltungs-Referenzpotential dient. Da die Gleichspannungsquelle V1 einen Treiber DR ansteuert, während das Ansteuerschaltungs-Referenzpotential zur Referenz gemacht wird, ist dann das Gate des IGBT 1 dazu konfiguriert, als Steuersignal eine positive Vorspannung und eine negative Vorspannung zu empfangen.
Ein Ergebnis der Simulation der Stromerfassungsoperation des Leistungsmoduls 200, wenn die positive und die negative Vorspannung an das Gate des IGBT 1 in dieser Weise angelegt werden, ist in 6 dargestellt.
Hier ist 5 ein Schaltplan, der eine darin festgelegte Simulationsbedingung darstellt, während Elemente der Stromerfassungsschaltung C4 und der Ansteuerschaltung C1 zum Durchführen der Simulation spezifiziert sind. Es sollte beachtet werden, dass Abschnitte, die zu jenen in 1 identisch sind, mit identischen Bezugsziffern oder -zeichen identifiziert sind, und angenommen wird, dass sie dieselbe Simulationsbedingung aufweisen. Daher wird deren Beschreibung nicht wiederholt.
Mit Bezug auf 5 wird ein Strom, der durch den IGBT 1 in seiner Gesamtheit fließt, als Hauptstrom Ic ausgedrückt, ein Strom, der durch das Stromerfassungselement ST fließt, wird als Erfassungsstrom Is ausgedrückt, und Ströme, die durch die PNP-Transistoren Q3 und Q4 fließen, werden individuell als Ströme Ie ausgedrückt. Hier sind die Transistorcharakteristiken der PNP-Transistoren Q3 und Q4 zueinander identisch und der Strom Ie ist die Hälfte des Erfassungsstroms Is.
Unter den Ergebnissen der unter der in 5 dargestellten Simulationsbedingung durchgeführten Simulation ist eine Wellenform der Gatespannung Vge im Abschnitt (a) von 6 dargestellt, Wellenformen der Kollektor-Emitter-Spannung Vce und des Hauptstroms Ic sind im Abschnitt (b) von 6 dargestellt, eine Wellenform des Erfassungsstroms Is ist im Abschnitt (c) von 6 dargestellt, eine Wellenform des Stroms, der durch den PNP-Transistor Q4 fließt, ist im Abschnitt (d) von 6 dargestellt und eine Wellenform der Stromerfassungsspannung Vs ist im Abschnitt (e) von 6 dargestellt.
Gemäß dem Anstieg und Abfall der Gatespannung Vge, die ein Impulssignal ist, das im Abschnitt (a) von 6 dargestellt ist, schaltet der IGBT 1 aus und ein. Wenn der IGBT 1 einschaltet, fließt der Hauptstrom Ic hindurch, wie im Abschnitt (b) von 6 dargestellt, und gleichzeitig fließt der Erfassungsstrom Is hindurch, wie im Abschnitt (c) von 6 dargestellt. Wie im Abschnitt (d) von 6 dargestellt, fließt dann der Strom Ie, der etwa die Hälfte des Erfassungsstroms Is ist, durch den PNP-Transistor Q4 und folglich kann die Stromerfassungsspannung Vs erhalten werden, wie im Abschnitt (e) von 6 dargestellt.
Da die Ansteuerungssteuerschaltung 20 dazu konfiguriert ist, die Ausgabe vom Erfassungsemitter SE des IGBT 1 durch die Stromspiegelschaltung zu empfangen, und ermöglicht, dass der Strom Ie, der etwa die Hälfte des Erfassungsstroms Is ist, durch den Stromerfassungswiderstand SR fließt, kann in dieser Weise ein Leistungsverbrauch durch den Stromerfassungswiderstand SR verringert werden.
Unter der Annahme, dass es sich beispielsweise um einen Überstrom handelt, wenn die Stromerfassungsspannung Vs 0,5 V ist, wenn der Hauptstrom Ic 100 A ist und das Teilungsverhältnis des Stromerfassungselements zum Hauptelement 1/10000 ist, wird in der Ansteuerungssteuerschaltung 10 der ersten bevorzugten Ausführungsform der Leistungsverbrauch durch den Stromerfassungswiderstand SR als Vs × Is = 0,5 × (100/10000) = 5 mW ausgedrückt. Außerdem wird in der Ansteuerungssteuerschaltung 20 der Leistungsverbrauch durch den Stromerfassungswiderstand SR als Vs × (1/2)Is = 0,5 × (50/10000) = 2,5 mW ausgedrückt.
In dieser Weise ist es möglich, den durch den Stromerfassungswiderstand SR fließenden Strom beliebig zu ändern, indem eine Konfiguration geschaffen wird, in der die Ausgabe des Erfassungsemitters des IGBT 1 von der Stromspiegelschaltung empfangen wird, und indem eine Größe (ein Größenverhältnis) des Transistors der Stromspiegelschaltung geändert wird oder indem mehrere Transistoren vorgesehen werden, die den Spiegelstrom erzeugen.
Wenn beispielsweise angenommen wird, dass das Größenverhältnis des PNP-Transistors Q4 zum PNP-Transistor Q3 10 zu 1 ist, fließt der Strom Ie, der etwa 1/10 des Erfassungsstroms Is ist, durch den PNP-Transistor Q4.
[Variation 1]
In der vorstehend beschriebenen ersten und zweiten bevorzugten Ausführungsform wird das Ansteuerschaltungs-Referenzpotential durch Anlegen einer negativen Vorspannung an den gemeinsamen Verbindungabschnitt BP von der Gleichspannungsquelle V2 erzeugt. Anstelle der Verwendung der Gleichspannungsquelle V2 kann jedoch die negative Vorspannung durch Teilen des Potentials B der Gleichspannungsquelle V1 durch Widerstände erhalten werden oder die negative Vorspannung kann unter Verwendung einer Zener-Diode erhalten werden.
7 stellt eine Konfiguration zum Erhalten der negativen Vorspannung durch einen Widerstandsteiler dar und 8 stellt eine Konfiguration zum Erhalten der negativen Vorspannung unter Verwendung eines Widerstandes und einer Zener-Diode dar. Es sollte beachtet werden, dass in 7 und 8 Abschnitte, die zu den in 2 und 5 dargestellten identisch sind, mit identischen Bezugsziffern oder -zeichen identifiziert sind und deren Beschreibung nicht wiederholt wird.
In einem Leistungsmodul 100A, das in 7 dargestellt ist, sind Widerstände R4 und R5 in Reihe zwischen eine Anode einer Gleichspannungsquelle V1 und einen gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP in der Reihenfolge der Widerstände R4 und R5 eingefügt. Ein Verbindungsknoten zwischen den Widerständen R4 und R5 ist mit einer Basis eines PNP-Transistors Q5 verbunden und ist zusammen mit einem Emitter E eines IGBT 1 geerdet.
Diese Konfiguration besitzt insofern einen Vorteil, als eine negative Vorspannung, die durch ein Widerstandsteilungsverhältnis bestimmt wird, beispielsweise –5 V, an den gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP angelegt werden kann, während das Potential A als Referenz dient, und die Gleichspannungsquelle V2 nicht erforderlich ist. Da die Widerstände R4 und R5 das negative Potential einstellen können, werden diese hier als ”Potentialeinstellmittel PS” bezeichnet.
In einem Leistungsmodul 100B, das in 8 dargestellt ist, sind ein Widerstand R4 und eine Zener-Diode Z1 in Reihe zwischen eine Anode einer Gleichspannungsquelle V1 und einen gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP in der Reihenfolge des Widerstandes R4 und der Zener-Diode Z1 eingefügt. Eine Anode der Zener-Diode Z1 ist mit dem gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP verbunden, eine Kathode der Zener-Diode Z1 ist mit dem Widerstand R4 verbunden und ein Verbindungsknoten dazwischen ist mit einer Basis eines PNP-Transistor Q5 verbunden und zusammen mit einem Emitter E eines IGBT 1 geerdet.
Diese Konfiguration besitzt insofern einen Vorteil, als eine negative Vorspannung, die durch eine Zener-Spannung bestimmt wird, beispielsweise –5 V. an den gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP angelegt werden kann, während ein Potential A als Referenz dient, und die Gleichspannungsquelle V2 nicht erforderlich ist.
Da die negative Vorspannung durch die Zener-Spannung der Zener-Diode Z1 definiert ist, kann die negative Vorspannung leicht unter Verwendung einer Zener-Diode mit einer gewünschten Zener-Spannung eingestellt werden. Da der Widerstand R4 und die Zener-Diode Z1 das negative Potential einstellen können, werden diese als ”Potentialeinstellmittel PS” bezeichnet.
7 und 8 stellen Variationen auf der Basis des Leistungsmoduls 100 dar. Dasselbe kann jedoch auch auf das Leistungsmodul 200 angewendet werden.
[Variation 2]
Im Leistungsmodul 100 gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform wird eine Konfiguration, in der die Anode der Gleichspannungsquelle V2 mit der Basis des PNP-Transistors Q5 verbunden ist, beschrieben. Im Leistungsmodul 200 gemäß der zweiten bevorzugten Ausführungsform wird eine Konfiguration, in der die Anode der Gleichspannungsquelle V2 mit dem Kollektor des PNP-Transistors Q3 verbunden ist, beschrieben. Wie in 2 und 5 dargestellt, wird jedoch die Gatespannung (Gate-Emitter-Spannung) des Stromerfassungselements ST um eine Basis-Emitter-Spannung, d. h. 0,7 V, des PNP-Transistors Q5 und des PNP-Transistors Q4 niedriger als die Gatespannung (Gate-Emitter-Spannung) des Hauptelements MT. Aus diesem Grund kann es möglich sein, dass sich das Stromteilungsverhältnis des Stromerfassungselements ST zum Hauptelement MT ändert, und dies kann zu einer Verringerung der Genauigkeit der Stromerfassung führen.
Um dies zu vermeiden, ist es auch möglich, die in 9 und 10 dargestellten Konfigurationen zu übernehmen. Insbesondere stellt 9 eine Konfiguration eines Leistungsmoduls 100C dar, in der ein Potential D, das sich aus der Verringerung eines vorbestimmten Potentials von einem Potential A der Gleichspannungsquelle V2 ergibt, an eine Basis eines PNP-Transistors Q5 angelegt wird. 10 stellt eine Konfiguration eines Leistungsmoduls 200A dar, in der ein Potential D, das sich aus einer Verringerung eines vorbestimmten Potentials von einem Potential A der Gleichspannungsquelle V2 ergibt, an eine Basis eines PNP-Transistors Q4 angelegt wird. Es sollte beachtet werden, dass in 9 und 10 Abschnitte, die zu den in 2 und 5 dargestellten identisch sind, mit identischen Bezugsziffern oder -zeichen identifiziert sind und deren Beschreibung nicht wiederholt wird.
Im Leistungsmodul 100C, das in 9 dargestellt ist, sind eine Diode D2 und ein Widerstand R6 in Reihe zwischen eine Anode einer Gleichspannungsquelle V2 und einen gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP in der Reihenfolge der Diode D2 und des Widerstandes R6 eingefügt. Ein Verbindungsknoten zwischen der Diode D2 und dem Widerstand R6 ist mit einer Basis eines PNP-Transistors Q5 verbunden.
Die Diode D2 ist mit der Gleichspannungsquelle V2 in der Durchlassrichtung verbunden und in der Lage, ein Potential D zu erzeugen, das sich aus der Verringerung einer eingebauten Spannung (p-n-Spannung) der Diode vom Potential A ergibt, das etwa 0,7 V ist. Das Anlegen von diesem an die Basis des PNP-Transistors Q5 kompensiert eine Menge eines Spannungsabfalls der Gatespannung des Stromerfassungselements ST und macht es möglich, die Gatespannungen (Gate-Emitter-Spannungen) des Hauptelements MT und des Stromerfassungselements ST miteinander in Übereinstimmung zu bringen. Folglich ist es möglich zu verhindern, dass sich das Stromteilungsverhältnis des Stromerfassungselements ST zum Hauptelement MT ändert, und eine genauere Stromerfassung zu erreichen.
Im Leistungsmodul 200A, das in 10 dargestellt, ist, sind eine Diode D2 und ein Widerstand R6 in Reihe zwischen eine Anode einer Gleichspannungsquelle V2 und einen gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP in der Reihenfolge der Diode D2 und des Widerstandes R6 eingefügt. Ein Verbindungsknoten zwischen der Diode D2 und dem Widerstand R6 ist mit einer Basis eines PNP-Transistors Q4 verbunden.
Die Diode D2 ist mit der Gleichspannungsquelle V2 in der Durchlassrichtung verbunden und in der Lage, ein Potential D zu erzeugen, das sich aus der Verringerung einer eingebauten Spannung (p-n-Spannung) der Diode vom Potential A ergibt, welches etwa 0,7 V ist. Das Anlegen von diesem an die Basis des PNP-Transistors Q4 kompensiert eine Menge eines Spannungsabfalls der Gatespannung des Stromerfassungselements ST und macht es möglich, die Gatespannungen (Gate-Emitter-Spannungen) des Hauptelements MT und des Stromerfassungselements ST miteinander in Übereinstimmung zu bringen. Folglich ist es möglich zu verhindern, dass sich das Stromteilungsverhältnis des Stromerfassungselements ST zum Hauptelement MT ändert, und eine genauere Stromerfassung zu erreichen.
Ferner stellen 9 und 10 die Konfigurationen dar, in denen die Diode D2 und der Widerstand R6 in Reihe zwischen die Anode der Gleichspannungsquelle V2 und den gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP eingefügt sind. Alternativ kann ein als Diode verbundener Transistor anstelle der Diode D2 verwendet werden, wie in 11 und 12 dargestellt.
In einem Leistungsmodul 100D, das in 11 dargestellt ist, sind ein PNP-Transistor Q6 und ein Widerstand R6 in Reihe zwischen eine Anode einer Gleichspannungsquelle V2 und einen gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP in der Reihenfolge des PNP-Transistors Q6 und des Widerstandes R6 eingefügt. Ein Emitter des PNP-Transistors Q6 ist mit einer Basis davon verbunden und der PNP-Transistor Q6 fungiert als Diode. Ein Verbindungsknoten zwischen dem PNP-Transistor Q6 und dem Widerstand R6 ist mit einer Basis eines PNP-Transistors Q5 verbunden.
In einem Leistungsmodul 200B, das in 12 dargestellt ist, sind ein PNP-Transistor Q6 und ein Widerstand R6 in Reihe zwischen eine Anode einer Gleichspannungsquelle V2 und einen gemeinsamen Verbindungsabschnitt BP in der Reihenfolge des PNP-Transistors Q6 und des Widerstandes R6 eingefügt. Ein Emitter des PNP-Transistors Q6 ist mit einer Basis davon verbunden und der PNP-Transistor Q6 fungiert als Diode. Ein Verbindungsknoten zwischen dem PNP-Transistor Q6 und dem Widerstand R6 ist mit einer Basis eines PNP-Transistors Q4 verbunden.
Mit dieser Konfiguration ist es möglich, ein Potential D, das sich aus der Verringerung einer eingebauten Spannung vom Potential A ergibt, wie im Fall der Verwendung der Diode zu erzeugen. Da derselbe Transistor (falls möglich der Transistor in einer identischen Produktionsreihe) wie für den PNP-Transistor Q5 und den PNP-Transistor Q4 verwendet, für den PNP-Transistor Q6 verwendet wird, werden zusätzlich dazu individuelle Differenzen, die durch Temperaturcharakteristiken und -schwankungen im Prozess verursacht werden, unter den Transistoren minimiert. Folglich kann ein Spannungsabfall im PNP-Transistor Q6 gleich jenem im PNP-Transistor Q5 und PNP-Transistor Q4 gemacht werden, und ferner wird eine genaue Stromerfassung ermöglicht.
[Verleihen von Intelligenz an das Leistungsmodul]
In jedem der in der ersten und der zweiten bevorzugten Ausführungsform beschriebenen Leistungsmodule 100 und 200 sind die Ansteuerungssteuerschaltungen 10 und 20 durch Ausschließen des IGBT 1, der Freilaufdiode 2, der Leistungsquelle, die das Hauptleistungsquellenpotential VCC anlegt, und der Gleichspannungsquelle V1 konfiguriert. Eine ganze oder ein Teil der Ansteuerungssteuerschaltung 10 oder 20 kann jedoch in eine Steuer-IC eingebaut werden.
Ein Baustein, der darin eine solche Steuer-IC, den IGBT 1 und die Freilaufdiode 2 integriert, wird als intelligentes Leistungsmodul (IPM) bezeichnet.
Durch Integrieren der Ansteuerungssteuerschaltungen 10 und 20 in individuelle ICs ist es möglich, die Schaltungsgröße zu verringern und die Leistungsmodule 100 und 200 in ihrer Gesamtheit zu miniaturisieren.
Durch Integrieren der Ansteuerschaltungen 10 und 20 in ihrer Gesamtheit in die IC ist außerdem das Leistungsmodul aus dem IGBT 1, der Freilaufdiode 2 und der Ansteuerungssteuerschaltung 10 oder 20 konfiguriert. Diese Anordnung verringert die Anzahl von Komponenten und individuelle Unterschiede zwischen den Komponenten und verringert die Ausschussrate.
Da die Anzahl von Komponenten verringert ist, werden Fehler bei der Montage verringert, eine Wahrscheinlichkeit für das Verursachen eines Fehlers während der Montage wird verringert und die Ausschussrate wird verringert.
Da die Anzahl von Komponenten verringert ist, wird es ferner leichter, die Komponenten zu managen und die Komponenten miteinander zu montieren, was die Produktionskosten senken kann.
Mit verringerten individuellen Unterschieden zwischen den Komponenten, die sich aus der verringerten Anzahl von Komponenten ergeben, ist es möglich, die Genauigkeit der Stromerfassung zu erhöhen.
Ein Beispiel der Integration eines Teils der Ansteuerungssteuerschaltungen 10 und 20 in individuelle ICs beinhaltet einen Fall der Integration des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2, die den Treiber DR bilden, in eine IC und einen Fall der Integration auch der Widerstände R1 und R2 zusätzlich zum NPN-Transistor Q1 und PNP-Transistor Q2 in eine IC.
Das Integrieren des NPN-Transistors Q1, des PNP-Transistors Q2 und der Gleichspannungsquelle V1 in eine IC beinhaltet auch einen Fall der Integration auch der Widerstände R1 und R2 zusätzlich zum NPN-Transistor Q1, zum PNP-Transistor Q2 und zur Gleichspannungsquelle V1 in eine IC. Die Gleichspannungsquelle V1 wird als Regler in die IC eingebaut.
Ferner beinhaltet der Fall auch das Integrieren der Ansteuerungssteuerschaltungen 10 und 20 ausschließlich des Stromerfassungswiderstandes SR in individuelle ICs. Da der Stromerfassungswiderstand SR erfordert, dass sein Widerstandswert zum Durchführen einer sehr genauen Erfassung exakt eingestellt wird und der Widerstandswert nicht geändert werden kann, sobald er in eine IC integriert ist, ist es bevorzugt, dass der Stromerfassungswiderstand SR separat konfiguriert wird.
Dasselbe wird auch auf die Widerstände R1 und R2 zum Einstellen der Schaltgeschwindigkeit des IGBT 1 angewendet. Daher gibt es manchmal Fälle, in denen die Widerstände R1 und R2 zur Vorbereitung auf den Fall, in dem die Schaltgeschwindigkeit für jedes Produkt unterschiedlich geändert wird, separat konfiguriert werden.
[Verwendung eines Halbleiters mit breiter Bandlücke]
In den Leistungsmodulen 100 und 200 gemäß der ersten und der zweiten bevorzugten Ausführungsform wurden keine Beschreibungen von Materialien angegeben, die für den IGBT 1 und die Freilaufdiode 2 verwendet werden. Der IGBT 1 und die Freilaufdiode 2 können jedoch als Siliziumhalbleitervorrichtung beschaffen sein, die auf einem Siliziumsubstrat (Si-Substrat) ausgebildet ist. Alternativ kann der IGBT 1 als Siliziumhalbleitervorrichtung beschaffen sein und die Freilaufdiode 2 kann als Siliziumcarbid-Halbleitervorrichtung, die auf einem Siliziumcarbid-Substrat (SiC-Substrat) ausgebildet ist, oder als Galliumnitrid-Halbleitervorrichtung, die auf einem Substrat ausgebildet ist, das aus einem Material auf Galliumnitrid-Basis (GaN-Basis) besteht, beschaffen sein.
SiC und GaN sind Halbleiter mit breiter Bandlücke. Da die Halbleitervorrichtung, die aus dem Halbleiter mit breiter Bandlücke ausgebildet ist, eine hohe Stehspannung und eine zulässige Stromdichte aufweist, ist es möglich, die Vorrichtung im Vergleich zur Siliziumhalbleitervorrichtung zu miniaturisieren. Die Verwendung einer solchen miniaturisierten Halbleitervorrichtung macht es möglich, das Leistungsmodul, das eine solche Vorrichtung darin enthält, zu miniaturisieren.
Da der Halbleiter mit breiter Bandlücke eine hohe Wärmebeständigkeit aufweist, ist es möglich, eine Strahlungsrippe eines Kühlkörpers zu miniaturisieren und eine Luftkühlung anstelle einer Wasserkühlung zu verwenden. Folglich ist eine weitere Miniaturisierung des Leistungsmoduls möglich.
Da die Vorrichtung kleiner gemacht werden kann als die Siliziumhalbleitervorrichtung, können ferner die Ansteuerungssteuerschaltungen 10 und 20 miniaturisiert werden, wenn sie dieselbe Bemessung aufweisen.
Im Gegensatz dazu kann die Freilaufdiode 2 als Siliziumhalbleitervorrichtung ausgebildet werden und die Schaltvorrichtung (einschließlich eines Bipolartransistors und eines MOSFET) wie z. B. der IGBT 1 kann als Halbleitervorrichtung mit breiter Bandlücke wie z. B. eine Siliziumcarbid-Halbleitervorrichtung oder eine Galliumnitrid-Halbleitervorrichtung ausgebildet werden. In diesem Fall kann auch derselbe Effekt wie der vorangehende erhalten werden.
In dem Fall, in dem die Schaltvorrichtung eine Siliziumhalbleitervorrichtung ist, ändert sich gewöhnlich das Stromteilungsverhältnis um die Spannungsdifferenz (ΔVge), die zwischen den Gates des Hauptelements und des Stromerfassungselements angelegt wird, da die Durchlassspannung niedrig ist. Wenn jedoch die Halbleitervorrichtung mit breiter Bandlücke als Schaltvorrichtung verwendet wird, nimmt die Durchlassspannung zu und die Änderung des Stromteilungsverhältnisses, die durch die Spannungsdifferenz ΔVge verursacht wird, wird unterdrückt. Daher kann eine Verbesserung der Genauigkeit der Stromerfassung erwartet werden.
Es erübrigt sich zu sagen, dass sowohl der IGBT 1 als auch die Freilaufdiode 2 aus der Halbleitervorrichtung mit breiter Bandlücke ausgebildet werden können.
[Verwendung eines RC-IGBT]
In den mit Bezug auf die erste und die zweite bevorzugte Ausführungsform beschriebenen Leistungsmodulen 100 und 200 ist eine Konfiguration, in der die Freilaufdiode 2 in Sperrrichtung mit dem IGBT 1 parallel geschaltet ist, beschrieben. Alternativ kann anstelle des IGBT 1 und der Freilaufdiode 2 ein RC-IGBT (rückwärts leitender Bipolartransistor mit isoliertem Gate) mit einem IGBT und einer Diode, die in Sperrrichtung mit diesem parallel geschaltet ist, in einer integrierten Weise verwendet werden.
Mit Bezug auf 13 wird hier die Struktur des RC-IGBT beschrieben. 13 ist eine Querschnittsansicht eines Halbleiterchips 31, der darin einen IGBT und eine Diode enthält. Der Halbleiterchip 31 ist unter Verwendung eines n^–-Substrats 32 ausgebildet. Eine Störstellenschicht 33 vom n-Typ, die Störstellen vom n-Typ enthält, ist auf dem n^–-Substrat 32 vorgesehen und eine p-Basisschicht 34, die Störstellen vom p-Typ enthält, ist selektiv darauf vorgesehen.
Ein Emitterbereich 35, der stark konzentrierte Störstellen vom n-Typ enthält, ist selektiv auf der p-Basisschicht 34 vorgesehen. Eine Nut 36 ist vom Emitterbereich 35 ausgebildet, während sie die p-Basisschicht 34 und die Störstellenschicht 33 vom n-Typ zum n^–-Substrat 32 durchdringt. Ein Gateisolationsfilm 37 ist auf einer Innenwand der Nut 36 ausgebildet und eine Gateelektrode 38 aus Polysilizium ist weiter innen ausgebildet.
Ein dielektrischer Zwischenschichtfilm 39 ist auf dem Emitterbereich 35 vorgesehen. Eine Emitterelektrode 40 ist so vorgesehen, dass sie mit Teilen des Emitterbereichs 35 und der p-Basisschicht 34 einen Kontakt herstellt. Eine n⁺-Kathodenschicht 41 und eine p⁺-Kollektorschicht 42 sind auf einer Rückseite des n^–-Substrats 32 vorgesehen. Ferner ist auf der Rückseite dieser Schichten eine Kollektorelektrode 43 ausgebildet. Gemäß dieser Struktur ist in einem Bereich, in dem die n⁺-Kathodenschicht 14 vorhanden ist, die Diode ausgebildet, und in einem Bereich, in dem die p⁺-Kollektorschicht 42 vorhanden ist, ist der IGBT ausgebildet. In dieser Weise sind der IGBT und die in Sperrrichtung damit parallel geschaltete Diode in einem identischen Chip ausgebildet, um dadurch den RC-IGBT zu bilden.
Die Diode des in 13 dargestellten Halbleiterchips 31 steuert durch, wenn eine Spannung zwischen der p-Basisschicht 34 und der Störstellenschicht 33 vom n-Typ ein eingebautes Potential des p-n-Übergangs überschreitet. Wenn das Gate des IGBT durchgesteuert wird, werden die Störstellenschicht 33 vom n-Typ und der Emitterbereich 35 leitfähig und weisen ein identisches Potential auf. Da jedoch der Emitterbereich 35 sich einen gemeinsamen Kontaktbereich mit der p-Basisschicht 34 teilt, wird es schwierig, eine Spannung an den durch die p-Basisschicht 34 und die Störstellenschicht 33 vom n-Typ gebildeten p-n-Übergang durch Durchsteuern des Gates anzulegen. Folglich wird es schwierig, dass die Löcher in den p-n-Übergang injiziert werden und folglich nimmt ein Durchlassspannungsabfall (Vf) zu.
Unter Verwendung des RC-IGBT, in dem der IGBT und die Diode innerhalb eines identischen Chips ausgebildet sind, nimmt die Anzahl von Komponenten in dieser Weise im Vergleich zu dem Fall, in dem der IGBT und die Diode individuell verwendet werden, weiter ab und die Herstellung des Leistungsmoduls wird leichter.
Der RC-IGBT kann als Siliziumhalbleitervorrichtung ausgebildet werden oder kann alternativ als Siliziumcarbid-Halbleitervorrichtung oder Galliumnitrid-Halbleitervorrichtung ausgebildet werden.

Claims

Leistungsmodul, das umfasst: eine Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung (1), die mit einem Hauptelement, durch das ein Hauptstrom fließt, und einem Stromerfassungselement, durch das ein Teil des Hauptstroms fließt und das einen Ausgangsanschluss (SE) enthält, aus dem ein Erfassungsstrom ausgegeben wird, versehen ist; eine Stromerfassungsschaltung (C3, C4), die mit einem ersten Transistor (Q5, Q4) mit einer ersten Hauptelektrode, die mit dem Ausgangsanschluss des Stromerfassungselements verbunden ist, und einem Stromerfassungswiderstand (SR), dessen eines Ende mit einer zweiten Hauptelektrode des ersten Transistors verbunden ist und dessen anderes Ende mit einem gemeinsamen Verbindungsabschnitt (BP) verbunden ist, versehen ist, wobei der erste Transistor eine Steuerelektrode umfasst, die mit einem ersten Referenzpotential (GND) verbunden ist; eine Überstrombestimmungsschaltung (C2), die als Stromerfassungsspannung (Vs) eine Potentialdifferenz, die durch den Stromerfassungswiderstand erzeugt wird, auf der Basis des gemeinsamen Verbindungsabschnitts als Referenz detektiert, die Potentialdifferenz mit einer vorbestimmten Schwellenspannung vergleicht und basierend auf dem Vergleich zwischen der Potentialdifferenz und der vorbestimmten Schwellenspannung feststellt, ob ein Überstrom durch die Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung fließt oder nicht; und eine Ansteuerschaltung (C1), die ein Steuersignal erzeugt, das an eine Steuerelektrode der Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung angelegt wird, wobei die Ansteuerschaltung eine erste Leistungsquelle (V1), die als Referenz auf einem zweiten Referenzpotential basiert, das vom ersten Referenzpotential verschieden ist, und Potentialeinstellmittel (V2, PS), die das zweite Referenzpotential auf der Basis des ersten Referenzpotentials als Referenz erzeugen, umfasst, das zweite Referenzpotential an den gemeinsamen Verbindungsabschnitt angelegt wird, die Potentialeinstellmittel, während das erste Referenzpotential als Massepotential festgelegt ist, ein negatives Potential auf das Massepotential anwenden, und eine positive Vorspannung und eine negative Vorspannung als Steuersignal an die Steuerelektrode der Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung angelegt werden.
Leistungsmodul nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Transistor einem Transistor (Q4) einer Stromspiegelschaltung entspricht, die den Erfassungsstrom vom Stromerfassungselement empfängt, und ein Spiegelstrom der Stromspiegelschaltung durch den Transistor (Q4) fließt, wobei die Stromspiegelschaltung einen zweiten Transistor (Q3) mit einer ersten Hauptelektrode, die mit dem Ausgangsanschluss des Stromerfassungselements verbunden ist, und einer zweiten Hauptelektrode, die mit dem ersten Referenzpotential verbunden ist, umfasst, und die Steuerelektrode des ersten Transistors und eine Steuerelektrode des zweiten Transistors beide mit dem ersten Referenzpotential verbunden sind.
Leistungsmodul nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Potentialeinstellmittel an den gemeinsamen Verbindungsabschnitt als zweites Referenzpotential ein negatives Potential anlegen, das durch Teilen eines Potentials der ersten Leistungsquelle durch Widerstände erhalten wird, während das Massepotential als Referenz dient.
Leistungsmodul nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Potentialeinstellmittel das negative Potential an den gemeinsamen Verbindungsabschnitt als zweites Referenzpotential anlegen, wobei das negative Potential durch eine Zener-Spannung einer Zener-Diode (Z1) definiert ist, und zwar auf der Basis eines Potentials der ersten Leistungsquelle, wobei das Massepotential als Referenz dient.
Leistungsmodul nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung ferner eine Reihenschaltung eines Diodenelements (D2) und eines Widerstandes (R6), die in einer Durchlassrichtung in Bezug auf das erste Referenzpotential zwischen dem ersten Referenzpotential und dem zweiten Referenzpotential verbunden sind, umfasst, und die Steuerelektrode des ersten Transistors mit einem Verbindungsknoten zwischen dem Diodenelement und dem Widerstand verbunden ist.
Leistungsmodul nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Diodenelement sich aus einem als Diode verbundenen dritten Transistor ergibt, der ein Transistor ist, der zum ersten Transistor identisch ist.
Leistungsmodul nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass eine ganze oder ein Teil einer Ansteuerungssteuerschaltung (10, 20) mit der Ansteuerschaltung abgesehen von der Stromerfassungsschaltung, der Überstrombestimmungsschaltung und der ersten Leistungsquelle als integrierte Schaltung ausgebildet ist.
Leistungsmodul nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner eine Leistungsdiode umfasst, die in Sperrrichtung mit der Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung parallel geschaltet ist, wobei die Leistungsdiode entweder eine Siliziumcarbiddiode, die auf einem Siliziumcarbidsubstrat ausgebildet ist, oder eine Galliumnitriddiode, die auf einen Substrat ausgebildet ist, das aus einem Material auf der Basis von Galliumnitrid besteht, ist.
Leistungsmodul nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung entweder eine Siliziumcarbid-Schalthalbleitervorrichtung, die auf einem Siliziumcarbidsubstrat ausgebildet ist, oder eine Galliumnitrid-Schalthalbleitervorrichtung, die auf einem Substrat ausgebildet ist, das aus einem Material auf der Basis von Galliumnitrid besteht, ist.
Leistungsmodul nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung einen rückwärts leitenden Bipolartransistor mit isoliertem Gate mit einem Bipolartransistor mit isoliertem Gate und einer Diode, die damit in Sperrrichtung parallel geschaltet ist, umfasst, die einteilig auf einem Halbleitersubstrat ausgebildet sind, und der rückwärts leitende Bipolartransistor mit isoliertem Gate irgendeiner von einem rückwärts leitenden Bipolartransistor mit isoliertem Gate, der auf einem Siliziumsubstrat ausgebildet ist, einem rückwärts leitenden Siliziumcarbid-Bipolartransistor mit isoliertem Gate, der auf einem Siliziumcarbidsubstrat ausgebildet ist, und einem rückwärts leitenden Galliumnitrid-Bipolartransistor mit isoliertem Gate, der auf einem Substrat ausgebildet ist, das aus einem Material auf der Basis von Galliumnitrid besteht, ist.