JP2999887B2 - Ｉｇｂｔの過電流保護回路及び半導体集積回路装置 - Google Patents

Ｉｇｂｔの過電流保護回路及び半導体集積回路装置

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JP2999887B2
JP2999887B2 JP4271487A JP27148792A JP2999887B2 JP 2999887 B2 JP2999887 B2 JP 2999887B2 JP 4271487 A JP4271487 A JP 4271487A JP 27148792 A JP27148792 A JP 27148792A JP 2999887 B2 JP2999887 B2 JP 2999887B2
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    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
    • G05F1/573—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overcurrent detector
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03K2217/0027—Measuring means of, e.g. currents through or voltages across the switch

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電流検出用電極を内
蔵したパワーデバイスの過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１１は、従来のカレントセンス（電流
検出端子）内蔵のＩＧＢＴの過電流短絡保護回路の構成
を示す回路図である。同図に示すように、Ｎチャネルの
カレントセンスＩＧＢＴ１のコレクター（Ｃ）は、負荷
ＬＯＡＤを介して電源Ｖccの（＋）端子に、エミッター
（Ｅ）は電源Ｖccの（−）端子にそれぞれ接続され、ゲ
ート（Ｇ）端子は、ゲート抵抗ＲＧを介してドライバー
２の出力にそれぞれ接続される。そして、ＩＧＢＴ１の
センス（Ｓ）・エミッター（Ｅ）端子間には、電流検出
用抵抗ＲＳが接続される。センス端子に流れるセンス電
流は、エミッタ端子を流れるエミッタ電流（＝コレクタ
電流ＩC ）に比例した電流が流れる。
【０００３】電流検出用抵抗ＲＳのセンス端子側のノー
ドＮ１０がコンパレータ３の正入力に接続される。つま
り、電流検出用抵抗ＲＳによる電圧降下値ＶＳがコンパ
レータ３の正入力として取り込まれる。コンパレータ３
はその負入力に基準電圧ＶＲＥＦ１を取り込む。このコ
ンパレータ３の出力がドライバー２の入力に付与され、
ドライバー２はコンパレータ３の出力のＬ／Ｈに基づ
き、活性／非活性が制御される。
【０００４】ドライバー２は活性状態時は入力信号ＩＮ
をＩＧＢＴ１に出力し、非活性状態時はＩＧＢＴ１をオ
フさせるＬレベルの信号をＩＧＢＴ１に出力する。
【０００５】ＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパレータ３
により、電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値ＶＳと基準電
圧ＶＲＥＦ１とを比較することにより行われ、ＶＳ＞Ｖ
ＲＥＦ１のとき、コンパレータ３の出力がＨレベルとな
ってドライバー２の入力に帰還する。その結果、ドライ
バー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢＴをオフさせる
ため、ＩＧＢＴ１の電流供給が遮断されてＩＧＢＴ１の
過電流供給状態が回避され、ＩＧＢＴ１はラッチアップ
状態等に陥ることなく保護される。
【０００６】ところで、カレントセンス内蔵ＩＧＢＴ
は、ターンオン直後のゲート電圧が、帰還容量のためＶ
th（閾値電圧）付近の状態の時、エミッタ電流とセンス
電流との分割比がゲートに十分電圧を印加したときと比
較して変化し、センス電流のエミッタ電流に対する比が
大きくなるという特性を示す。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図１２は、カレントセ
ンスＩＧＢＴのターンオン時のゲート電圧ＶGE，コレク
タ電流ＩC 及び電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値ＶＳを
示すタイミング図である。同図において、ターンオン直
後の期間ｔが、ゲート電圧が、帰還容量のため閾値電圧
Ｖth近傍の状態となっている過渡期間である。この期間
ｔで、コレクタ電流（ＩC ＝エミッタ電流）の波形に比
べ電圧降下値ＶＳの波形が大きくなり、波形が持ち上が
っている。したがって、ｂの波形では、コレクタ電流Ｉ
C は常に過電流レベルＯＩ以下であるにもかかわらず、
過渡期間ｔにおいて、波形の持ち上がりによってＶＳ＞
ＶＲＥＦ１となっていまうため、過電流状態と誤検出し
てしまうという問題があった。
【０００８】図１３は、上記誤検出を防止した従来のカ
レントセンス内蔵ＩＧＢＴの過電流保護回路の構成を示
す回路図である。同図に示すように、電流検出用抵抗Ｒ
Ｓに並列にコンデンサＣＳを接続したものである。この
回路では、電流検出用抵抗ＲＳと並列接続したコンデン
サＣＳは、誤検出（誤動作）防止のための（ローパス）
フィルターとして動作する。
【０００９】したがって、このフィルターの時定数をゲ
ート電圧ＶGEの閾値状態維持期間ｔよりも十分大きく設
定し、ＩＧＢＴ１のターンオン直後の電圧降下値ＶＳの
波形を十分になまらせることにより、ＩＧＢＴ１の正常
動作時の電圧降下値ＶＳは、閾値状態維持期間ｔ中にお
いても、必ずＶＳ＜ＶＲＥＦ１が常に成立するようにす
ることができる。その結果、ＩＧＢＴ１のターンオン直
後に過電流状態であると誤検出されることはない。
【００１０】しかしながら、図１３の構成の場合、フィ
ルタリング処理された電圧降下値ＶＳをコンパレータ３
の正入力に取り込むことになるため、実際に、カレント
センス内蔵ＩＧＢＴの過電流、短絡状態になり、ＶＳ＞
ＶＲＥＳ１となった場合、フィルタリング処理時間分、
ＩＧＢＴを遮断するまでの時間遅れが発生し、ＩＧＢＴ
を速やかに保護できず、最悪の場合、ＩＧＢＴを破壊さ
せてしまうという問題点があった。
【００１１】この発明は上記問題点を解決するためにな
されたもので、正確かつ迅速に過電流保護機能が働くパ
ワーデバイスの過電流保護回路を得ることを目的とす
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明にかかる請求項
１記載のＩＧＢＴの過電流保護回路は、自身を流れる電
流量に関連した電流信号が検出可能な電流検出用電極を
内蔵したＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジス
タ）の過電流を保護する回路であって、前記ＩＧＢＴの
駆動用の入力信号を受け、前記入力信号に基づく駆動信
号を前記ＩＧＢＴの制御電極に付与して前記ＩＧＢＴを
駆動するＩＧＢＴ駆動手段と、前記電流信号を受け、前
記電流信号に基づく検出信号を出力する検出信号出力手
段と、前記入力信号を受け、前記ＩＧＢＴをターンオン
させる方向への前記入力信号の信号変化を起点とした前
記ＩＧＢＴのターンオン時近傍の第１の期間とそれ以外
の第２の期間を識別してターンオン期間識別信号を出力
するターンオン期間識別手段と、第１の比較信号を付与
する第１の比較信号付与手段と、前記第１の比較信号よ
り信号レベルが大きな第２の比較信号を付与する第２の
比較信号付与手段と、前記検出信号、前記ターンオン期
間識別信号並びに前記第１及び第２の比較信号を取り込
み、前記第２の期間中、前記第１の比較信号と前記検出
信号とを比較して、前記ＩＧＢＴが過電流状態か否かを
識別する過電流状態識別信号を出力し、前記第１の期間
中、前記第２の比較信号と前記検出信号とを比較して前
記過電流状態識別信号を出力する過電流状態識別信号出
力手段とを備え、前記ＩＧＢＴ駆動手段は、前記過電流
状態識別信号をさらに受け、該過電流状態識別信号が過
電流状態を指示する時、前記ＩＧＢＴをオフさせる前記
駆動信号を出力している。
【００１３】望ましくは、請求項２記載のＩＧＢＴの過
電流保護回路のように、前記ターンオン期間識別手段
は、前記ＩＧＢＴをターンオンさせる方向への前記入力
信号の信号変化を起点として、所定期間経過までの期間
を前記第１の期間とし、それ以外の期間を前記第２の期
間としたタイマーである。
【００１４】望ましくは、請求項３記載のＩＧＢＴの過
電流保護回路のように、前記ターンオン期間識別手段
は、前記ＩＧＢＴの制御電極より得られる制御電極信号
をさらに受け、前記ＩＧＢＴをターンオンさせる方向へ
の前記入力信号の信号変化を起点として、前記制御電極
信号が所定レベルに達するまでの期間を前記第１の期間
とし、それ以外の期間を前記第２の期間とした制御手段
である。
【００１５】望ましくは、請求項４記載のＩＧＢＴの過
電流保護回路のように、前記過電流状態識別信号出力手
段は、第１の比較端子及び第２の比較端子を有し、前記
第１の比較端子に前記検出信号を取り込み、前記検出信
号と前記第２の比較端子より得られる信号とを比較して
前記過電流状態識別信号を出力する比較手段と、前記タ
ーンオン期間識別信号に基づき、前記第１の期間は前記
第２の比較信号を前記第２の比較端子に付与し、前記第
２の期間は前記第１の比較信号を前記第２の比較端子に
付与する比較信号切り換え手段とを備える。
【００１６】望ましくは、請求項５記載のＩＧＢＴの過
電流保護回路のように、前記過電流状態識別信号出力手
段は、前記検出信号及び前記第１の比較信号をそれぞれ
取り込み、両者を比較して第１の比較結果を出力する第
１の比較手段と、前記検出信号及び前記第２の比較信号
をそれぞれ取り込み、両者を比較して第２の比較結果を
出力する第２の比較手段と、前記ターンオン期間識別信
号に基づき、前記第１の期間は前記第２の比較結果を前
記過電流状態識別信号として出力し、前記第２の期間は
前記第１の比較結果を前記過電流状態識別信号として出
力する比較結果切り換え手段とを備える。
【００１７】望ましくは、請求項６記載のＩＧＢＴの過
電流保護回路のように、前記比較結果切り換え手段は、
ディジタル回路で構成される。
【００１８】望ましくは、請求項７記載の半導体集積回
路装置のように、請求項６記載のＩＧＢＴの過電流保護
回路を、前記検出信号出力手段を除き、モノリシック集
積化する。
【００１９】この発明にかかる請求項８記載のＩＧＢＴ
の過電流保護回路は、自身を流れる電流量に関連した電
流信号が検出可能な電流検出用電極を内蔵したＩＧＢＴ
（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）の過電流を検
出して保護する回路であって、前記ＩＧＢＴの駆動用の
入力信号を受け、前記入力信号に基づく駆動信号を前記
ＩＧＢＴの制御電極に付与して前記ＩＧＢＴを駆動する
ＩＧＢＴ駆動手段と、前記電流信号を受け、前記電流信
号に基づき、第１の検出信号と、前記第１の検出信号よ
り信号レベルが小さい第２の検出信号とが出力可能な検
出信号出力手段と、前記入力信号を受け、前記ＩＧＢＴ
をターンオンさせる方向への前記入力信号の信号変化を
起点とした前記ＩＧＢＴのターンオン時近傍の第１の期
間とそれ以外の第２の期間を識別してターンオン期間識
別信号を出力するターンオン期間識別手段と、比較信号
を付与する比較信号付与手段と、前記第１及び第２の検
出信号、前記ターンオン期間識別信号並びに前記比較信
号を取り込み、前記第２の期間中、前記比較信号と前記
第１の検出信号とを比較して、前記ＩＧＢＴが過電流状
態か否かを識別する過電流状態識別信号を出力し、前記
第１の期間中、前記比較信号と前記第２の検出信号とを
比較して前記過電流状態識別信号を出力する過電流状態
識別信号出力手段とを備え、前記ＩＧＢＴ駆動手段は、
前記過電流状態識別信号をさらに受け、該過電流状態識
別信号が過電流状態を指示する時、前記ＩＧＢＴをオフ
させる前記駆動信号を出力する。
【００２０】望ましくは、請求項９記載のＩＧＢＴの過
電流保護回路のように、前記検出信号出力手段は、第１
の抵抗成分と前記第１の抵抗成分より小さい第２の抵抗
成分とから構成され、前記第１の抵抗成分を流れる前記
電流信号の電圧降下値を前記第１の検出信号とし、前記
第２の抵抗成分を流れる前記電流信号の電圧降下値を前
記第２の検出信号とする。
【００２１】望ましくは、請求項１０記載のＩＧＢＴの
過電流保護回路のように、前記過電流状態識別信号出力
手段は、第１の比較端子及び第２の比較端子を有し、前
記第２の比較端子に前記比較信号を取り込み、前記第１
の比較端子より得られる信号と前記比較信号とを比較し
て前記過電流状態識別信号を出力する比較手段と、前記
ターンオン期間識別信号に基づき、前記第１の期間は前
記第２の検出信号を前記第１の比較端子に付与し、前記
第２の期間は前記第１の比較信号を前記第１の比較端子
に付与する比較信号切り換え手段とを備える。
【００２２】望ましくは、請求項１１記載のＩＧＢＴの
過電流保護回路のように、前記過電流状態識別信号出力
手段は、前記第１の検出信号及び前記比較信号をそれぞ
れ取り込み、両者を比較して第１の比較結果を出力する
第１の比較手段と、前記第２の検出信号及び前記比較信
号をそれぞれ取り込み、両者を比較して第２の比較結果
を出力する第２の比較手段と、前記ターンオン期間識別
信号に基づき、前記第１の期間は前記第２の比較結果を
前記過電流状態識別信号として出力し、前記第２の期間
は前記第１の比較結果を前記過電流状態識別信号として
出力する比較結果切り換え手段とを備える。
【００２３】望ましくは、請求項１２記載の半導体集積
回路装置のように、請求項１１記載のＩＧＢＴの過電流
保護回路を、前記検出信号出力手段を除き、モノリシッ
ク集積化する。
【００２４】
【作用】請求項１記載のＩＧＢＴの過電流保護回路にお
いて、ターンオン期間識別手段は、ＩＧＢＴをターンオ
ンさせる方向への入力信号の信号変化を起点としたター
ンオン時近傍の第１の期間とそれ以外の第２の期間を識
別してターンオン期間識別信号を出力する。
【００２５】また、検出信号出力手段は、ＩＧＢＴの電
流検出用電極から得られる電流信号に基づく検出信号を
出力する。
【００２６】そして、過電流状態識別信号出力手段は、
第２の期間中、第１の比較信号と検出信号とを比較し、
第１の期間中、第１の比較信号より信号レベルが大きな
第２の比較信号と検出信号とを比較して過電流状態識別
信号を出力する。
【００２７】したがって、過電流状態識別手段が、ＩＧ
ＢＴの過電流状態を識別する判断基準は、ターンオン時
近傍の第１の期間と、それ以外の第２の期間とで異な
る。
【００２８】請求項８記載のＩＧＢＴの過電流保護回路
において、ターンオン期間識別手段は、ＩＧＢＴをター
ンオンさせる方向への入力信号の信号変化を起点とした
ターンオン時近傍の第１の期間とそれ以外の第２の期間
を識別してターンオン期間識別信号を出力する。
【００２９】また、検出信号出力手段は、ＩＧＢＴの電
流検出用電極から得られる電流信号に基づく第１の検出
信号と第１の検出信号より信号レベルが小さい第２の検
出信号を出力する。
【００３０】そして、過電流状態保護手段は、第２の期
間中、比較信号と第１の検出信号とを比較し、第１の期
間中、比較信号と第２の検出信号とを比較して過電流状
態識別信号を出力する。
【００３１】したがって、過電流状態識別信号が、ＩＧ
ＢＴの過電流状態を識別する判断基準は、ターンオン時
近傍の第１の期間と、それ以外の第２の期間とで異な
る。
【００３２】
【実施例】図１はこの発明の第１の実施例であるＩＧＢ
Ｔの過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【００３３】同図に示すように、カレントセンスＩＧＢ
Ｔ１のコレクター（Ｃ）は、負荷ＬＯＡＤを介して電源
Ｖccの（＋）端子に、エミッター（Ｅ）は電源Ｖccの
（−）端子にそれぞれ接続され、ゲート（Ｇ）端子は、
ゲート抵抗ＲＧを介してドライバー２の出力にそれぞれ
接続される。そして、ＩＧＢＴ１のセンス（Ｓ）・エミ
ッター（Ｅ）端子間には、電流検出用抵抗ＲＳが接続さ
れる。ＩＧＢＴ１のセンス端子、電流検出用抵抗ＲＳ間
のノードＮ０がコンパレータ３の正入力に接続されるこ
とにより、電流検出用抵抗ＲＳによる電圧降下値ＶＳが
コンパレータ３の正入力として取り込まれる。
【００３４】コンパレータ３はその負入力にアナログス
イッチ４が接続され、アナログスイッチ４はタイマー５
の制御信号Ｓ５を受け、制御信号Ｓ５に基づき、コンパ
レータ３の負入力を基準電圧ＶＲＥＦ１あるいは基準電
圧ＶＲＥＦ２に接続する。基準電圧ＶＲＥＦ１は定常状
態時におけるＩＧＢＴ１の過電流保護レベルを示す電圧
であり、基準電圧ＶＲＥＦ２（＞ＶＲＥＦ１）はターン
オン直後の過渡状態におけるＩＧＢＴ１の過電流保護レ
ベルを示す。
【００３５】これらの基準電圧ＶＲＥＦ１及びＶＲＥＦ
２は、回路内部に構成され電源ラインに接続された図示
しない基準電圧付与手段から生成される。
【００３６】タイマー５は入力信号ＩＮを取り込み、入
力信号ＩＮの立ち上がりエッジをトリガとして、ターン
オン直後の過渡期間とみなす過渡状態推定期間Ｔの間の
み、アナログスイッチ４に基準電圧ＶＲＥＦ２への接続
を指示する制御信号Ｓ５を出力し、過渡状態推定期間Ｔ
以外の期間を定常状態とみなし、アナログスイッチ４に
基準電圧ＶＲＥＦ１への接続を指示する制御信号Ｓ５を
出力する。
【００３７】なお、タイマー５の過渡状態推定期間Ｔ
は、入力信号ＩＮの立ち上がりからＩＧＢＴ１のゲート
電圧が帰還容量のため、その閾値電圧Ｖthより十分大き
な電圧となると推定される時間に設定される。
【００３８】また、タイマー５の内部構成は、ＲＣ時定
数に基づく積分回路等が考えられる。
【００３９】このような構成において、タイマー５が定
常状態とみなした場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、従来
同様、コンパレータ３により、電流検出用抵抗ＲＳの電
圧降下値ＶＳと基準電圧ＶＲＥＦ１とを比較することに
より行われ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ１のとき、コンパレータ３
の出力がＨレベルとなってドライバー２の入力に帰還す
る。その結果、ドライバー２の出力がＬレベルとなって
ＩＧＢＴをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が
遮断され、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ること
なく保護される。
【００４０】一方、タイマー５がターンオン直後の過渡
状態とみなした場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパ
レータ３により、電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値ＶＳ
と基準電圧ＶＲＥＦ２とを比較することにより行われ、
ＶＳ＞ＶＲＥＦ２のとき、コンパレータ３の出力がＨレ
ベルとなってドライバー２の入力に帰還する。その結
果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢＴを
オフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断され、
ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態になることなく保護され
る。
【００４１】図２は、第１の実施例のＩＧＢＴの過電流
保護回路の保護動作を示す。同図において、ＩG はゲー
ト電流、ＶGEはゲート電圧、ＩC はコレクタ電流、ＶＳ
は電流検出用抵抗ＲＳによる電圧降下値、ＶＲはコンパ
レータ３の負入力に付与される基準電圧、ＩＮは入力信
号を示す。
【００４２】同図に示すように、入力信号ＩＮの立ち上
がり（ターンオン）からゲート電圧ＶGEが閾値電圧Ｖth
より十分大きくなるまでの過渡状態推定期間Ｔは、基準
電圧ＶＲＥＦ２がコンパレータ３の負入力に付与され
る。この過渡状態推定期間Ｔ中、第１の実施例のＩＧＢ
Ｔの過電流保護回路がＩＧＢＴ１が過渡状態であるとみ
なす。
【００４３】したがって、ｂ波形のように、過渡状態推
定期間Ｔの間は、電圧降下値ＶＳが基準電圧ＶＲＥＦ１
を越えていても、基準電圧ＶＲＥＦ２を下回る場合は、
コンパレータ３の出力はＬレベルとなるため、過電流状
態と検出されない。つまり、コレクタ電流ＩC が過電流
レベルＯＩを下回っているにもかかわらず、過渡状態期
間中に、電圧降下値ＶＳが基準電圧ＶＲＥＦ１を越える
ことによる誤検出が防止される。
【００４４】また、ｃ波形のように、過渡状態推定期間
Ｔにおいても、電圧降下値ＶＳが基準電圧ＶＲＥＦ２を
上回る場合は、コンパレータ３の出力がＨレベルとな
り、過電流状態と検出される。ｃ波形は定常状態におい
ても、電圧降下値ＶＳが基準電圧ＶＲＥＦ１を上回って
おり、過渡状態推定期間Ｔにおけるｃ波形の過電流状態
検出は正確であることがわかる。
【００４５】このように、第１の実施例のＩＧＢＴの過
電流保護回路は、ターンオン時における過渡状態期間の
電圧降下値ＶＳと比較する基準電圧ＶＲＥＦ２を、定常
状態期間の電圧降下値ＶＳと比較する基準電圧ＶＲＥＦ
１より大きく設定することにより、ターンオン時中にお
いても、正確にＩＧＢＴ１の過電流保護機能が働く。加
えて、フィルター回路等の信号応答性を悪化させる手段
を用いずに、過電流保護動作を行うため、時間遅れなく
過電流保護動作を行うことができる。
【００４６】図３はこの発明の第２の実施例であるＩＧ
ＢＴの過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【００４７】同図に示すように、カレントセンスＩＧＢ
Ｔ１のコレクター（Ｃ）は、負荷ＬＯＡＤを介して電源
Ｖccの（＋）端子に、エミッター（Ｅ）は電源Ｖccの
（−）端子にそれぞれ接続され、ゲート（Ｇ）端子は、
ゲート抵抗ＲＧを介してドライバー２の出力にそれぞれ
接続される。そして、ＩＧＢＴ１のセンス（Ｓ）・エミ
ッター（Ｅ）端子間には、電流検出用抵抗ＲＳが接続さ
れる。ＩＧＢＴ１のセンス端子、電流検出用抵抗ＲＳ間
のノードＮ０がコンパレータ３の正入力に接続されるこ
とにより、電流検出用抵抗ＲＳによる電圧降下値ＶＳが
コンパレータ３の正入力として取り込まれる。
【００４８】コンパレータ３はその負入力にアナログス
イッチ４が接続され、アナログスイッチ４はコントロー
ラ７の制御信号Ｓ７を受け、制御信号Ｓ７に基づき、コ
ンパレータ３の負入力を基準電圧ＶＲＥＦ１あるいは基
準電圧ＶＲＥＦ２に接続する。基準電圧ＶＲＥＦ１は定
常状態時におけるＩＧＢＴ１の過電流保護レベルを示す
電圧であり、基準電圧ＶＲＥＦ２（＞ＶＲＥＦ１）は過
渡状態におけるＩＧＢＴ１の過電流保護レベルを示す。
【００４９】これらの基準電圧ＶＲＥＦ１及びＶＲＥＦ
２は、回路内部に構成され電源ラインに接続された図示
しない基準電圧付与手段から生成される。
【００５０】ＩＧＢＴ１のゲート端子より得られるゲー
ト電圧ＶGEがコンパレータ６の正入力にモニタされる。
コンパレータ６はその負入力に基準電圧ＶＲＥＦ３を入
力する。基準電圧ＶＲＥＦ３は、ＩＧＢＴ１の閾値電圧
Ｖthより十分大きく、Ｈレベル電圧より小さい電圧であ
る。このコンパレータ６の出力がコントローラ７に付与
される。基準電圧ＶＲＥＦ３は、回路内部に構成され電
源ラインに接続された図示しない基準電圧付与手段から
生成される。
【００５１】コントローラ７は入力信号ＩＮ及びコンパ
レータ６の出力を取り込み、入力信号ＩＮの立ち上がり
エッジをトリガとして、ターンオン直後の過渡期間とみ
なす過渡状態推定期間Ｔの間のみ、アナログスイッチ４
に基準電圧ＶＲＥＦ２への接続を指示する制御信号Ｓ７
を出力し、過渡状態推定期間Ｔ以外の期間を定常状態と
みなし、アナログスイッチ４に基準電圧ＶＲＥＦ１への
接続を指示する制御信号Ｓ７を出力する。
【００５２】なお、コントローラ７の過渡状態推定期間
Ｔは、入力信号ＩＮの立ち上がりから、コンパレータ６
の出力がＨレベルに立ち上がるまでの期間である。
【００５３】なお、コントローラ７の内部構成は、入力
信号ＩＮの立ち上がりをトリガとしてセットされ、コン
パレータ６の出力のＨレベル立ち上がりをトリガとして
リセットされるフリップフロップ回路等が考えられる。
【００５４】このような構成において、コントローラ７
が定常状態とみなした場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、
第１の実施例同様、コンパレータ３により、電流検出用
抵抗ＲＳの電圧降下値ＶＳと基準電圧ＶＲＥＦ１とを比
較することにより行われ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ１のとき、コ
ンパレータ３の出力がＨレベルとなってドライバー２の
入力に帰還する。その結果、ドライバー２の出力がＬレ
ベルとなってＩＧＢＴをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の
過電流供給が遮断され、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態
に等に陥ることなく保護される。
【００５５】一方、コントローラ７がターンオン直後の
過渡状態とみなした場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コ
ンパレータ３により、電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値
ＶＳと基準電圧ＶＲＥＦ２とを比較することにより行わ
れ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ２のとき、コンパレータ３の出力が
Ｈレベルとなってドライバー２の入力に帰還する。その
結果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢＴ
をオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断さ
れ、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ることなく保
護される。
【００５６】図２に示すように、入力信号ＩＮの立ち上
がりから、ゲート電圧ＶGEが閾値電圧Ｖthより十分大き
な基準電圧ＶＲＥＦ３を上回り、コンパレータ６の出力
がＨレベルに立上るまでの過渡状態推定期間Ｔは基準電
圧ＶＲＥＦ２がコンパレータ３の負入力に付与される。
この過渡状態推定期間Ｔ中、第２の実施例のＩＧＢＴの
過電流保護回路がＩＧＢＴ１が過渡状態であるとみな
す。
【００５７】したがって、第２の実施例のＩＧＢＴの過
電流保護回路は、第１の実施例同様、ターンオン時にお
ける過渡状態期間の電圧降下値ＶＳと比較する基準電圧
ＶＲＥＦ２を、定常状態期間の電圧降下値ＶＳと比較す
る基準電圧ＶＲＥＦ１より大きく設定することにより、
ターンオン直後の過渡状態においても、正確にＩＧＢＴ
１の過電流保護機能が働く。加えて、フィルター回路等
の信号応答性を悪化させる手段と用いずに、過電流保護
動作を行うため、時間遅れなく過電流保護動作を行うこ
とができる。
【００５８】ところで、過渡状態推定期間Ｔは、ＩＧＢ
Ｔ１のゲート電圧ＶGEが、その帰還容量のため閾値電圧
Ｖthの状態を維持する閾値状態維持期間ｔよりも長く設
定する必要がある。この期間ｔは、ゲート抵抗ＲＧの
値、ＩＧＢＴ１の容量、温度等によって変化するため、
第１の実施例のタイマー５の過渡状態推定期間Ｔのよう
に、固定してしまうのは望ましくない。
【００５９】これに対して、第２の実施例では、過渡状
態推定期間Ｔを、ゲート電圧ＶGEを実際にモニタするこ
とにより求めている。このため、閾値状態維持期間ｔ
が、ゲート抵抗ＲＧの値、ＩＧＢＴ１の容量、温度等に
よって変化しても、その変化に応じて過渡状態推定期間
Ｔも変化する。
【００６０】その結果、閾値状態維持期間ｔに適応した
最適な過渡状態推定期間Ｔを常に得ることができるた
め、第１の実施例以上に、ターンオン直後の過渡状態に
おける過電流保護機能精度が高いＩＧＢＴの過電流保護
回路を得ることができる。
【００６１】図４はこの発明の第３の実施例であるＩＧ
ＢＴの過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【００６２】同図に示すように、カレントセンスＩＧＢ
Ｔ１のコレクター（Ｃ）は、負荷ＬＯＡＤを介して電源
Ｖccの（＋）端子に、エミッター（Ｅ）は電源Ｖccの
（−）端子にそれぞれ接続され、ゲート（Ｇ）端子は、
ゲート抵抗ＲＧを介してドライバー２の出力にそれぞれ
接続される。そして、ＩＧＢＴ１のセンス（Ｓ）・エミ
ッター（Ｅ）端子間には、電流検出用抵抗ＲＳが接続さ
れる。ＩＧＢＴ１のセンス端子、電流検出用抵抗ＲＳ間
のノードＮ０がコンパレータ３の正入力に接続されるこ
とにより、電流検出用抵抗ＲＳによる電圧降下値ＶＳが
コンパレータ３の正入力として取り込まれる。
【００６３】コンパレータ３はその負入力にアナログス
イッチ４が接続され、アナログスイッチ４はコントロー
ラ７の制御信号Ｓ７を受け、制御信号Ｓ７に基づき、コ
ンパレータ３の負入力を基準電圧ＶＲＥＦ１あるいは基
準電圧ＶＲＥＦ２に接続する。基準電圧ＶＲＥＦ１は定
常状態時におけるＩＧＢＴ１の過電流保護レベルを示す
電圧であり、基準電圧ＶＲＥＦ２（＞ＶＲＥＦ１）は過
渡状態におけるＩＧＢＴ１の過電流保護レベルを示す。
【００６４】これらの基準電圧ＶＲＥＦ１及びＶＲＥＦ
２は、回路内部に構成され電源ラインに接続された図示
しない基準電圧付与手段から生成される。
【００６５】ＩＧＢＴ１のゲート電流ＩG は電流電圧変
換器８により電流電圧変換され、コンパレータ６の正入
力にモニタされる。コンパレータ６はその負入力に基準
電圧ＶＲＥＦ４を入力する。基準電圧ＶＲＥＦ４は、Ｉ
ＧＢＴ１のゲート電流ＩG が十分小さい電流値ＩＬ（図
２参照）に達した時点に電流電圧変換器８により電流電
圧変換された電圧である。このコンパレータ６の出力が
コントローラ７に付与される。なお、基準電圧ＶＲＥＦ
４は、回路内部に構成され電源ラインに接続された図示
しない基準電圧付与手段から生成される。
【００６６】コントローラ７は入力信号ＩＮ及びコンパ
レータ６の出力を取り込み、入力信号ＩＮの立ち上がり
エッジをトリガとして、ターンオン直後の過渡期間とみ
なす過渡状態推定期間Ｔの間のみ、アナログスイッチ４
に基準電圧ＶＲＥＦ２への接続を指示する制御信号Ｓ７
を出力し、過渡状態推定期間Ｔ以外の期間を定常状態と
みなし、アナログスイッチ４に基準電圧ＶＲＥＦ１への
接続を指示する制御信号Ｓ７を出力する。
【００６７】なお、コントローラ７の過渡状態推定期間
Ｔは、入力信号ＩＮの立ち上がりから、コンパレータ６
の出力がＬレベルに立ち下がるまでの期間である。
【００６８】なお、コントローラ７の内部構成は、入力
信号ＩＮの立ち上がりをトリガとしてセットされ、コン
パレータ６の出力のＬレベル立ち下がりをトリガとして
リセットされるフリップフロップ回路等が考えられる。
【００６９】このような構成において、コントローラ７
が定常状態とみなした場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、
第１の実施例同様、コンパレータ３により、電流検出用
抵抗ＲＳの電圧降下値ＶＳと基準電圧ＶＲＥＦ１とを比
較することにより行われ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ１のとき、コ
ンパレータ３の出力がＨレベルとなってドライバー２の
入力に帰還する。その結果、ドライバー２の出力がＬレ
ベルとなってＩＧＢＴをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の
過電流供給が遮断され、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態
に等に陥ることなく保護される。
【００７０】一方、コントローラ７がターンオン直後の
過渡状態とみなした場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コ
ンパレータ３により、電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値
ＶＳと基準電圧ＶＲＥＦ２とを比較することにより行わ
れ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ２のとき、コンパレータ３の出力が
Ｈレベルとなってドライバー２の入力に帰還する。その
結果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢＴ
をオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断さ
れ、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ることなく保
護される。
【００７１】図２に示すように、入力信号ＩＮの立ち上
がりから、ＩＧＢＴ１の帰還容量への充電がほぼ完了
し、ゲート電流ＩG が０近傍の小さな電流ＩＬを下回り
コンパレータ６の出力がＬレベルに立下るまでの過渡状
態推定期間Ｔは、基準電圧ＶＲＥＦ２がコンパレータ３
の負入力に付与される。この過渡状態推定期間Ｔ中、第
３の実施例のＩＧＢＴの過電流保護回路がＩＧＢＴ１が
過渡状態であるとみなす。
【００７２】したがって、第３の実施例のＩＧＢＴの過
電流保護回路は、第１の実施例同様、ターンオン時にお
ける過渡状態期間の電圧降下値ＶＳと比較する基準電圧
ＶＲＥＦ２を、定常状態期間の電圧降下値ＶＳと比較す
る基準電圧ＶＲＥＦ１より大きく設定することにより、
ターンオン時中においても、正確にＩＧＢＴ１の過電流
保護機能が働く。加えて、フィルター回路等の信号応答
性を悪化させる手段と用いずに、過電流保護動作を行う
ため、時間遅れなく過電流保護動作を行うことができ
る。
【００７３】第３の実施例では、過渡状態推定期間Ｔ
を、ゲート電流ＩG をモニタすることにより求めてい
る。このため、閾値状態維持期間ｔが、ゲート抵抗ＲＧ
の値、ＩＧＢＴ１の容量、温度等によって変化しても、
その変化に応じて過渡状態推定期間Ｔも変化する。
【００７４】その結果、第２の実施例同様、閾値状態維
持期間ｔに適応した最適な過渡状態推定期間Ｔを得るこ
とができるため、第１の実施例以上に、過渡状態におけ
る過電流保護機能精度が高いＩＧＢＴの過電流保護回路
を得ることができる。
【００７５】図５はこの発明の第４の実施例であるＩＧ
ＢＴの過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【００７６】同図に示すように、ＩＧＢＴ１のセンス
（Ｓ）・エミッター（Ｅ）端子間には、電流検出用抵抗
ＲＳ１及びＲＳ２が直列に接続される。そして、センス
端子，電流検出用抵抗ＲＳ１間のノードＮ１がアナログ
スイッチ９の第１入力９１に接続され、電流検出用抵抗
ＲＳ１，ＲＳ２間のノードＮ２がアナログスイッチ９の
第２入力に接続される。
【００７７】つまり、電流検出用抵抗ＲＳ１及びＲＳ２
による電圧降下値ＶＳ１がアナログスイッチ９の第１入
力９１に取り込まれ、電流検出用抵抗ＲＳ２のみによる
電圧降下値ＶＳ２がアナログスイッチ９の第２入力９２
に取り込まれる。そして、コンパレータ３の正入力はア
ナログスイッチ９を介してノードＮ１あるはノードＮ２
に接続される。
【００７８】なお、電流検出用抵抗ＲＳ１及びＲＳ２
は、第１の実施例の電流検出用抵抗ＲＳ、基準電圧ＶＲ
ＥＦ１及びＶＲＥＦ２と比較した場合、 ＲＳ＝ＲＳ１＋ＲＳ２…(I) ＶＲＥＦ１／ＶＲＥＦ２ ＝ＲＳ２／（ＲＳ１＋ＲＳ２）…(II) の関係を満足する。
【００７９】タイマー５は入力信号ＩＮを取り込み、入
力信号ＩＮの立ち上がりエッジをトリガとして、ターン
オン直後の過渡期間とみなす過渡状態推定期間Ｔの間の
み、アナログスイッチ９にノードＮ２への接続を指示す
る制御信号Ｓ５を出力し、過渡状態推定期間Ｔ以外の期
間を定常状態とみなし、アナログスイッチ９にノードＮ
１への接続を指示する制御信号Ｓ５を出力する。
【００８０】なお、他の構成は第１の実施例と同様であ
るため、説明は省略する。
【００８１】このような構成において、タイマー５が定
常状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、第１の
実施例同様、コンパレータ３により、電流検出用抵抗Ｒ
Ｓ１とＲＳ２の合成抵抗値（＝ＲＳ）の電圧降下値ＶＳ
１（＝ＶＳ）と基準電圧ＶＲＥＦ１とを比較することに
より行われ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ１のとき、コンパレータ３
の出力がＨレベルとなってドライバー２の入力に帰還す
る。その結果、ドライバー２の出力がＬレベルとなって
ＩＧＢＴをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が
遮断され、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ること
なく保護される。
【００８２】一方、タイマー５がターンオン直後の過渡
状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパレ
ータ３により、電流検出用抵抗ＲＳ２の電圧降下値ＶＳ
２と基準電圧ＶＲＥＦ１とが比較されことにより行わ
れ、ＶＳ２＞ＶＲＥＦ１のとき、コンパレータ３の出力
がＨレベルとなってドライバー２の入力に帰還する。そ
の結果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢ
Ｔをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断さ
れ、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ることなく保
護される。
【００８３】このとき、電圧降下値ＶＳ２＝（ＶＲＥＦ
１／ＶＲＥＦ２）・ＶＳ１であるから、電圧降下値ＶＳ
２と基準電圧ＶＲＥＦ１との比較結果は、第１の実施例
のコンパレータ３による電圧降下値ＶＳと基準電圧ＶＲ
ＥＦ２との比較結果と等価になる。
【００８４】したがって、第４の実施例のＩＧＢＴの過
電流保護回路は、基準電圧ＶＲＥＦ１を固定して、ター
ンオン時における過渡状態期間の電圧降下値ＶＳ２を、
定常状態期間の電圧降下値ＶＳ１より小さく設定するこ
とにより、第１の実施例同様、ターンオン直後の過渡期
間においても、正確にＩＧＢＴ１の過電流保護機能が働
く。加えて、フィルター回路等の信号応答性を悪化させ
る手段と用いずに、過電流保護動作を行うため、時間遅
れなく過電流保護動作を行うことができる。
【００８５】なお、第４の実施例は第１の実施例を拡張
して構成したが、同様に第４の実施例のタイマー５をコ
ントローラ７に置き換えるなどして、第２の実施例ある
いは第３の実施例を拡張して構成することもできる。
【００８６】図６はこの発明の第５の実施例であるＩＧ
ＢＴの過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【００８７】同図に示すように、ＩＧＢＴ１のセンス
（Ｓ）・エミッター（Ｅ）端子間には、電流検出用抵抗
ＲＳ２及びＲＳ１が直列に接続される。そして、センス
端子，電流検出用抵抗ＲＳ２間のノードＮ３がコンパレ
ータ３の正入力に接続される。コンパレータ３の負入力
には基準電圧ＶＲＥＦ１が付与さっる。
【００８８】電流検出用抵抗ＲＳ１の両端にアナログス
イッチ１０が介挿される。アナログスイッチ１０はタイ
マー５の制御信号Ｓ５を受け、制御信号Ｓ５に基づきオ
ン・オフし、オンすると、電流検出用抵抗ＲＳ１の両端
を短絡する。
【００８９】なお、電流検出用抵抗ＲＳ１及びＲＳ２
は、第１の実施例の電流検出用抵抗ＲＳ、基準電圧ＶＲ
ＥＦ１及びＶＲＥＦ２と比較した場合、第４の実施例同
様、(I) 式及び(II)式を満足する。
【００９０】タイマー５は入力信号ＩＮを取り込み、入
力信号ＩＮの立ち上がりエッジをトリガとして、ターン
オン直後の過渡期間とみなす過渡状態推定期間Ｔの間の
み、アナログスイッチ１０をオンさせ、過渡状態推定期
間Ｔ以外の期間を定常状態とみなし、アナログスイッチ
１０をオフさせる。
【００９１】なお、他の構成は第１の実施例と同様であ
るため、説明は省略する。
【００９２】このような構成において、タイマー５が定
常状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、第１の
実施例同様、コンパレータ３により、電流検出用抵抗Ｒ
Ｓ１とＲＳ２の合成抵抗値（＝ＲＳ）の電圧降下値ＶＳ
１（＝ＶＳ）と基準電圧ＶＲＥＦ１とが比較されること
により行われ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ１のとき、コンパレータ
３の出力がＨレベルとなってドライバー２の入力に帰還
する。その結果、ドライバー２の出力がＬレベルとなっ
てＩＧＢＴをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給
が遮断され、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥るこ
となく保護される。
【００９３】一方、タイマー５がターンオン直後の過渡
状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパレ
ータ３により、電流検出用抵抗ＲＳ２の電圧降下値ＶＳ
２と基準電圧ＶＲＥＦ１とが比較されることにより行わ
れ、ＶＳ２＞ＶＲＥＦ１のとき、コンパレータ３の出力
がＨレベルとなってドライバー２の入力に帰還する。そ
の結果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢ
Ｔをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断さ
れ、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ることなく保
護される。
【００９４】このとき、電圧降下値ＶＳ２＝（ＶＲＥＦ
１／ＶＲＥＦ２）・ＶＳ１であるから、電圧降下値ＶＳ
２と基準電圧ＶＲＥＦ１との比較結果は、第１の実施例
のコンパレータ３による電圧降下値ＶＳと基準電圧ＶＲ
ＥＦ２との比較結果と等価になる。
【００９５】したがって、第５の実施例のＩＧＢＴの過
電流保護回路は、基準電圧ＶＲＥＦ１を固定して、ター
ンオン時における過渡状態期間の電圧降下値ＶＳ２を、
定常状態期間の電圧降下値ＶＳ１を小さく設定すること
により、第１の実施例同様、ターンオン直後の過渡期間
においても、正確にＩＧＢＴ１の過電流保護機能が働
く。加えて、フィルター回路等の信号応答性を悪化させ
る手段と用いずに、過電流保護動作を行うため、時間遅
れなく過電流保護動作を行うことができる。なお、第５
の実施例は第１の実施例を拡張して構成したが、同様に
第５の実施例のタイマー５をコントローラ７に置き換え
るなどして、第２の実施例あるいは第３の実施例を拡張
して構成することもできる。
【００９６】図７はこの発明の第６の実施例であるＩＧ
ＢＴの過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【００９７】同図に示すように、ＩＧＢＴ１のセンス端
子、電流検出用抵抗ＲＳ間のノードＮ０がコンパレータ
３１及び３２の正入力に接続されることにより、電流検
出用抵抗ＲＳによる電圧降下値ＶＳがコンパレータ３１
及び３２の正入力として取り込まれる。コンパレータ３
１は、その負入力に基準電圧ＶＲＥＦ１を取り込み、コ
ンパレータ３２はその負入力に基準電圧ＶＲＥＦ２を取
り込む。
【００９８】アナログスイッチ１１は、コンパレータ３
１及び３２，ドライバー２の入力間に介挿され、タイマ
ー５の制御信号Ｓ５を受け、制御信号Ｓ５に基づき、コ
ンパレータ３１の出力あるいはコンパレータ３２の出力
をドライバー２の入力に接続する。
【００９９】タイマー５は入力信号ＩＮを取り込み、入
力信号ＩＮの立ち上がりエッジをトリガとして、ターン
オン直後の過渡状態とみなす過渡状態推定期間Ｔの間の
み、アナログスイッチ１１にコンパレータ３２の出力の
ドライバー２の入力への接続を指示する制御信号Ｓ５を
出力し、過渡状態推定期間Ｔ以外は定常状態とみなし、
コンパレータ３１の出力のドライバー２の入力への接続
を指示する制御信号Ｓ５を出力する。
【０１００】なお、他の構成は第１の実施例と同様であ
るため説明は省略する。
【０１０１】このような構成において、タイマー５が定
常状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパ
レータ３１により、電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値Ｖ
Ｓと基準電圧ＶＲＥＦ１とを比較することにより行わ
れ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ１のとき、コンパレータ３１の出力
がＨレベルとなってドライバー２の入力に帰還する。そ
の結果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢ
Ｔをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断さ
れ、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ることなく保
護される。
【０１０２】一方、タイマー５がターンオン直後の過渡
状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパレ
ータ３２により、電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値ＶＳ
と基準電圧ＶＲＥＦ２とを比較することにより行われ、
ＶＳ＞ＶＲＥＦ２のとき、コンパレータ３２の出力がＨ
レベルとなってドライバー２の入力に帰還する。その結
果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢＴを
オフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断され、
ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態になることなく保護され
る。
【０１０３】このように、第６の実施例のＩＧＢＴの過
電流保護回路は、ターンオン時における過渡状態期間の
電圧降下値ＶＳと比較する基準電圧ＶＲＥＦ２を、定常
状態期間の電圧降下値ＶＳと比較する基準電圧ＶＲＥＦ
１より大きく設定することにより、ターンオン時直後の
過渡期間においても、正確にＩＧＢＴ１の過電流保護機
能が働く。加えて、フィルター回路等の信号応答性を悪
化させる手段と用いずに、過電流保護動作を行うため、
時間遅れなく過電流保護動作を行うことができる。
【０１０４】また、第６の実施例では、コンパレータ３
１及び３２のディジタル出力信号をアナログスイッチ１
１により切り換えるため、コンパレータ３のアナログ入
力信号をアナログスイッチ４で切り換える第１の実施例
に比べ、アナログ信号である基準電圧ＶＲＥＦ１及びＶ
ＲＥＦ２を直接切り換えない分、アナログ信号検出精度
は高い。
【０１０５】なお、第６の実施例は第１の実施例を拡張
して構成したが、同様に第６の実施例のタイマー５をコ
ントローラ７に置き換えるなどして、第２の実施例ある
いは第３の実施例を拡張して構成することもできる。
【０１０６】図８はこの発明の第７の実施例であるＩＧ
ＢＴの過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【０１０７】同図に示すように、ＩＧＢＴ１のセンス端
子、電流検出用抵抗ＲＳ１間のノードＮ１がコンパレー
タ３１の正入力に接続されることにより、電流検出用抵
抗ＲＳ１及びＲＳ２による電圧降下値ＶＳ１がコンパレ
ータ３１の正入力として取り込まれる。電流検出用抵抗
ＲＳ１，ＲＳ２間のノードＮ２がコンパレータ３２の正
入力に接続されることにより、電流検出用抵抗ＲＳ２に
よる電圧降下値ＶＳ２がコンパレータ３１の正入力とし
て取り込まれる。そして、コンパレータ３１及び３２の
負入力には基準電圧ＶＲＥＦ１が共通に付与される。
【０１０８】アナログスイッチ１１は、コンパレータ３
１及び３２，ドライバー２の入力間に介挿され、タイマ
ー５の制御信号Ｓ５を受け、制御信号Ｓ５に基づき、コ
ンパレータ３１の出力あるいはコンパレータ３２の出力
をドライバー２の入力に接続する。
【０１０９】タイマー５は入力信号ＩＮを取り込み、入
力信号ＩＮの立ち上がりエッジをトリガとして、ターン
オン直後の過渡期間とみなす過渡状態推定期間Ｔの間の
み、アナログスイッチ１１にコンパレータ３２の出力の
ドライバー２の入力への接続を指示する制御信号Ｓ５を
出力し、過渡状態推定期間Ｔ以外の期間を定常状態とみ
なし、コンパレータ３１の出力のドライバー２の入力へ
の接続を指示する制御信号Ｓ５を出力する。
【０１１０】なお、他の構成は第４の実施例（図５参
照）と同様であるため説明は省略する。
【０１１１】このような構成において、タイマー５が定
常状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、第４の
実施例同様、コンパレータ３１により、電流検出用抵抗
ＲＳ１とＲＳ２の合成抵抗値（＝ＲＳ）の電圧降下値Ｖ
Ｓ１（＝ＶＳ）と基準電圧ＶＲＥＦ１とを比較すること
により行われ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ１のとき、コンパレータ
３１の出力がＨレベルとなってドライバー２の入力に帰
還する。その結果、ドライバー２の出力がＬレベルとな
ってＩＧＢＴをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供
給が遮断され、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥る
ことなく保護される。
【０１１２】一方、タイマー５が過渡状態とみなす場合
のＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパレータ３２により、
電流検出用抵抗ＲＳ２の電圧降下値ＶＳ２と基準電圧Ｖ
ＲＥＦ１とが比較されることにより行われ、ＶＳ２＞Ｖ
ＲＥＦ１のとき、コンパレータ３２の出力がＨレベルと
なってドライバー２の入力に帰還する。その結果、ドラ
イバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢＴをオフさせ
るため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断され、ＩＧＢＴ
１はラッチアップ状態等に陥ることなく保護される。
【０１１３】このとき、電圧降下値ＶＳ２＝（ＶＲＥＦ
１／ＶＲＥＦ２）・ＶＳ１であるから、電圧降下値ＶＳ
２と基準電圧ＶＲＥＦ１との比較結果は、第１の実施例
のコンパレータ３による電圧降下値ＶＳと基準電圧ＶＲ
ＥＦ２との比較結果と等価になる。
【０１１４】したがって、第７の実施例のＩＧＢＴの過
電流保護回路は、基準電圧ＶＲＥＦ１を固定して、ター
ンオン時における過渡状態期間の電圧降下値ＶＳ２を、
定常状態期間の電圧降下値ＶＳ１より小さく設定するこ
とにより、第４の実施例同様、ターンオン時中において
も、正確にＩＧＢＴ１の過電流保護機能が働く。加え
て、フィルター回路等の信号応答性を悪化させる手段と
用いずに、過電流保護動作を行うため、時間遅れなく過
電流保護動作を行うことができる。また、第７の実施例
では、コンパレータ３１及び３２のディジタル出力信号
をアナログスイッチ１１により切り換えるため、コンパ
レータ３のアナログ入力信号をアナログスイッチ９で切
り換える第４の実施例に比べ、アナログ信号である電圧
降下値ＶＳ１及びＶＳ２を直接切り換えない分、アナロ
グ信号検出精度は高い。
【０１１５】図９はこの発明の第８の実施例であるＩＧ
ＢＴの過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【０１１６】同図に示すように、ディジタルスイッチ１
２は、コンパレータ３１及び３２，ドライバー２の入力
間に介挿され、タイマー５の制御信号Ｓ５を受け、制御
信号Ｓ５に基づき、コンパレータ３１の出力あるいはコ
ンパレータ３２の出力をドライバー２の入力に電気的に
接続する。
【０１１７】ディジタルスイッチ１２は、ＡＮＤゲート
４１，４２及びＯＲゲート４３から構成され、ＡＮＤゲ
ート４１はコンパレータ３１の出力を一方入力とし、タ
イマー５の制御信号Ｓ５を他方入力とする。ＡＮＤゲー
ト４２はコンパレータ３２の出力を一方入力とし、制御
信号Ｓ５の反転信号を他方入力とする。また、ＯＲゲー
ト４３はＡＮＤゲート４１及び４２それぞれの出力を一
方入力及び他方入力とする。
【０１１８】タイマー５は入力信号ＩＮを取り込み、入
力信号ＩＮの立ち上がりエッジをトリガとして、ターン
オン直後の過渡期間とみなす過渡状態推定期間Ｔの間の
み、ディジタルスイッチ１２にコンパレータ３２の出力
のドライバー２の入力への接続を指示するＬレベルの制
御信号Ｓ５を出力し、過渡状態推定期間Ｔ以外の期間を
定常状態とみなし、コンパレータ３１の出力のドライバ
ー２の入力への接続を指示するＨレベルの制御信号Ｓ５
を出力する。
【０１１９】なお、他の構成は第１の実施例と同様であ
るため説明は省略する。
【０１２０】このような構成において、タイマー５が定
常状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパ
レータ３１により、電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値Ｖ
Ｓと基準電圧ＶＲＥＦ１とを比較することにより行わ
れ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ１のとき、コンパレータ３１の出力
がＨレベルとなってドライバー２の入力に帰還する。そ
の結果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢ
Ｔをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断さ
れ、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ることなく保
護される。
【０１２１】一方、タイマー５がターンオン直後の過渡
状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパレ
ータ３２により、電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値ＶＳ
と基準電圧ＶＲＥＦ２とを比較することにより行われ、
ＶＳ＞ＶＲＥＦ２のとき、コンパレータ３の出力がＨレ
ベルとなってドライバー２の入力に帰還する。その結
果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢＴを
オフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断され、
ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ることなく保護さ
れる。
【０１２２】このように、第８の実施例のＩＧＢＴの過
電流保護回路は、ターンオン時における過渡状態期間の
電圧降下値ＶＳと比較する基準電圧ＶＲＥＦ２を、定常
状態期間の電圧降下値ＶＳと比較する基準電圧ＶＲＥＦ
１より大きく設定することにより、ターンオン時直後の
過渡期間においても、正確にＩＧＢＴ１の過電流保護機
能が働く。加えて、フィルター回路等の信号応答性を悪
化させる手段と用いずに、過電流保護動作を行うため、
時間遅れなく過電流保護動作を行うことができる。
【０１２３】また、第８の実施例では、コンパレータ３
１及び３２のディジタル出力信号をディジタルスイッチ
１２により切り換えるため、コンパレータ３のアナログ
入力信号をアナログスイッチ４で切り換える第１の実施
例に比べ、アナログ信号である基準電圧ＶＲＥＦ１及び
ＶＲＥＦ２を直接切り換えない分、アナログ信号検出精
度は高い。
【０１２４】加えて、コンパレータ３１及び３２のディ
ジタル出力信号の切り換えをディジタルスイッチ１２で
行う構成のため、モノリシックＩＣにより構成しやす
い、アナログスイッチに比べ高速動作が行える等の利点
を有する。
【０１２５】なお、第８の実施例は第１の実施例を拡張
して構成したが、同様に第８の実施例のタイマー５をコ
ントローラ７に置き換えるなどして、第２の実施例ある
いは第３の実施例を拡張して構成することもできる。
【０１２６】図１０はこの発明の第９の実施例であるＩ
ＧＢＴの過電流保護回路の構成を示す回路図である。
【０１２７】同図に示すように、ディジタルスイッチ１
３は、コンパレータ３１及び３２，ドライバー２の入力
間に介挿され、タイマー５の制御信号Ｓ５を受け、制御
信号Ｓ５に基づき、コンパレータ３１の出力あるいはコ
ンパレータ３２の出力をドライバー２の入力に電気的に
接続する。
【０１２８】ディジタルスイッチ１３は、ＡＮＤゲート
４４及びＯＲゲート４５から構成され、ＡＮＤゲート４
４はコンパレータ３１の出力を一方入力とし、タイマー
５の制御信号Ｓ５を他方入力とする。ＯＲゲート４５は
ＡＮＤゲート４４の出力を一方入力とし、コンパレータ
３２の出力を他方入力とする。
【０１２９】タイマー５は入力信号ＩＮを取り込み、入
力信号ＩＮの立ち上がりエッジをトリガとして、ターン
オン直後の過渡期間とみなす過渡状態推定期間Ｔの間の
み、ディジタルスイッチ１３にコンパレータ３２の出力
のドライバー２の入力への接続を指示するＬレベルの制
御信号Ｓ５を出力し、過渡状態推定期間Ｔ以外を定常状
態とみなし、コンパレータ３１の出力のドライバー２の
入力への接続を指示するＨレベルの制御信号Ｓ５を出力
する。
【０１３０】なお、他の構成は第１の実施例と同様であ
るため説明は省略する。
【０１３１】このような構成において、タイマー５が定
常状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパ
レータ３１により、電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値Ｖ
Ｓと基準電圧ＶＲＥＦ１とを比較することにより行わ
れ、ＶＳ＞ＶＲＥＦ１のとき、コンパレータ３１の出力
がＨレベルとなってドライバー２の入力に帰還する。そ
の結果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢ
Ｔをオフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断さ
れ、ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ることなく保
護される。
【０１３２】一方、タイマー５がターンオン直後の過渡
状態とみなす場合のＩＧＢＴ１の電流検出は、コンパレ
ータ３２により、電流検出用抵抗ＲＳの電圧降下値ＶＳ
と基準電圧ＶＲＥＦ２とを比較することにより行われ、
ＶＳ＞ＶＲＥＦ２のとき、コンパレータ３の出力がＨレ
ベルとなってドライバー２の入力に帰還する。その結
果、ドライバー２の出力がＬレベルとなってＩＧＢＴを
オフさせるため、ＩＧＢＴ１の過電流供給が遮断され、
ＩＧＢＴ１はラッチアップ状態等に陥ることなく保護さ
れる。
【０１３３】このように、第９の実施例のＩＧＢＴの過
電流保護回路は、ターンオン時における過渡状態期間の
電圧降下値ＶＳと比較する基準電圧ＶＲＥＦ２を、定常
状態期間の電圧降下値ＶＳと比較する基準電圧ＶＲＥＦ
１より大きく設定することにより、ターンオン時中にお
いても、正確にＩＧＢＴ１の過電流保護機能が働く。加
えて、フィルター回路等の信号応答性を悪化させる手段
と用いずに、過電流保護動作を行うため、時間遅れなく
過電流保護動作を行うことができる。
【０１３４】また、第９の実施例では、コンパレータ３
１及び３２のディジタル出力信号をディジタルスイッチ
１２により切り換えるため、コンパレータ３のアナログ
入力信号をアナログスイッチ４で切り換える第１の実施
例に比べ、アナログ信号である基準電圧ＶＲＥＦ１及び
ＶＲＥＦ２を直接切り換えない分、アナログ信号検出精
度は高い。
【０１３５】加えて、コンパレータ３１及び３２のディ
ジタル出力信号の切り換えをディジタルスイッチ１３で
行う構成のため、モノリシックＩＣにより構成しやす
い、アナログスイッチに比べ高速動作が行える等の利点
を有する。
【０１３６】なお、第９の実施例は第１の実施例を拡張
して構成したが、同様に第９の実施例のタイマー５をコ
ントローラ７に置き換えるなどして、第２の実施例ある
いは第３の実施例を拡張して構成することもできる。
【０１３７】なお、上記実施例では、ＮチャネルのＩＧ
ＢＴを例に挙げたが、これに限定されず、Ｐチャネルの
ＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴ等、電流検出用電極を内
蔵したすべてのパワーデバイスにこの発明を適用するこ
とができる。
【０１３８】また、第１〜第９の実施例において、ＩＧ
ＢＴ１、負荷ＬＯＡＤ、電流検出用抵抗ＲＳ及び電源Ｖ
cc等を除く過電流制御回路部分（図１，図３〜図１０で
波線で囲んだ部分）は、モノリシックＩＣ化が比較的容
易である。特に、図９及び図１０で示した構成は、信号
切り換えスイッチをディジタルスイッチで構成している
分、モノリシックＩＣ化に適している。
【０１３９】また、第４の実施例（図５参照）、第５の
実施例（図６参照）及び第７の実施例（図８参照）で
は、ターンオン直後の過渡期間とそれ以外の期間とで、
電流検出用抵抗による電圧降下値を変えることにより、
過電流状態の検出を行っている。このため、破線で囲ん
だ部分をモノリシックＩＣ化した場合、ＩＧＢＴの種類
の変更に伴い、外付けの電流検出用抵抗ＲＳ１及びＲＳ
２の抵抗値を変えるだけで最適な条件で過電流状態を検
出することができる。つまり、モノリシックＩＣ化して
も、容易に複数種のＩＧＢＴに対して最適な過電流保護
を行うことができる。
【０１４０】一方、第１〜第３、第６、第８及び第９の
実施例では、ターンオン直後の過渡期間とそれ以外の期
間とで、内部で生成する基準電圧を変えることにより、
過電流状態の検出を行っている。このため、破線で囲ん
だ部分をモノリシックＩＣ化した場合、ＩＧＢＴの種類
の変更に伴い基準電圧ＶＲＥＦ１及びＶＲＥＦ２の値を
変更することはできない。つまり、モノリシックＩＣ化
した場合、複数種のＩＧＢＴに対して最適な過電流保護
を行うことが不可能となる。
【０１４１】また、ＩＧＢＴ１の容量によっては、過電
流制御回路部分にＩＧＢＴ１を含めてモノリシックＩＣ
化に集積することも可能である。
【０１４２】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載のＩ
ＧＢＴの過電流保護回路において、ターンオン期間識別
手段は、ＩＧＢＴをターンオンさせる方向への入力信号
の信号変化を起点としたターンオン時近傍の第１の期間
とそれ以外の第２の期間を識別してターンオン期間識別
信号を出力する。
【０１４３】また、検出信号出力手段は、ＩＧＢＴの電
流検出用電極から得られる電流信号に基づく検出信号を
出力する。
【０１４４】そして、過電流状態保護手段は、第２の期
間中、第１の比較信号と検出信号とを比較し、第１の期
間中、第１の比較信号より信号レベルが大きな第２の比
較信号と検出信号とを比較して過電流状態識別信号を出
力する。
【０１４５】したがって、過電流状態識別手段が、ＩＧ
ＢＴの過電流状態を識別する判断基準を、ターンオン時
近傍の第１の期間と、それ以外の第２の期間とで異なる
ものにできる。その結果、ターンオン近傍の期間に生じ
る電流信号の検出特性の変化を考慮して、ＩＧＢＴが過
電流状態であるか否かを検出できるため、より正確なＩ
ＧＢＴの過電流状態を検出することができる。
【０１４６】しかも、信号を遅延させる手段を用いずに
構成されるため、過電流状態の検出が遅れることはな
い。
【０１４７】また、請求項３記載のＩＧＢＴの過電流保
護回路におけるターンオン期間識別手段は、ＩＧＢＴの
制御電極より得られる制御電極信号に基づき、第１の期
間及び第２の期間を識別するため、より正確にターンオ
ン直後の過渡期間を把握することができる。
【０１４８】請求項８記載のＩＧＢＴの過電流保護回路
において、ターンオン期間識別手段は、ＩＧＢＴをター
ンオンさせる方向への入力信号の信号変化を起点とした
ターンオン時近傍の第１の期間とそれ以外の第２の期間
を識別してターンオン期間識別信号を出力する。
【０１４９】また、検出信号出力手段は、ＩＧＢＴの電
流検出用電極から得られる電流信号に基づく第１の検出
信号と第１の検出信号より信号レベルが小さい第２の検
出信号を出力する。
【０１５０】そして、過電流状態保護手段は、第２の期
間中、比較信号と第１の検出信号とを比較し、第１の期
間中、比較信号と第２の検出信号とを比較して過電流状
態識別信号を出力する。
【０１５１】したがって、過電流状態識別信号が、ＩＧ
ＢＴの過電流状態を識別する判断基準を、ターンオン時
近傍の第１の期間と、それ以外の第２の期間とで異なる
ものにできる。その結果、ターンオン近傍の期間に生じ
る電流信号の検出特性の変化を考慮して、ＩＧＢＴが過
電流状態であるか否かを検出できるため、より正確なＩ
ＧＢＴの過電流状態を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施例であるＩＧＢＴの過電
流保護回路の構成を示す回路図である。
【図２】この発明の実施例の動作を示すタイミング図で
ある。
【図３】この発明の第２の実施例であるＩＧＢＴの過電
流保護回路の構成を示す回路図である。
【図４】この発明の第３の実施例であるＩＧＢＴの過電
流保護回路の構成を示す回路図である。
【図５】この発明の第４の実施例であるＩＧＢＴの過電
流保護回路の構成を示す回路図である。
【図６】この発明の第５の実施例であるＩＧＢＴの過電
流保護回路の構成を示す回路図である。
【図７】この発明の第６の実施例であるＩＧＢＴの過電
流保護回路の構成を示す回路図である。
【図８】この発明の第７の実施例であるＩＧＢＴの過電
流保護回路の構成を示す回路図である。
【図９】この発明の第８の実施例であるＩＧＢＴの過電
流保護回路の構成を示す回路図である。
【図１０】この発明の第９の実施例であるＩＧＢＴの過
電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図１１】従来のＩＧＢＴの過電流保護回路の構成を示
す回路図である。
【図１２】従来のＩＧＢＴの過電流保護回路の動作を示
すタイミング図である。
【図１３】従来のＩＧＢＴの過電流保護回路の構成を示
す回路図である。
【符号の説明】
１ ＩＧＢＴ ２ ドライバー ３ コンパレータ ４ アナログスイッチ ５ タイマー ６ コンパレータ ７ コントローラ ８ 電流電圧変換器 ９ アナログスイッチ １０ アナログスイッチ １１ アナログスイッチ １２ ディジタルスイッチ １３ ディジタルスイッチ ３１ コンパレータ ３２ コンパレータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−285615（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−55523（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−23028（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−184332（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03K 17/08 H03K 17/567

Claims (12)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 自身を流れる電流量に関連した電流信号
    が検出可能な電流検出用電極を内蔵したＩＧＢＴ（絶縁
    ゲート型バイポーラトランジスタ）の過電流保護回路で
    あって、 前記ＩＧＢＴの駆動用の入力信号を受け、前記入力信号
    に基づく駆動信号を前記ＩＧＢＴの制御電極に付与して
    前記ＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴ駆動手段と、 前記電流信号を受け、前記電流信号に基づく検出信号を
    出力する検出信号出力手段と、 前記入力信号を受け、前記ＩＧＢＴをターンオンさせる
    方向への前記入力信号の信号変化を起点とした前記ＩＧ
    ＢＴのターンオン時近傍の第１の期間とそれ以外の第２
    の期間を識別してターンオン期間識別信号を出力するタ
    ーンオン期間識別手段と、 第１の比較信号を付与する第１の比較信号付与手段と、 前記第１の比較信号より信号レベルが大きな第２の比較
    信号を付与する第２の比較信号付与手段と、 前記検出信号、前記ターンオン期間識別信号並びに前記
    第１及び第２の比較信号を取り込み、前記第２の期間
    中、前記第１の比較信号と前記検出信号とを比較して、
    前記ＩＧＢＴが過電流状態か否かを識別する過電流状態
    識別信号を出力し、前記第１の期間中、前記第２の比較
    信号と前記検出信号とを比較して前記過電流状態識別信
    号を出力する過電流状態識別信号出力手段とを備え、 前記ＩＧＢＴ駆動手段は、前記過電流状態識別信号をさ
    らに受け、該過電流状態識別信号が過電流状態を指示す
    る時、前記ＩＧＢＴをオフさせる前記駆動信号を出力す
    ることを特徴とするＩＧＢＴの過電流保護回路。
  2. 【請求項２】 前記ターンオン期間識別手段は、前記Ｉ
    ＧＢＴをターンオンさせる方向への前記入力信号の信号
    変化を起点として、所定期間経過までの期間を前記第１
    の期間とし、それ以外の期間を前記第２の期間としたタ
    イマーである請求項１記載のＩＧＢＴの過電流保護回
    路。
  3. 【請求項３】 前記ターンオン期間識別手段は、前記Ｉ
    ＧＢＴの制御電極より得られる制御電極信号をさらに受
    け、前記ＩＧＢＴをターンオンさせる方向へ の前記入力
    信号の信号変化を起点として、前記制御電極信号が所定
    レベルに達するまでの期間を前記第１の期間とし、それ
    以外の期間を前記第２の期間とした制御手段である請求
    項１記載のＩＧＢＴの過電流保護回路。
  4. 【請求項４】 前記過電流状態識別信号出力手段は、 第１の比較端子及び第２の比較端子を有し、前記第１の
    比較端子に前記検出信号を取り込み、前記検出信号と前
    記第２の比較端子より得られる信号とを比較して前記過
    電流状態識別信号を出力する比較手段と、 前記ターンオン期間識別信号に基づき、前記第１の期間
    は前記第２の比較信号を前記第２の比較端子に付与し、
    前記第２の期間は前記第１の比較信号を前記第２の比較
    端子に付与する比較信号切り換え手段とを備える請求項
    ２記載のＩＧＢＴの過電流保護回路。
  5. 【請求項５】 前記過電流状態識別信号出力手段は、 前記検出信号及び前記第１の比較信号をそれぞれ取り込
    み、両者を比較して第１の比較結果を出力する第１の比
    較手段と、 前記検出信号及び前記第２の比較信号をそれぞれ取り込
    み、両者を比較して第２の比較結果を出力する第２の比
    較手段と、 前記ターンオン期間識別信号に基づき、前記第１の期間
    は前記第２の比較結果を前記過電流状態識別信号として
    出力し、前記第２の期間は前記第１の比較結果を前記過
    電流状態識別信号として出力する比較結果切り換え手段
    とを備える請求項２記載のＩＧＢＴの過電流保護回路。
  6. 【請求項６】 前記比較結果切り換え手段は、ディジタ
    ル回路で構成される請求項５記載のＩＧＢＴの過電流保
    護回路。
  7. 【請求項７】 請求項６記載のＩＧＢＴの過電流保護回
    路を、前記検出信号出力手段を除き、モノリシック集積
    化した半導体集積回路装置。
  8. 【請求項８】 自身を流れる電流量に関連した電流信号
    が検出可能な電流検出用電極を内蔵したＩＧＢＴ（絶縁
    ゲート型バイポーラトランジスタ）の過電流保護回路で
    あって、 前記ＩＧＢＴの駆動用の入力信号を受け、前記入力信号
    に基づく駆動信号を前記ＩＧＢＴの制御電極に付与して
    前記ＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴ駆動手段と、 前記電流信号を受け、前記電流信号に基づき、第１の検
    出信号と、前記第１の検出信号より信号レベルが小さい
    第２の検出信号とが出力可能な検出信号出力手段と、 前記入力信号を受け、前記ＩＧＢＴをターンオンさせる
    方向への前記入力信号の信号変化を起点とした前記ＩＧ
    ＢＴのターンオン時近傍の第１の期間とそれ以外の第２
    の期間を識別してターンオン期間識別信号を出力するタ
    ーンオン期間識別手段と、 比較信号を付与する比較信号付与手段と、 前記第１及び第２の検出信号、前記ターンオン期間識別
    信号並びに前記比較信号を取り込み、前記第２の期間
    中、前記比較信号と前記第１の検出信号とを比較して、
    前記ＩＧＢＴが過電流状態か否かを識別する過電流状態
    識別信号を出力し、前記第１の期間中、前記比較信号と
    前記第２の検出信号とを比較して前記過電流状態識別信
    号を出力する過電流状態識別信号出力手段とを備え、 前記ＩＧＢＴ駆動手段は、前記過電流状態識別信号をさ
    らに受け、該過電流状態識別信号が過電流状態を指示す
    る時、前記ＩＧＢＴをオフさせる前記駆動信号を出力す
    ることを特徴とするＩＧＢＴの過電流保護回路。
  9. 【請求項９】 前記検出信号出力手段は、第１の抵抗成
    分と前記第１の抵抗成分より小さい第２の抵抗成分とか
    ら構成され、前記第１の抵抗成分を流れる前記電流信号
    の電圧降下値を前記第１の検出信号とし、前記第２の抵
    抗成分を流れる前記電流信号の電圧降下値を前記第２の
    検出信号とする請求項８記載のＩＧＢＴの過電流保護回
    路。
  10. 【請求項１０】 前記過電流状態識別信号出力手段は、 第１の比較端子及び第２の比較端子を有し、前記第２の
    比較端子に前記比較信号を取り込み、前記第１の比較端
    子より得られる信号と前記比較信号とを比較して前記過
    電流状態識別信号を出力する比較手段と、 前記ターンオン期間識別信号に基づき、前記第１の期間
    は前記第２の検出信号を前記第１の比較端子に付与し、
    前記第２の期間は前記第１の比較信号を前記第１の比較
    端子に付与する比較信号切り換え手段とを備える請求項
    ９記載のＩＧＢＴの過電流保護回路。
  11. 【請求項１１】 前記過電流状態識別信号出力手段は、 前記第１の検出信号及び前記比較信号をそれぞれ取り込
    み、両者を比較して第１の比較結果を出力する第１の比
    較手段と、 前記第２の検出信号及び前記比較信号をそれぞれ取り込
    み、両者を比較して第２の比較結果を出力する第２の比
    較手段と、 前記ターンオン期間識別信号に基づき、前記第１の期間
    は前記第２の比較結果を前記過電流状態識別信号として
    出力し、前記第２の期間は前記第１の比較結果を前記過
    電流状態識別信号として出力する比較結果切り換え手段
    とを備える請求項９記載のＩＧＢＴの過電流保護回路。
  12. 【請求項１２】 請求項１１記載のＩＧＢＴの過電流保
    護回路を、前記検出信号出力手段を除き、モノリシック
    集積化した半導体集積回路装置。
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