JPH05276761A - パワー半導体素子の過電流検出方法及び回路並びにこれを用いたインバータ装置 - Google Patents
パワー半導体素子の過電流検出方法及び回路並びにこれを用いたインバータ装置Info
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- JPH05276761A JPH05276761A JP4063853A JP6385392A JPH05276761A JP H05276761 A JPH05276761 A JP H05276761A JP 4063853 A JP4063853 A JP 4063853A JP 6385392 A JP6385392 A JP 6385392A JP H05276761 A JPH05276761 A JP H05276761A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流センスを備えたパワー半導体素子のター
ンオン又はターンオフ時におけるセンス電流の跳上りに
よる過電流の誤検出を防止する。 【構成】 パワー半導体素子１に組み込まれた電流セン
スに流れるセンス電流Ｉｓを設定値Ｉｒと比較し、パワ
ー半導体素子１の過電流を検出する場合において、パワ
ー半導体素子１のオン又はオフ指令信号に同期させて、
スイッチＭ1を一定期間オンしてセンス電流の跳上り電
流を過電流検出回路３に入力させないことにより、セン
ス電流の跳上りによる過電流の誤検出を防止する。
ンオン又はターンオフ時におけるセンス電流の跳上りに
よる過電流の誤検出を防止する。 【構成】 パワー半導体素子１に組み込まれた電流セン
スに流れるセンス電流Ｉｓを設定値Ｉｒと比較し、パワ
ー半導体素子１の過電流を検出する場合において、パワ
ー半導体素子１のオン又はオフ指令信号に同期させて、
スイッチＭ1を一定期間オンしてセンス電流の跳上り電
流を過電流検出回路３に入力させないことにより、セン
ス電流の跳上りによる過電流の誤検出を防止する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パワー半導体素子の過
電流検出方法および回路に関し、具体的にはパワー半導
体素子に組み込まれた電流センスに流れるセンス電流
が、設定値を超えたことにより過電流を検出する過電流
検出方法および回路、並びにその過電流検出回路が適用
されたパワー半導体素子をスイッチング素子とするイン
バータ装置に関する。
電流検出方法および回路に関し、具体的にはパワー半導
体素子に組み込まれた電流センスに流れるセンス電流
が、設定値を超えたことにより過電流を検出する過電流
検出方法および回路、並びにその過電流検出回路が適用
されたパワー半導体素子をスイッチング素子とするイン
バータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバータ等の出力段のスイッチング素
子として用いられるパワー半導体素子として、その駆動
機能、保護機能等をモノリシックＩＣに集積化したパワ
ーＩＣが開発されている。パワーＩＣの代表的な保護機
能としては、過電流保護があげられ、その一例を図１２
に示す。同９において、出力段のパワー半導体素子であ
る絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢ
Ｔと称する。）１には、１の主回路に流れる負荷電流Ｉ
Lに比例した微小なセンス電流Ｉｓを流す機能を有する
周知の電流センスが組み込まれて構成されている。ＩＧ
ＢＴ １は駆動回路４から印加されるゲート電圧により
ターンオンし、負荷電流ＩLを通流する。過電流検出回
路３はセンス電流Isの値を検出して、ＩLが保護レベル
に達したかどうかを間接的に検知するようになってい
る。
子として用いられるパワー半導体素子として、その駆動
機能、保護機能等をモノリシックＩＣに集積化したパワ
ーＩＣが開発されている。パワーＩＣの代表的な保護機
能としては、過電流保護があげられ、その一例を図１２
に示す。同９において、出力段のパワー半導体素子であ
る絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢ
Ｔと称する。）１には、１の主回路に流れる負荷電流Ｉ
Lに比例した微小なセンス電流Ｉｓを流す機能を有する
周知の電流センスが組み込まれて構成されている。ＩＧ
ＢＴ １は駆動回路４から印加されるゲート電圧により
ターンオンし、負荷電流ＩLを通流する。過電流検出回
路３はセンス電流Isの値を検出して、ＩLが保護レベル
に達したかどうかを間接的に検知するようになってい
る。
【０００３】すなわち、過電流検出回路３は、センス電
流Ｉｓが通流されるトランジスタＱ2と、このトランジ
スタＱ2にカレントミラー接続されたトランジスタＱ3を
トランジスタＭ3を介して電源６に接続してなる比較回
路部と、このトランジスタＭ3にカレントミラー接続さ
れたトランジスタＭ2を介して、比較回路部に設定電流
Ｉｒを流す定電流源７とを有してなり、トランジスタＱ
3とＭ3の接続点電圧を過電流検出出力Ｖｏとするもので
ある。この過電流検出出力Ｖｏは駆動回路４に伝達さ
れ、ＩLが保護レベルに達した場合にはＩＧＢＴ １をタ
ーンオフする。このとき、ノイズ等で生じる瞬間的な過
電流を検知しないように、電気学会半導体研究会資料SP
C-91-34 P89に記載されているように、過電流検出回路
３の出力側に遅延時間発生回路８を設け、これにより過
電流検出信号が出力されてから一定時間（ノイズに対応
する時間）過電流検出出力Ｖｏを遅延させ、この遅延時
間を越えて過電流状態が続く場合に過電流の発生を確認
してＩＧＢＴ １をターンオフしている。
流Ｉｓが通流されるトランジスタＱ2と、このトランジ
スタＱ2にカレントミラー接続されたトランジスタＱ3を
トランジスタＭ3を介して電源６に接続してなる比較回
路部と、このトランジスタＭ3にカレントミラー接続さ
れたトランジスタＭ2を介して、比較回路部に設定電流
Ｉｒを流す定電流源７とを有してなり、トランジスタＱ
3とＭ3の接続点電圧を過電流検出出力Ｖｏとするもので
ある。この過電流検出出力Ｖｏは駆動回路４に伝達さ
れ、ＩLが保護レベルに達した場合にはＩＧＢＴ １をタ
ーンオフする。このとき、ノイズ等で生じる瞬間的な過
電流を検知しないように、電気学会半導体研究会資料SP
C-91-34 P89に記載されているように、過電流検出回路
３の出力側に遅延時間発生回路８を設け、これにより過
電流検出信号が出力されてから一定時間（ノイズに対応
する時間）過電流検出出力Ｖｏを遅延させ、この遅延時
間を越えて過電流状態が続く場合に過電流の発生を確認
してＩＧＢＴ １をターンオフしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術におい
て、ＩＧＢＴ １の電流センスから出力されるセンス電
流Isは、負荷電流ＩLにほぼ比例するものと考えられて
いたが、実際には図１３に示すように、ＩＧＢＴ １が
ターンオンする過渡的な状態においてはわずかな期間τ
1の間、サージ状に跳ね上がることが判った。このIsの
跳上り値が過電流の検出レベルを越えると、過電流保護
回路の出力Ｖｏが正常状態のハイレベルからローレベル
に変化する過電流検出信号が出されることになる。
て、ＩＧＢＴ １の電流センスから出力されるセンス電
流Isは、負荷電流ＩLにほぼ比例するものと考えられて
いたが、実際には図１３に示すように、ＩＧＢＴ １が
ターンオンする過渡的な状態においてはわずかな期間τ
1の間、サージ状に跳ね上がることが判った。このIsの
跳上り値が過電流の検出レベルを越えると、過電流保護
回路の出力Ｖｏが正常状態のハイレベルからローレベル
に変化する過電流検出信号が出されることになる。
【０００５】このIsの跳上り期間τ1が、遅延時間発生
回路８で作られる遅延時間τ2に比べて小さい場合、本
来であればＶｏは図１３の破線で示すようにτ1の期間
以降、正常なレベルに復帰し、τ1＜τ2の関係からIsの
跳上りはノイズと判定されるはずである。
回路８で作られる遅延時間τ2に比べて小さい場合、本
来であればＶｏは図１３の破線で示すようにτ1の期間
以降、正常なレベルに復帰し、τ1＜τ2の関係からIsの
跳上りはノイズと判定されるはずである。
【０００６】しかしながら、ＩＧＢＴ １のターンオン
時に発生するIsの跳上りは、期間τ1が０．１〜０．２
μｓ程度と非常に速い現象であり、過電流検出回路３の
周波数特性がこの高速についていけない場合、Ｖｏは図
１３の実線で示すように遅延時間τ2を越えてローレベ
ルの状態となり、この結果、駆動回路はIsの跳上りを過
電流と誤って判断し、ＩＧＢＴ １をターンオフしてし
まうという問題がある。
時に発生するIsの跳上りは、期間τ1が０．１〜０．２
μｓ程度と非常に速い現象であり、過電流検出回路３の
周波数特性がこの高速についていけない場合、Ｖｏは図
１３の実線で示すように遅延時間τ2を越えてローレベ
ルの状態となり、この結果、駆動回路はIsの跳上りを過
電流と誤って判断し、ＩＧＢＴ １をターンオフしてし
まうという問題がある。
【０００７】ここで、ＩＧＢＴ １のセンス電流Isが、
ターンオン時に跳ね上がるメカニズムを検討する。図１
４（ａ）に電流センス付きのＩＧＢＴの表示記号を、同
図（ｂ）にその構造を、同図（ｃ）に等価回路をそれぞ
れ示す。それらの図に示すように、この素子は、電流の
出力として、主回路のエミッタ電極の他にセンス端子を
備えている。各電極の位置関係は、同図（ｂ）に示すと
おりであり、櫛型になったエミッタ１１とコレクタ１２
は交互に並んでおり、両者の間には酸化膜上に電極を形
成してなるゲート電極１３が設けられている。電流セン
ス１４は、エミッタの一部を分割して形成したものであ
り、電流センス１４に流れる電流とエミッタ１１に流れ
る電流は、両者の面積に比例する。ここで、センス電極
の長さをＬSと表し、エミッタ電極の長さを、 ΣＬ＝Ｌ1＋Ｌ2＋Ｌ3＋………………………＋Ｌｎ で表すと、コレクタ電極に流入する負荷電流ＩLに対し
て、センス端子から流出するセンス電流Isは次式で表す
ことができる。
ターンオン時に跳ね上がるメカニズムを検討する。図１
４（ａ）に電流センス付きのＩＧＢＴの表示記号を、同
図（ｂ）にその構造を、同図（ｃ）に等価回路をそれぞ
れ示す。それらの図に示すように、この素子は、電流の
出力として、主回路のエミッタ電極の他にセンス端子を
備えている。各電極の位置関係は、同図（ｂ）に示すと
おりであり、櫛型になったエミッタ１１とコレクタ１２
は交互に並んでおり、両者の間には酸化膜上に電極を形
成してなるゲート電極１３が設けられている。電流セン
ス１４は、エミッタの一部を分割して形成したものであ
り、電流センス１４に流れる電流とエミッタ１１に流れ
る電流は、両者の面積に比例する。ここで、センス電極
の長さをＬSと表し、エミッタ電極の長さを、 ΣＬ＝Ｌ1＋Ｌ2＋Ｌ3＋………………………＋Ｌｎ で表すと、コレクタ電極に流入する負荷電流ＩLに対し
て、センス端子から流出するセンス電流Isは次式で表す
ことができる。
【０００８】Is＝（ＬS/ΣＬ）・ＩL 以上の関係は一般的に知られているが、図１４（ｂ）の
素子構造を等価回路的に表すと同図（ｃ）のように分散
された小容量のＩＧＢＴを並列接続した回路で表せ、そ
の中の一つが電流センス１４に相当することになる。図
に示すように、ゲート端子１５から電流センス１４のゲ
ート電極、又はＬ1、Ｌ2……Ｌｎに分散されたエミッタ
電極に対応するゲート電極に至るゲート抵抗を、分布定
数化して表すことができる。本例のＩＧＢＴの場合、ゲ
ート端子１５と電流センス１４のゲート電極間のゲート
抵抗は、ゲート端子１５と分散された各エミッタ電極に
対応するゲート電極間のゲート抵抗に比べて小さい。し
たがって、電流センス１４に相当する小容量ＩＧＢＴ
は、他の小容量ＩＧＢＴに比べて早くターンオンするこ
とになる。これが、ＩＧＢＴ １のターンオン時にセン
ス電流Ｉｓを跳ね上がらせる原因となるのである。な
お、電流センス１４の位置は種々選べるが、図１４の例
とは逆に、電流センス１４をゲート端子１５から遠い位
置に配置すると、電流センス１４はターンオフ時に他の
小容量ＩＧＢＴに比べて遅れてターンオフすることか
ら、ターンオフ時にセンス電流が跳ね上がることにな
る。すなわち、センス電流の跳上り（サージ電流）は、
電流センスを構成するＩＧＢＴと他の小容量ＩＧＢＴと
のゲート抵抗の相違に基づくスイッチング特性の不均一
により生ずるのである。
素子構造を等価回路的に表すと同図（ｃ）のように分散
された小容量のＩＧＢＴを並列接続した回路で表せ、そ
の中の一つが電流センス１４に相当することになる。図
に示すように、ゲート端子１５から電流センス１４のゲ
ート電極、又はＬ1、Ｌ2……Ｌｎに分散されたエミッタ
電極に対応するゲート電極に至るゲート抵抗を、分布定
数化して表すことができる。本例のＩＧＢＴの場合、ゲ
ート端子１５と電流センス１４のゲート電極間のゲート
抵抗は、ゲート端子１５と分散された各エミッタ電極に
対応するゲート電極間のゲート抵抗に比べて小さい。し
たがって、電流センス１４に相当する小容量ＩＧＢＴ
は、他の小容量ＩＧＢＴに比べて早くターンオンするこ
とになる。これが、ＩＧＢＴ １のターンオン時にセン
ス電流Ｉｓを跳ね上がらせる原因となるのである。な
お、電流センス１４の位置は種々選べるが、図１４の例
とは逆に、電流センス１４をゲート端子１５から遠い位
置に配置すると、電流センス１４はターンオフ時に他の
小容量ＩＧＢＴに比べて遅れてターンオフすることか
ら、ターンオフ時にセンス電流が跳ね上がることにな
る。すなわち、センス電流の跳上り（サージ電流）は、
電流センスを構成するＩＧＢＴと他の小容量ＩＧＢＴと
のゲート抵抗の相違に基づくスイッチング特性の不均一
により生ずるのである。
【０００９】また、センス電流の跳ね上がる期間τ
1は、分布定数化された抵抗と小容量ＩＧＢＴのゲート
容量で決まるものと考えられる。
1は、分布定数化された抵抗と小容量ＩＧＢＴのゲート
容量で決まるものと考えられる。
【００１０】上記のようなセンス電流Ｉsの跳上りによ
り起きる過電流の誤検出動作は、負荷電流ＩLが十分小
さい値になり、Ｉsの跳上りが過電流検出レベル以下に
なるまで繰り返し起きることになる。その結果、従来の
過電流検出回路３備えたＩＧＢＴ等のパワー半導体素子
の場合、パワー半導体素子に定格電流一杯まで負荷電流
を流せないという問題が生じる。
り起きる過電流の誤検出動作は、負荷電流ＩLが十分小
さい値になり、Ｉsの跳上りが過電流検出レベル以下に
なるまで繰り返し起きることになる。その結果、従来の
過電流検出回路３備えたＩＧＢＴ等のパワー半導体素子
の場合、パワー半導体素子に定格電流一杯まで負荷電流
を流せないという問題が生じる。
【００１１】また、センス電流Ｉｓの跳上りは、電流セ
ンスを構成するＩＧＢＴと他の小容量ＩＧＢＴとのゲー
ト抵抗の相違に基づくスイッチング特性の不均一により
生ずる場合に限らず、例えば、インバータ装置の出力段
のスイッチング素子に、上記の過電流検出回路を備えた
パワー半導体素子を用いた場合においても生ずる。つま
り、インバータのパワー半導体素子がターンオンする
際、対アームのパワー半導体素子に逆並列接続されたダ
イオードの逆阻止回復電流が負荷電流に加えて流入する
ため、この逆阻止回復電流によりセンス電流がサージ状
に跳ね上がり、これにより過電流検出回路が誤動作する
という問題がある。特に、モータ等のインダクタンス負
荷を駆動するインバータ装置の場合、センス電流の跳上
りの影響が大きい。
ンスを構成するＩＧＢＴと他の小容量ＩＧＢＴとのゲー
ト抵抗の相違に基づくスイッチング特性の不均一により
生ずる場合に限らず、例えば、インバータ装置の出力段
のスイッチング素子に、上記の過電流検出回路を備えた
パワー半導体素子を用いた場合においても生ずる。つま
り、インバータのパワー半導体素子がターンオンする
際、対アームのパワー半導体素子に逆並列接続されたダ
イオードの逆阻止回復電流が負荷電流に加えて流入する
ため、この逆阻止回復電流によりセンス電流がサージ状
に跳ね上がり、これにより過電流検出回路が誤動作する
という問題がある。特に、モータ等のインダクタンス負
荷を駆動するインバータ装置の場合、センス電流の跳上
りの影響が大きい。
【００１２】本発明の目的は、センス電流を出力する機
能を備えたパワー半導体素子の過電流を検出するにあた
り、パワー半導体素子のターンオン又はターンオフ時に
おけるセンス電流に跳上りによる過電流の誤検出を防止
できる過電流検出方法及び回路を提供することにある。
能を備えたパワー半導体素子の過電流を検出するにあた
り、パワー半導体素子のターンオン又はターンオフ時に
おけるセンス電流に跳上りによる過電流の誤検出を防止
できる過電流検出方法及び回路を提供することにある。
【００１３】また、本発明の他の目的は、パワー半導体
素子のターンオン時又はターンオフ時のセンス電流の跳
上りで誤動作しない過電流検出回路を備えたインバータ
装置を提供することにある。
素子のターンオン時又はターンオフ時のセンス電流の跳
上りで誤動作しない過電流検出回路を備えたインバータ
装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のパワー半導体素子の過電流検出方法および
回路は、パワー半導体素子に組み込まれた電流センスに
流れるセンス電流を設定値と比較し、前記パワー半導体
素子の過電流を検出する場合において、前記パワー半導
体素子のオン又はオフ指令信号に同期させて一定期間過
電流検出を停止することを特徴とする。
め、本発明のパワー半導体素子の過電流検出方法および
回路は、パワー半導体素子に組み込まれた電流センスに
流れるセンス電流を設定値と比較し、前記パワー半導体
素子の過電流を検出する場合において、前記パワー半導
体素子のオン又はオフ指令信号に同期させて一定期間過
電流検出を停止することを特徴とする。
【００１５】この場合において、前記一定期間は、パワ
ー半導体素子のオン又はオフ時に電流センスに流れるサ
ージ電流の通流時間に設定することが好ましい。
ー半導体素子のオン又はオフ時に電流センスに流れるサ
ージ電流の通流時間に設定することが好ましい。
【００１６】また、本発明の他の目的は、インバータ装
置のダイオードの逆阻止回復電流によるセンス電流の跳
上りは、スイッチング素子のターンオン時であることか
ら、上記の過電流検出回路を設けることで、達成でき
る。
置のダイオードの逆阻止回復電流によるセンス電流の跳
上りは、スイッチング素子のターンオン時であることか
ら、上記の過電流検出回路を設けることで、達成でき
る。
【００１７】
【作用】このように構成することにより、本発明によれ
ば、次の作用により、上記目的が達成できる。まず、ノ
イズと判定すべきセンス電流Ｉｓのサージ電流は、パワ
ー半導体素子のターンオン時又はターンオフ時に、また
インバータ装置における還流ダイオードの逆阻止回復電
流はパワー半導体素子のターンオン時に繰り返し発生す
るものが大部分であり、非繰り返し的なノイズの発生は
極めてまれである。そこで、センス電流が繰り返し跳ね
上がるパワー半導体素子のターンオン又はターンオフの
タイミングは、オン・オフ指令により容易に把握できる
から、オン・オフ指令のタイミングに合わせて、所定の
期間、センス電流を過電流検出回路に入力させないよう
にすることにより、パワー半導体素子のオン・オフ時の
センス電流のサージ電流を過電流として誤検出すること
を防止できる。
ば、次の作用により、上記目的が達成できる。まず、ノ
イズと判定すべきセンス電流Ｉｓのサージ電流は、パワ
ー半導体素子のターンオン時又はターンオフ時に、また
インバータ装置における還流ダイオードの逆阻止回復電
流はパワー半導体素子のターンオン時に繰り返し発生す
るものが大部分であり、非繰り返し的なノイズの発生は
極めてまれである。そこで、センス電流が繰り返し跳ね
上がるパワー半導体素子のターンオン又はターンオフの
タイミングは、オン・オフ指令により容易に把握できる
から、オン・オフ指令のタイミングに合わせて、所定の
期間、センス電流を過電流検出回路に入力させないよう
にすることにより、パワー半導体素子のオン・オフ時の
センス電流のサージ電流を過電流として誤検出すること
を防止できる。
【００１８】また、センス電流のサージ分を過電流検出
回路に入力させないから、同回路の周波数特性にかかわ
らず、誤検出を防止できる。
回路に入力させないから、同回路の周波数特性にかかわ
らず、誤検出を防止できる。
【００１９】センス電流を入力しない期間については、
電流の跳上り期間τ1とほぼ同等の時間があれば十分で
あり、センス電流の跳上りによる誤動作を回避すること
ができる。
電流の跳上り期間τ1とほぼ同等の時間があれば十分で
あり、センス電流の跳上りによる誤動作を回避すること
ができる。
【００２０】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は、本発明に係るパワー半導体素子の過電流検
出回路の一実施例を適用してなる構成図である。本実施
例の過電流保護対象のパワー半導体素子は、図１４で説
明したのと同じ素子構造を持つ電流センスが組み込まれ
たＩＧＢＴ １である。このＩＧＢＴ １は、直流電源２
と負荷５の間に挿入され、直流電源２から負荷５に供給
する負荷電流ＩＬをオン・オフ制御する。このオン・オ
フ制御は、図示していない制御装置から与えられる駆動
信号Ｓ1に従い、駆動回路４の働きによって行われる。
ＩＧＢＴ 1のセンス端子は過電流検出回路３に接続さ
れ、過電流検出回路３にセンス電流Ｉｓが入力されてい
る。過電流検出回路３は公知の過電流検出回路を適用で
き、要はＩＧＢＴ 1を保護する過電流レベルに応じて設
定された設定値と入力されるセンス電流とを比較し、セ
ンス電流が設定値を超えたときに過電流検出信号を出力
する構成であればよい。過電流検出回路３の出力Ｖｏは
駆動回路４に入力されている。駆動回路４では、Ｖｏの
状態からＩＧＢＴ１の過電流状態を検知し、過電流の場
合はＩＧＢＴ １をターンオフするように動作する。駆
動回路４の制御電源Ｖｃｃは駆動用電源６から供給され
ている。この駆動用電源６の負極は直流電源２の負極と
ＩＧＢＴ １のエミッタと共通に接地されている。ＩＧ
ＢＴ １のセンス端子と駆動用電源６の負極端子間にス
イッチＭ1を接続し、これによりセンス電流Ｉｓをバイ
パスさせて過電流検出回路３への入力を阻止するセンス
電流バイパス回路２１が構成されている。このセンス電
流バイパス回路２１が本発明の特徴部にかかるものであ
る。本実施例のスイッチＭ1にはＭ０Ｓトランジスタが
用いられており、ゲート端子に印加されるオンパルスＳ
2によってオンされるようになっている。
る。図１は、本発明に係るパワー半導体素子の過電流検
出回路の一実施例を適用してなる構成図である。本実施
例の過電流保護対象のパワー半導体素子は、図１４で説
明したのと同じ素子構造を持つ電流センスが組み込まれ
たＩＧＢＴ １である。このＩＧＢＴ １は、直流電源２
と負荷５の間に挿入され、直流電源２から負荷５に供給
する負荷電流ＩＬをオン・オフ制御する。このオン・オ
フ制御は、図示していない制御装置から与えられる駆動
信号Ｓ1に従い、駆動回路４の働きによって行われる。
ＩＧＢＴ 1のセンス端子は過電流検出回路３に接続さ
れ、過電流検出回路３にセンス電流Ｉｓが入力されてい
る。過電流検出回路３は公知の過電流検出回路を適用で
き、要はＩＧＢＴ 1を保護する過電流レベルに応じて設
定された設定値と入力されるセンス電流とを比較し、セ
ンス電流が設定値を超えたときに過電流検出信号を出力
する構成であればよい。過電流検出回路３の出力Ｖｏは
駆動回路４に入力されている。駆動回路４では、Ｖｏの
状態からＩＧＢＴ１の過電流状態を検知し、過電流の場
合はＩＧＢＴ １をターンオフするように動作する。駆
動回路４の制御電源Ｖｃｃは駆動用電源６から供給され
ている。この駆動用電源６の負極は直流電源２の負極と
ＩＧＢＴ １のエミッタと共通に接地されている。ＩＧ
ＢＴ １のセンス端子と駆動用電源６の負極端子間にス
イッチＭ1を接続し、これによりセンス電流Ｉｓをバイ
パスさせて過電流検出回路３への入力を阻止するセンス
電流バイパス回路２１が構成されている。このセンス電
流バイパス回路２１が本発明の特徴部にかかるものであ
る。本実施例のスイッチＭ1にはＭ０Ｓトランジスタが
用いられており、ゲート端子に印加されるオンパルスＳ
2によってオンされるようになっている。
【００２１】このように構成される実施例の動作を、図
２に示した各部の信号と電流のタイムチャートを参照し
て説明する。まず、基本的に、ＩＧＢＴ １のセンス端
子から出力されるセンス電流Ｉｓは、Ｍ1がオフのとき
過電流検出回路３に入力され、Ｍ1がオンになるとＭ1を
通って共通な接地端子にバイパスされる。ここで、Ｍ1
にバイパスされる電流をＩ1、過電流検出回路３に入力
される電流をＩ2と呼ぶ。
２に示した各部の信号と電流のタイムチャートを参照し
て説明する。まず、基本的に、ＩＧＢＴ １のセンス端
子から出力されるセンス電流Ｉｓは、Ｍ1がオフのとき
過電流検出回路３に入力され、Ｍ1がオンになるとＭ1を
通って共通な接地端子にバイパスされる。ここで、Ｍ1
にバイパスされる電流をＩ1、過電流検出回路３に入力
される電流をＩ2と呼ぶ。
【００２２】Ｍ1のゲートに入力されるオンパルスＳ
2は、ＩＧＢＴ １をオンさせる駆動信号Ｓ1すなわちオ
ン指令の立上りに同期して印加される。ＩＧＢＴ １が
オンされると、前述したようにセンス電流Ｉｓは跳上り
を含んだサージ電流となる。このサージ電流は電流Ｉ1
としてオンされているＭ1を通り接地端子にバイパスさ
れるから、過電流検出回路３には入力されない。これに
より、ＩＧＢＴ １のオンに伴うサージ電流を過電流と
して誤検出することを防止できる。ここで、Ｍ1のオン
期間τ、つまりオンパルスＳ2のパルス幅τは、センス
電流の跳上り期間τ1に比べて長く設定することが重要
である。期間τが経過して、オンパルスＳ2が立ち下が
り、Ｍ1がオフになると、センス電流Ｉｓは過電流検出
回路３に入力される。これにより、過電流検出回路３
は、ＩＧＢＴ １オン時の跳上り期間を除くセンス電流
Ｉ2と過電流検出の設定値と比較して、ＩＬが過電流レ
ベルを超えているか否かを判定し、正常な過電流検出動
作を行うことができる。
2は、ＩＧＢＴ １をオンさせる駆動信号Ｓ1すなわちオ
ン指令の立上りに同期して印加される。ＩＧＢＴ １が
オンされると、前述したようにセンス電流Ｉｓは跳上り
を含んだサージ電流となる。このサージ電流は電流Ｉ1
としてオンされているＭ1を通り接地端子にバイパスさ
れるから、過電流検出回路３には入力されない。これに
より、ＩＧＢＴ １のオンに伴うサージ電流を過電流と
して誤検出することを防止できる。ここで、Ｍ1のオン
期間τ、つまりオンパルスＳ2のパルス幅τは、センス
電流の跳上り期間τ1に比べて長く設定することが重要
である。期間τが経過して、オンパルスＳ2が立ち下が
り、Ｍ1がオフになると、センス電流Ｉｓは過電流検出
回路３に入力される。これにより、過電流検出回路３
は、ＩＧＢＴ １オン時の跳上り期間を除くセンス電流
Ｉ2と過電流検出の設定値と比較して、ＩＬが過電流レ
ベルを超えているか否かを判定し、正常な過電流検出動
作を行うことができる。
【００２３】図３に図１の過電流検出回路３を具体化し
た実施例を示す。図３に示した過電流検出回路３は、図
１２で説明したと同一であり、バイポーラトランジスタ
Ｑ2、Ｑ3及びＭＯＳトランジスタＭ2、Ｍ3からなる二組
のカレントミラー回路を用いた構成である。つまり、Ｉ
ＧＢＴ １のセンス電流ＩｓをＱ2に流すようにし、この
Ｑ2にＱ3をカレントミラー接続する。そのＱ3にＭ3を直
列接続し、この直列接続体を駆動電源６に接続して比較
回路を形成する。この比較回路のＭ3にＭ2をカレントミ
ラー接続し、定電流源７からＭ2を介してＭ3に過電流検
出レベルに相当する設定電流を流す設定電流通流回路を
形成する。そして、Ｑ3とＭ3の接続点電圧を過電流検出
出力Ｖｏとして、駆動回路４に入力する。スイッチＭ1
はＱ2のベースと接地端子との間に接続されている。Ｍ1
のゲートにはスイッチ制御回路２２からオンパルスＳ1
が入力されるようになっている。スイッチ制御回路２２
は、反転素子２２ａ，２２ｂ、ナンドゲート２２ｃ、Ｒ
Ｃタイマ回路２２ｄから構成されている。そして、駆動
回路４からオン指令を取り込み、オン指令の立上りに同
期してオンパルスＳ1の出力を開始するとともに、抵抗
ＲとコンデンサＣからなるＲＣタイマ回路２２ｄが起動
される。ＲＣタイマ回路は前記期間τに設定されてお
り、その設定時間満了によりオンパルスＳ1をローレベ
ルにするようになっている。
た実施例を示す。図３に示した過電流検出回路３は、図
１２で説明したと同一であり、バイポーラトランジスタ
Ｑ2、Ｑ3及びＭＯＳトランジスタＭ2、Ｍ3からなる二組
のカレントミラー回路を用いた構成である。つまり、Ｉ
ＧＢＴ １のセンス電流ＩｓをＱ2に流すようにし、この
Ｑ2にＱ3をカレントミラー接続する。そのＱ3にＭ3を直
列接続し、この直列接続体を駆動電源６に接続して比較
回路を形成する。この比較回路のＭ3にＭ2をカレントミ
ラー接続し、定電流源７からＭ2を介してＭ3に過電流検
出レベルに相当する設定電流を流す設定電流通流回路を
形成する。そして、Ｑ3とＭ3の接続点電圧を過電流検出
出力Ｖｏとして、駆動回路４に入力する。スイッチＭ1
はＱ2のベースと接地端子との間に接続されている。Ｍ1
のゲートにはスイッチ制御回路２２からオンパルスＳ1
が入力されるようになっている。スイッチ制御回路２２
は、反転素子２２ａ，２２ｂ、ナンドゲート２２ｃ、Ｒ
Ｃタイマ回路２２ｄから構成されている。そして、駆動
回路４からオン指令を取り込み、オン指令の立上りに同
期してオンパルスＳ1の出力を開始するとともに、抵抗
ＲとコンデンサＣからなるＲＣタイマ回路２２ｄが起動
される。ＲＣタイマ回路は前記期間τに設定されてお
り、その設定時間満了によりオンパルスＳ1をローレベ
ルにするようになっている。
【００２４】このように構成される実施例の動作を説明
する。この過電流検出回路３の２組のカレントミラー回
路の部分自体は、半導体研究会資料ＳＰＣ−９１−３４
に記載された公知な回路であるから、詳細な説明は省略
する。基本的には、センス電流ＩｓがＱ2に流れると、
カレントミラー作用によりＩｓに比例した電流Ｉ2がＱ3
に流れる。Ｑ3には元々Ｍ2とＭ3を介して設定電流Ｉｒ
が流れており、そのとき駆動電源６の電圧Ｖｃｃの殆ど
を、Ｑ3により分担するように設定されているから、過
電流検出出力Ｖｏはハイレベルになっている。これにセ
ンス電流Ｉｓが加わると、Ｑ3の動作点が変化し、Ｉｓ
の大きさに応じて過電流出力Ｖｏが低下し、Ｉ2がＩｒ
に比べて大きくなると、ハイレベルからローレベルに変
化する。このＶｏの変化により、駆動回路４はＩＧＢＴ
１が過電流である判断し、ＩＧＢＴ １をターンオフし
て保護する。
する。この過電流検出回路３の２組のカレントミラー回
路の部分自体は、半導体研究会資料ＳＰＣ−９１−３４
に記載された公知な回路であるから、詳細な説明は省略
する。基本的には、センス電流ＩｓがＱ2に流れると、
カレントミラー作用によりＩｓに比例した電流Ｉ2がＱ3
に流れる。Ｑ3には元々Ｍ2とＭ3を介して設定電流Ｉｒ
が流れており、そのとき駆動電源６の電圧Ｖｃｃの殆ど
を、Ｑ3により分担するように設定されているから、過
電流検出出力Ｖｏはハイレベルになっている。これにセ
ンス電流Ｉｓが加わると、Ｑ3の動作点が変化し、Ｉｓ
の大きさに応じて過電流出力Ｖｏが低下し、Ｉ2がＩｒ
に比べて大きくなると、ハイレベルからローレベルに変
化する。このＶｏの変化により、駆動回路４はＩＧＢＴ
１が過電流である判断し、ＩＧＢＴ １をターンオフし
て保護する。
【００２５】また、ＩＧＢＴ １のターンオン時のセン
ス電流の跳上りによる過電流の誤検出を防止する動作
は、図１の場合と同様である。すなわち、スイッチ制御
回路２２は駆動回路４からオン指令を取り込み、オン指
令パルスの立上りに同期してオンパルスＳ1をハイレベ
ルにし、これと同時に、ＲＣタイマ回路２２ｄが起動さ
れ設定時間τの満了によりオンパルスＳ1をローレベル
にする。これにより、センス電流Ｉｓの跳上りによるサ
ージ電流が過電流検出回路３に入力されるのを阻止し
て、サージ電流による誤動作を防止する。
ス電流の跳上りによる過電流の誤検出を防止する動作
は、図１の場合と同様である。すなわち、スイッチ制御
回路２２は駆動回路４からオン指令を取り込み、オン指
令パルスの立上りに同期してオンパルスＳ1をハイレベ
ルにし、これと同時に、ＲＣタイマ回路２２ｄが起動さ
れ設定時間τの満了によりオンパルスＳ1をローレベル
にする。これにより、センス電流Ｉｓの跳上りによるサ
ージ電流が過電流検出回路３に入力されるのを阻止し
て、サージ電流による誤動作を防止する。
【００２６】なお、本実施例の過電流検出回路３におけ
る過電流検出時のＶｏの変化動作は、Ｑ3とＭ3の寄生キ
ャパシタの影響を受け、図１３で説明したように高速応
答性（周波数特性）に劣る。このような過電流検出回路
３の周波数特性が良くない場合に本発明は特に有効であ
る。
る過電流検出時のＶｏの変化動作は、Ｑ3とＭ3の寄生キ
ャパシタの影響を受け、図１３で説明したように高速応
答性（周波数特性）に劣る。このような過電流検出回路
３の周波数特性が良くない場合に本発明は特に有効であ
る。
【００２７】また、センス電流の跳上りがＩＧＢＴ １
のターンオフ時に生ずる場合は、スイッチ制御回路２２
のオンパルスＳ1を、ＩＧＢＴ １のオフ指令即ちオン指
令パルスの立下りに同期させて出力するようにする。こ
こで、センス電流の跳上りが、ターンオン時に生ずる場
合と、ターンオフ時に生ずる場合を、図４と図５を用い
て説明する。図４（ａ）と図５（ａ）は、それぞれＩＧ
ＢＴ １を図１４と同様に分布定数化した等価回路の形
で表したものである。図４（ａ）は、駆動回路４と電流
センスのゲートとセンス端子間のゲート抵抗が、エミッ
タ端子に接続された他の小容量ＩＧＢＴに比べて小さい
場合、つまり電流センスがゲート端子に近い側に配置さ
れた場合である。図５（ａ）は、逆の配置関係の場合を
示している。
のターンオフ時に生ずる場合は、スイッチ制御回路２２
のオンパルスＳ1を、ＩＧＢＴ １のオフ指令即ちオン指
令パルスの立下りに同期させて出力するようにする。こ
こで、センス電流の跳上りが、ターンオン時に生ずる場
合と、ターンオフ時に生ずる場合を、図４と図５を用い
て説明する。図４（ａ）と図５（ａ）は、それぞれＩＧ
ＢＴ １を図１４と同様に分布定数化した等価回路の形
で表したものである。図４（ａ）は、駆動回路４と電流
センスのゲートとセンス端子間のゲート抵抗が、エミッ
タ端子に接続された他の小容量ＩＧＢＴに比べて小さい
場合、つまり電流センスがゲート端子に近い側に配置さ
れた場合である。図５（ａ）は、逆の配置関係の場合を
示している。
【００２８】図４（ａ）の場合には、電流センスの小容
量ＩＧＢＴは、他の小容量ＩＧＢＴに比べて早くターン
オンすることから、センス電流はＩＧＢＴ １のターン
オン時に跳ね上がる。そこで、この場合には、ＩＧＢＴ
１のオン指令信号の立上りに関してスイッチ制御回路
２２で微分パルスを作り、このオンパルスＳ1でセンス
電流バイパス回路２１のスイッチＭ1を、一定期間τオ
ンすることにより、図４（ｂ）に示すように、過電流検
出回路３にセンス電流跳上りが入力されるのを阻止す
る。
量ＩＧＢＴは、他の小容量ＩＧＢＴに比べて早くターン
オンすることから、センス電流はＩＧＢＴ １のターン
オン時に跳ね上がる。そこで、この場合には、ＩＧＢＴ
１のオン指令信号の立上りに関してスイッチ制御回路
２２で微分パルスを作り、このオンパルスＳ1でセンス
電流バイパス回路２１のスイッチＭ1を、一定期間τオ
ンすることにより、図４（ｂ）に示すように、過電流検
出回路３にセンス電流跳上りが入力されるのを阻止す
る。
【００２９】一方、図５（ａ）の場合は、ＩＧＢＴ １
のターンオフ時に、電流センスの小容量ＩＧＢＴは他の
小容量ＩＧＢＴに比べて遅れてターンオンすることか
ら、センス電流はＩＧＢＴ １のターンオフ時に跳ね上
がる。そこで、この場合には、反転素子２４によりＩＧ
ＢＴ １のオン指令信号を反転した信号を作り、この反
転信号の立上りに関してスイッチ制御回路２２で微分パ
ルスを作り、このオンパルスＳ1でセンス電流バイパス
回路２１のスイッチＭ1を、一定期間τオンすることに
より、図５（ｂ）に示すように、過電流検出回路３にセ
ンス電流跳上りが入力されるのを阻止するようにする。
のターンオフ時に、電流センスの小容量ＩＧＢＴは他の
小容量ＩＧＢＴに比べて遅れてターンオンすることか
ら、センス電流はＩＧＢＴ １のターンオフ時に跳ね上
がる。そこで、この場合には、反転素子２４によりＩＧ
ＢＴ １のオン指令信号を反転した信号を作り、この反
転信号の立上りに関してスイッチ制御回路２２で微分パ
ルスを作り、このオンパルスＳ1でセンス電流バイパス
回路２１のスイッチＭ1を、一定期間τオンすることに
より、図５（ｂ）に示すように、過電流検出回路３にセ
ンス電流跳上りが入力されるのを阻止するようにする。
【００３０】図６に、本発明の他の実施例の構成図を示
す。本実施例は、センス電流を出力する機能を備えたパ
ワー半導体素子が、図１のＩＧＢＴとは異なり、ＭＯＳ
ＦＥＴ ９の場合の例である。このＭＯＳＦＥＴ ９の素
子構造は省略するが、原理は図１４と同様であり、負荷
電流を出力するソース電極の一部を分割して電流センス
を形成している。また、本実施例では、過電流検出回路
２５の構成が図３と異なっている。この過電流検出回路
２５も公知の構成であり、センス電流を検出用の抵抗Ｒ
ｓに流して電圧に変換し、Ｒｓで生じる電圧降下と基準
電圧Ｖｒとを演算増幅器から成る比較器２５ａで比較
し、Ｒｓで生じる電圧降下が基準電圧Ｖｒを超えたとき
に過電流検出信号Ｖｏを駆動回路４に出力するものであ
る。
す。本実施例は、センス電流を出力する機能を備えたパ
ワー半導体素子が、図１のＩＧＢＴとは異なり、ＭＯＳ
ＦＥＴ ９の場合の例である。このＭＯＳＦＥＴ ９の素
子構造は省略するが、原理は図１４と同様であり、負荷
電流を出力するソース電極の一部を分割して電流センス
を形成している。また、本実施例では、過電流検出回路
２５の構成が図３と異なっている。この過電流検出回路
２５も公知の構成であり、センス電流を検出用の抵抗Ｒ
ｓに流して電圧に変換し、Ｒｓで生じる電圧降下と基準
電圧Ｖｒとを演算増幅器から成る比較器２５ａで比較
し、Ｒｓで生じる電圧降下が基準電圧Ｖｒを超えたとき
に過電流検出信号Ｖｏを駆動回路４に出力するものであ
る。
【００３１】本実施例のセンス電流バイパス回路２１
は、ＭＯＳＦＥＴ ９のセンス端子と接地端子間にスイ
ッチＭ1を接続して形成されている。スイッチＭ1をオン
・オフするスイッチ制御回路２２の構成は図３と同一で
ある。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ９のターンオン時又はタ
ーンオフ時にＭ1をオンさせるオンパルスＳ2を出力する
ようになっおり、本実施例の動作は図２のタイムチャー
トに示したものと同様であり、詳細な説明は省略する。
は、ＭＯＳＦＥＴ ９のセンス端子と接地端子間にスイ
ッチＭ1を接続して形成されている。スイッチＭ1をオン
・オフするスイッチ制御回路２２の構成は図３と同一で
ある。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ９のターンオン時又はタ
ーンオフ時にＭ1をオンさせるオンパルスＳ2を出力する
ようになっおり、本実施例の動作は図２のタイムチャー
トに示したものと同様であり、詳細な説明は省略する。
【００３２】したがって、本実施例によっても、図１又
は図３と同一の効果が得られる。
は図３と同一の効果が得られる。
【００３３】また、図３と図６の実施例では、スイッチ
Ｍ1のオン抵抗の影響を無視したが、センス電流の跳上
りが非常に大きい場合には、Ｍ1のオン抵抗とセンス電
流の跳上りで生じる電圧降下により過電流検出回路３又
は２５が誤動作することがある。このような誤動作を防
止するには、図７に示すように、過電流検出回路３の出
力Ｖｏとスイッチ制御回路２２の出力Ｓ2の論理和をＯ
Ｒゲート２６でとり、このＯＲゲート２６の出力を過電
流検出信号として駆動回路４に入力するようにすればよ
い。
Ｍ1のオン抵抗の影響を無視したが、センス電流の跳上
りが非常に大きい場合には、Ｍ1のオン抵抗とセンス電
流の跳上りで生じる電圧降下により過電流検出回路３又
は２５が誤動作することがある。このような誤動作を防
止するには、図７に示すように、過電流検出回路３の出
力Ｖｏとスイッチ制御回路２２の出力Ｓ2の論理和をＯ
Ｒゲート２６でとり、このＯＲゲート２６の出力を過電
流検出信号として駆動回路４に入力するようにすればよ
い。
【００３４】これによれば、図８に示したタイムチャー
トのように、センス電流Ｉｓが跳ね上がる期間τ1に
は、スイッチ制御回路２２からオンパルスＳ2がスイッ
チＭ1に印加されるから、Ｍ1はオン状態となる。このと
き、Ｉｓの跳上りによりＭ1のオン抵抗で生じる電圧降
下が、トランジスタＱ3のベース・エミッタ間に印加さ
れ、この電圧が約０．７Ｖを越えるとＱ3はオン状態と
なって電流を流す。そして、この電流と基準電流Ｉｒが
比較され、Ｉｒが小さい場合にはＶｏはローレベルとな
り、この信号を受けた駆動回路４は過電流が発生したと
誤検出することになる。
トのように、センス電流Ｉｓが跳ね上がる期間τ1に
は、スイッチ制御回路２２からオンパルスＳ2がスイッ
チＭ1に印加されるから、Ｍ1はオン状態となる。このと
き、Ｉｓの跳上りによりＭ1のオン抵抗で生じる電圧降
下が、トランジスタＱ3のベース・エミッタ間に印加さ
れ、この電圧が約０．７Ｖを越えるとＱ3はオン状態と
なって電流を流す。そして、この電流と基準電流Ｉｒが
比較され、Ｉｒが小さい場合にはＶｏはローレベルとな
り、この信号を受けた駆動回路４は過電流が発生したと
誤検出することになる。
【００３５】本実施例では、こうした誤検出を避けるた
め、ＶｏとＳ2の論理和を取り、この結果を駆動回路４
に入力しているのである。このようにすると、例えＶｏ
がローレベルになっても、Ｓ2はτ期間、ハイレベルで
あるから両者の論理和はハイレベルとなり、センス電流
の跳上りによる誤動作は発生しない。
め、ＶｏとＳ2の論理和を取り、この結果を駆動回路４
に入力しているのである。このようにすると、例えＶｏ
がローレベルになっても、Ｓ2はτ期間、ハイレベルで
あるから両者の論理和はハイレベルとなり、センス電流
の跳上りによる誤動作は発生しない。
【００３６】次に、図９に、上記の過電流検出回路をイ
ンバータ装置の出力段スイッチング素子の過電流保護に
適用した実施例の全体構成図を示す。本実施例は、Ｕ，
Ｖ，Ｗ各相の上下アームの出力段スイッチング素子とし
て、図１４に示したセンス端子付きＩＧＢＴを用いてい
る。各相の上下アームの構成は同一であり、センス端子
付きＩＧＢＴ １と逆並列接続された還流用のダイオー
ド３０を備える。また、ＩＧＢＴ １を駆動する駆動回
路４、センス電流を検出し、モータ電流が過電流の状態
にあるかどうかを検知する過電流検出回路３、センス端
子とＩＧＢＴ１のエミッタ端子間に接続されたスイッチ
Ｍ1からなるセンス電流バイパス回路２１、及びスイッ
チＭ1にオンパルスＳ2を与えるためのスイッチ制御回路
２２からなる。
ンバータ装置の出力段スイッチング素子の過電流保護に
適用した実施例の全体構成図を示す。本実施例は、Ｕ，
Ｖ，Ｗ各相の上下アームの出力段スイッチング素子とし
て、図１４に示したセンス端子付きＩＧＢＴを用いてい
る。各相の上下アームの構成は同一であり、センス端子
付きＩＧＢＴ １と逆並列接続された還流用のダイオー
ド３０を備える。また、ＩＧＢＴ １を駆動する駆動回
路４、センス電流を検出し、モータ電流が過電流の状態
にあるかどうかを検知する過電流検出回路３、センス端
子とＩＧＢＴ１のエミッタ端子間に接続されたスイッチ
Ｍ1からなるセンス電流バイパス回路２１、及びスイッ
チＭ1にオンパルスＳ2を与えるためのスイッチ制御回路
２２からなる。
【００３７】また、各相の上下アームの駆動回路４に対
して、ロジック手段３１から各ＩＧＢＴ １を駆動する
信号が与えられる。ここで上アームに関しては、駆動信
号をレベルシフト手段３２によって基準電位を昇圧して
与えられる。
して、ロジック手段３１から各ＩＧＢＴ １を駆動する
信号が与えられる。ここで上アームに関しては、駆動信
号をレベルシフト手段３２によって基準電位を昇圧して
与えられる。
【００３８】本実施例の、各アームの駆動回路４、過電
流検出回路３、センス電流バイパス回路２１、スイッチ
制御回路２２の働きは、図１又は図３の実施例で説明し
た動作と同様であるため、その説明は省略し、ここでは
本実施例に特有なダイドード３０の逆阻止回復時の誤動
作防止の動作について述べる。
流検出回路３、センス電流バイパス回路２１、スイッチ
制御回路２２の働きは、図１又は図３の実施例で説明し
た動作と同様であるため、その説明は省略し、ここでは
本実施例に特有なダイドード３０の逆阻止回復時の誤動
作防止の動作について述べる。
【００３９】図１０は，Ｖ相上アームのＩＧＢＴ １が
オン状態にあり、Ｕ相下アームのＩＧＢＴ １がターン
オンする瞬間の動作を示す。ここで、Ｕ相下アームのＩ
ＧＢＴ １がターンオンする直前、モータ電流ＩＬは巻
線３３に蓄えられたエネルギーによって、Ｖ相上アーム
のＩＧＢＴ １とＵ相上アームのダイオード３０を通っ
て還流しているものとする。次に、Ｕ相下アームのＩＧ
ＢＴ １がターンオンすると、このＩＧＢＴ １にはモー
タ電流ＩＬに加えて、Ｕ相上アームダイオード３０の逆
阻止回復電流Ｉｒｒが重畳して流れ、図１１に示すよう
な電流波形（ＩＬ＋Ｉｒｒ）となる。
オン状態にあり、Ｕ相下アームのＩＧＢＴ １がターン
オンする瞬間の動作を示す。ここで、Ｕ相下アームのＩ
ＧＢＴ １がターンオンする直前、モータ電流ＩＬは巻
線３３に蓄えられたエネルギーによって、Ｖ相上アーム
のＩＧＢＴ １とＵ相上アームのダイオード３０を通っ
て還流しているものとする。次に、Ｕ相下アームのＩＧ
ＢＴ １がターンオンすると、このＩＧＢＴ １にはモー
タ電流ＩＬに加えて、Ｕ相上アームダイオード３０の逆
阻止回復電流Ｉｒｒが重畳して流れ、図１１に示すよう
な電流波形（ＩＬ＋Ｉｒｒ）となる。
【００４０】Ｕ相下アームのＩＧＢＴ １のセンス電流
は、図１４で述べたように、分布定数化された等価回路
におけるスイッチング特性の不均一化により跳ね上が
る。しかし、本実施例では、Ｕ相下アームのＩＧＢＴ
１を流れる電流自体が、ダイオード３０の逆阻止回復電
流の重畳により跳上りを生じており、例え上記スイッチ
ング特性の不均一がなかったとしても、センス電流はＩ
ＧＢＴ １のターンオンの瞬間から逆阻止回復電流の分
だけ確実に跳ね上がる。
は、図１４で述べたように、分布定数化された等価回路
におけるスイッチング特性の不均一化により跳ね上が
る。しかし、本実施例では、Ｕ相下アームのＩＧＢＴ
１を流れる電流自体が、ダイオード３０の逆阻止回復電
流の重畳により跳上りを生じており、例え上記スイッチ
ング特性の不均一がなかったとしても、センス電流はＩ
ＧＢＴ １のターンオンの瞬間から逆阻止回復電流の分
だけ確実に跳ね上がる。
【００４１】センス電流Ｉｓが跳ね上がる期間τ1は、
スイッチング特性の不均一化が影響しない場合にはダイ
オードの逆阻止回復時間ｔｒと等しくなり、スイッチン
グ特性の不均一化がある場合には、分布定数化された素
子構造が要因となる跳上り期間τ1と上記ｔｒとのいづ
れか大きい方で決まる。
スイッチング特性の不均一化が影響しない場合にはダイ
オードの逆阻止回復時間ｔｒと等しくなり、スイッチン
グ特性の不均一化がある場合には、分布定数化された素
子構造が要因となる跳上り期間τ1と上記ｔｒとのいづ
れか大きい方で決まる。
【００４２】このセンス電流の跳上りによって過電流検
出回路３が誤動作しないように防ぐ方法としては、前記
各実施例で述べたように、ＩＧＢＴ １のターンオンの
瞬間からセンス電流の跳上り期間よりも長い時間、セン
ス電流バイパス回路２１のスイッチＭ1をオン状態と
し、跳上り電流を過電流検出回路に入力しないようにす
る。ただし、本実施例の場合には、上述のように、跳上
り期間が逆回復時間ｔｒとスイッチング特性の不均一性
のいずれで決まるかを把握してからセンス電流バイパス
回路２１のオンパルス幅τを決める必要がある。
出回路３が誤動作しないように防ぐ方法としては、前記
各実施例で述べたように、ＩＧＢＴ １のターンオンの
瞬間からセンス電流の跳上り期間よりも長い時間、セン
ス電流バイパス回路２１のスイッチＭ1をオン状態と
し、跳上り電流を過電流検出回路に入力しないようにす
る。ただし、本実施例の場合には、上述のように、跳上
り期間が逆回復時間ｔｒとスイッチング特性の不均一性
のいずれで決まるかを把握してからセンス電流バイパス
回路２１のオンパルス幅τを決める必要がある。
【００４３】また、本実施例のＩＧＢＴ １が図５に示
した構造の場合は、そのＩＧＢＴ １のターンオンとタ
ーンオフの両方に同期させて、スイッチＭ1をオンし
て、逆回復とスイッチング特性の不均一性に起因するセ
ンス電流の跳上りをいずれもバイパスするようにする。
した構造の場合は、そのＩＧＢＴ １のターンオンとタ
ーンオフの両方に同期させて、スイッチＭ1をオンし
て、逆回復とスイッチング特性の不均一性に起因するセ
ンス電流の跳上りをいずれもバイパスするようにする。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
センス端子付きパワー半導体素子のスイッチング特性の
不均一化、又はインバータ装置におけるダイオード逆回
復電流のいずれかが原因で起きるセンス電流の跳上りに
対しても、誤動作しない過電流検出回路を実現できる。
センス端子付きパワー半導体素子のスイッチング特性の
不均一化、又はインバータ装置におけるダイオード逆回
復電流のいずれかが原因で起きるセンス電流の跳上りに
対しても、誤動作しない過電流検出回路を実現できる。
【００４５】その結果、過電流検出回路が動作しない期
間を必要最小限に押さえられるので装置の安全性を高め
る効果がある。
間を必要最小限に押さえられるので装置の安全性を高め
る効果がある。
【図１】本発明のセンス電流のサージ電流による誤動作
防止機能を備えた過電流検出回路の一実施例の構成図で
ある。
防止機能を備えた過電流検出回路の一実施例の構成図で
ある。
【図２】図１実施例の動作を説明するための各部の信号
又は電流のタイムチャートである。
又は電流のタイムチャートである。
【図３】本発明のセンス電流のサージ電流による誤動作
防止機能を備えた過電流検出回路の具体的な一実施例の
構成図である。
防止機能を備えた過電流検出回路の具体的な一実施例の
構成図である。
【図４】誤動作防止のためセンス電流をバイパスさせる
スイッチをパワー半導体素子のターンオンに同期してオ
ンさせる場合を説明する図であり、（ａ）は電流センス
がゲート端子側に配置されたパワー半導体素子の等価回
路を示し、この場合は、（ｂ）に示すようにスイッチを
パワー半導体素子のターンオンに同期して一定期間オン
させる。
スイッチをパワー半導体素子のターンオンに同期してオ
ンさせる場合を説明する図であり、（ａ）は電流センス
がゲート端子側に配置されたパワー半導体素子の等価回
路を示し、この場合は、（ｂ）に示すようにスイッチを
パワー半導体素子のターンオンに同期して一定期間オン
させる。
【図５】誤動作防止のためセンス電流をバイパスさせる
スイッチをパワー半導体素子のターンオフに同期してオ
ンさせる場合を説明する図であり、（ａ）は電流センス
がゲート端子から遠い側に配置されたパワー半導体素子
の等価回路を示し、この場合は（ｂ）に示すようにスイ
ッチをパワー半導体素子のターンオフに同期して一定期
間オンさせる。
スイッチをパワー半導体素子のターンオフに同期してオ
ンさせる場合を説明する図であり、（ａ）は電流センス
がゲート端子から遠い側に配置されたパワー半導体素子
の等価回路を示し、この場合は（ｂ）に示すようにスイ
ッチをパワー半導体素子のターンオフに同期して一定期
間オンさせる。
【図６】本発明のセンス電流のサージ電流による誤動作
防止機能を備えた過電流検出回路の具体的な他の一実施
例の構成図である。
防止機能を備えた過電流検出回路の具体的な他の一実施
例の構成図である。
【図７】図３実施例のセンス電流バイパス回路のスイッ
チのオン抵抗による誤動作を防止させてなる実施例の構
成図である。
チのオン抵抗による誤動作を防止させてなる実施例の構
成図である。
【図８】図７実施例の動作を説明するための各部の信
号、電流、電圧のタイムチャートである。
号、電流、電圧のタイムチャートである。
【図９】本発明の過電流検出回路を適用してなるパワー
半導体素子をスイッチング素子とするインバータ装置の
一実施例の全体構成図である。
半導体素子をスイッチング素子とするインバータ装置の
一実施例の全体構成図である。
【図１０】図９実施例の動作を説明するための部分回路
図である。
図である。
【図１１】図９実施例の動作を説明するための各部の電
流、信号のタイムチャートである。
流、信号のタイムチャートである。
【図１２】電流センスが組み込まれたパワー半導体素子
の従来例の過電流検出回路の構成図である。
の従来例の過電流検出回路の構成図である。
【図１３】図１２従来例の問題点を説明するための各部
の電流、電圧のタイムチャートである。
の電流、電圧のタイムチャートである。
【図１４】電流センスが組み込まれたＩＧＢＴを説明す
る図であり、（ａ）は表示記号、（ｂ）は素子構造図、
（ｃ）は等価回路図である。
る図であり、（ａ）は表示記号、（ｂ）は素子構造図、
（ｃ）は等価回路図である。
１ ＩＧＢＴ、 ２ 直流電源、 ３ 過電流検出回路、 ４ 駆動回路、 ５ 負荷、 ６ 駆動用電源、 ７ 定電流源、 ８ 遅延時間発生回路、 ９ ＭＯＳＦＥＴ、 ２１ センス電流バイパス回路、 ２２ スイッチ制御回路、 ２５ 過電流検出回路、 ２６ ＯＲ回路、 ３２ レベルシフト手段、 ３０ ダイオード、 ３３ モータ、 ３１ ロジック手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 和田 雅行 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内
Claims (11)
- 【請求項１】 パワー半導体素子に組み込まれた電流セ
ンスに流れるセンス電流を設定値と比較し、前記パワー
半導体素子の過電流を検出する過電流検出方法におい
て、前記パワー半導体素子のオン又はオフ指令信号に同
期させて一定期間過電流検出を停止することを特徴とす
るパワー半導体素子の過電流検出方法。 - 【請求項２】 請求項１において、前記一定期間が、前
記パワー半導体素子のオン又はオフ時に前記電流センス
に流れるサージ電流の通流時間に設定することを特徴と
するパワー半導体素子の過電流検出方法。 - 【請求項３】 パワー半導体素子に組み込まれた電流セ
ンスに流れるセンス電流を入力し、該センス電流を設定
値と比較し、センス電流が設定値を超えたときに過電流
検出信号を出力するパワー半導体素子の過電流検出回路
において、前記パワー半導体素子のオン又はオフ指令信
号に同期させて一定期間前記センス電流の入力を阻止す
る手段を設けたことを特徴とするパワー半導体素子の過
電流検出回路。 - 【請求項４】 請求項３において、前記一定期間が、前
記パワー半導体素子のオン又はオフ時に前記電流センス
に流れるサージ電流の通流時間に設定してなることを特
徴とするパワー半導体素子の過電流検出回路。 - 【請求項５】 請求項３において、前記電流センスが、
前記パワー半導体素子と同一の素子構造を有して同一の
半導体チップに形成され、電流センスとパワー半導体素
子の一方の主電極およびゲート電極がそれぞれ共通接続
されてなり、ゲート信号の共通入力端子から見て電流セ
ンスのゲート電極がパワー半導体素子のゲート電極より
も近くに配置されている場合は、前記センス電流の入力
阻止をパワー半導体素子のオン指令信号に同期させて、
遠くに配置されている場合は、前記センス電流の入力阻
止をパワー半導体素子のオフ指令信号に同期させること
を特徴とするパワー半導体素子の過電流検出回路。 - 【請求項６】 パワー半導体素子に組み込まれた電流セ
ンスに流れるセンス電流が通流される第１のトランジス
タと、該第１のトランジスタにカレントミラー接続され
た第２のトランジスタを第３のトランジスタを介して電
源に接続してなる比較回路と、該第３のトランジスタに
カレントミラー接続された第４のトランジスタを介して
前記比較回路に設定電流を流す設定電流通流回路とを有
し、前記第２と第３のトランジスタの接続点電圧を過電
流検出出力とするパワー半導体素子の過電流検出回路に
おいて、前記第１のトランジスタを迂回させて前記セン
ス電流を流すバイパス回路と、該バイパス回路をオン・
オフするスイッチと、該スイッチを前記パワー半導体素
子のオン又はオフ指令信号に同期させて一定期間オンさ
せるバイパススイッチ制御回路とを設けたことを特徴と
するパワー半導体素子の過電流検出回路。 - 【請求項７】 請求項６において、前記過電流検出出力
と前記スイッチのオン指令との論理和をとって最終的な
過電流検出出力とするオア回路を設けたことを特徴とす
るパワー半導体素子の過電流検出回路。 - 【請求項８】 パワー半導体素子に組み込まれた電流セ
ンスに流れるセンス電流を電圧に変換する抵抗と、該抵
抗により変換されたセンス電流検出値と設定値とを演算
増幅器からなる比較回路に入力し、センス電流検出値が
設定値を超えたときに過電流検出信号を出力するパワー
半導体素子の過電流検出回路において、前記比較回路の
センス電流検出値の入力又は過電流検出信号の出力を阻
止する手段を設けたことを特徴とするパワー半導体素子
の過電流検出回路。 - 【請求項９】 請求項８において、前記比較回路のセン
ス電流検出値の入力を阻止する手段が、前記抵抗に並列
に接続されたスイッチと、該スイッチを前記パワー半導
体素子のオン又はオフ指令信号に同期させて一定期間オ
ンさせるバイパススイッチ制御回路とからなることを特
徴とするパワー半導体素子の過電流検出回路。 - 【請求項１０】 請求項６又は８において、前記バイパ
ススイッチ制御回路は前記一定時間に設定されたタイマ
回路を有してなり、前記パワー半導体素子のオン又はオ
フ指令信号を入力し、該指令信号の入力タイミングに同
期させて前記スイッチにオン指令を出力するとともに前
記タイマ回路を起動し、該タイマ回路の満了に合わせて
前記スイッチにオフ指令を出力する回路であることを特
徴とするパワー半導体素子の過電流検出回路。 - 【請求項１１】 主回路電流に相関した電流が流れる電
流センスが組み込まれたパワー半導体素子をスイッチン
グ素子とするインバータ主回路と、前記電流センスに流
れるセンス電流を入力し該センス電流を設定値と比較し
てセンス電流が設定値を超えたときに過電流検出信号を
出力する過電流検出回路と、入力されるオン・オフ指令
に従って前記インバータ主回路のスイッチング素子をオ
ン・オフ制御するとともに、前記過電流検出信号が入力
されたとき前記スイッチング素子をオフする駆動回路と
備えてなるインバータ装置において、前記過電流検出回
路が、請求項３，４，５，６，７，８，９，１０のいず
れかに記載の過電流検出回路であることを特徴とするイ
ンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4063853A JPH05276761A (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | パワー半導体素子の過電流検出方法及び回路並びにこれを用いたインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4063853A JPH05276761A (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | パワー半導体素子の過電流検出方法及び回路並びにこれを用いたインバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05276761A true JPH05276761A (ja) | 1993-10-22 |
Family
ID=13241313
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4063853A Pending JPH05276761A (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | パワー半導体素子の過電流検出方法及び回路並びにこれを用いたインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05276761A (ja) |
Cited By (19)
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-
1992
- 1992-03-19 JP JP4063853A patent/JPH05276761A/ja active Pending
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