JP7264696B2

JP7264696B2 - 過電流保護回路

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Publication number: JP7264696B2
Application number: JP2019070150A
Authority: JP
Inventors: 賢佑伊藤; 智行河野
Original assignee: KYB Corp
Current assignee: KYB Corp
Priority date: 2019-04-01
Filing date: 2019-04-01
Publication date: 2023-04-25
Anticipated expiration: 2039-04-01
Also published as: JP2020171088A

Description

本発明は、過電流の検出時に負荷への通電を制限する過電流保護回路に関する。

従来から、過電流が検出されたときに、負荷への通電を制限するように動作する過電流保護回路が広く知られている。例えば、下記特許文献１には、電源と負荷との間に接続された主トランジスタと、負荷への過電流を検出する負荷電流検出抵抗と、負荷電流検出抵抗における電圧降下が予め決められた過電流検出電圧に達したときに動作して主トランジスタをオフ状態へと切り替える第１トランジスタとを備えた過電流保護回路が記載されている。

特開２０１１－７８２３５号公報

過電流保護回路では、第１トランジスタの閾値電圧が負荷電流検出抵抗における過電流検出電圧に相当する大きさに設定されている。このため、過電流保護機能が働くときの過電流検出抵抗の発熱量を低減することが難しく、その結果、発熱量を考慮して過電流検出抵抗に比較的大型の抵抗を使用したり、過電流検出抵抗の放熱のための機構部を大きくしたりする必要があった。

以上のような事情に鑑み、本技術の目的は、電流検出抵抗の発熱量を低減することができる過電流保護回路を提供することにある。

本発明の一形態に係る過電流保護回路は、電流供給ラインと、保護用トランジスタと、電圧発生部と、閾値変化部とを具備する。
前記電流供給ラインは、電界効果型トランジスタ又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタで構成されたメインスイッチと、負荷への過電流を検出する電流検出抵抗とを有し、電流供給源から前記負荷へ電流を供給する。
前記保護用トランジスタは、前記電流検出抵抗と並列に接続され、前記電流検出抵抗の両端電位差が第１の過電流判定閾値以上となって、ベースへの印加電圧が閾値電圧以上となったときにオン状態に切り替わることで、前記負荷への電流の供給を制限するオフ状態へ前記メインスイッチを切り替え、かつ、前記電流検出抵抗の両端電位差が第２の過電流判定閾値以下となって、ベースへの印加電圧が前記閾値電圧未満となったときにオフ状態に切り替わることで、前記負荷への電流の供給が制限されないオン状態へ前記メインスイッチを切り替える。
前記電圧発生部は、前記閾値電圧より小さい基準電圧を発生し、前記保護用トランジスタの前記ベースに対して、前記電流検出抵抗の両端電位差と、前記基準電圧との加算電圧を前記印加電圧として与える。
前記閾値変化部は、前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えに応じて、前記過電流判定閾値を、前記第１の過電流判定閾値から前記第２の過電流判定閾値へ変化させ、かつ、前記保護用トランジスタのオフ状態への切り替えに応じて、前記過電流判定閾値を、前記第２の過電流判定閾値から前記第１の過電流判定閾値へ変化させる。
前記第２の過電流判定閾値は、前記第１の過電流判定閾値よりも小さい値である。
前記閾値変化部は、前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えに応じて、前記基準電圧を、第１の基準電圧から第２の基準電圧へと変化させることで、前記過電流判定閾値を変化させる。

上記過電流保護回路は、電圧発生部及び閾値変化部を備えているため、電流検出抵抗の抵抗値を従来よりも小さくすることができる。これにより、過電流保護機能が働くときの電流検出抵抗の発熱量の低減を図ることができる。

前記電圧発生部は、前記基準電圧よりも高い標準電圧を発生する標準電圧発生源と、前記標準電圧を前記基準電圧に分圧する分圧回路部とを有してもよい。

前記分圧回路部は、前記基準電圧に相当する電位差を生じる第１の抵抗部と、前記標準電圧から前記基準電圧を差し引いた値に相当する電位差を生じる第２の抵抗部とを有してもよい。

前記閾値変化部は、前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えに応じて、前記第１の抵抗部の抵抗値と前記第２の抵抗部の抵抗値との比を変えることで、前記基準電圧を変化させ、前記過電流判定閾値を変化させるように構成されてもよい。

前記第２の抵抗部は、第１の抵抗素子及び第２の抵抗素子を含んでもよい。
前記閾値変化部は、前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えに応じて、前記第１の抵抗素子及び前記第２の抵抗素子のうち一方の抵抗素子の両端をショートさせて前記一方の抵抗素子を無効とするショートトランジスタを含んでもよい。

前記閾値変化部は、前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えを検出する検出用トランジスタを含んでもよい。

前記閾値変化部は、前記検出用トランジスタによる前記保護用トランジスタのオン状態の検出に応じて、前記ショートトランジスタを駆動させる駆動トランジスタを含んでもよい。

本発明の他の形態に係る過電流保護回路は、電流供給ラインと、保護用トランジスタと、電圧発生部と、閾値変化部とを具備する。
前記電流供給ラインは、電界効果型トランジスタ又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタで構成されたメインスイッチと、負荷への過電流を検出する電流検出抵抗とを有し、電流供給源から前記負荷へ電流を供給する。
前記保護用トランジスタは、前記電流検出抵抗と並列に接続され、前記電流検出抵抗の両端電位差が第１の過電流判定閾値以上となって、ベースへの印加電圧が閾値電圧以上となったときにオン状態に切り替わることで、前記負荷への電流の供給を制限するオフ状態へ前記メインスイッチを切り替え、かつ、前記電流検出抵抗の両端電位差が第２の過電流判定閾値以下となって、ベースへの印加電圧が前記閾値電圧未満となったときにオフ状態に切り替わることで、前記負荷への電流の供給が制限されないオン状態へ前記メインスイッチを切り替える。
前記電圧発生部は、前記閾値電圧より小さい基準電圧を発生し、前記保護用トランジスタの前記ベースに対して、前記電流検出抵抗の両端電位差と、前記基準電圧との加算電圧を前記印加電圧として与える。
前記閾値変化部は、前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えに応じて、前記過電流判定閾値を、前記第１の過電流判定閾値から前記第２の過電流判定閾値へ変化させ、かつ、前記保護用トランジスタのオフ状態への切り替えに応じて、前記過電流判定閾値を、前記第２の過電流判定閾値から前記第１の過電流判定閾値へ変化させる。
前記第２の過電流判定閾値は、前記第１の過電流判定閾値よりも小さい値である。
前記閾値変化部は、外部信号を入力可能であり、前記外部信号に応じて、前記過電流判定閾値を変化させる。

前記負荷は、コンデンサであってもよい。

本発明によれば、電流検出抵抗の発熱量を低減することができる。

本発明の第１の実施形態に係る過電流保護回路の基本構成を示す図である。第１の比較例に係る過電流保護回路を示す図である。第２の比較例に係る過電流保護回路を示す図である。第１の実施形態に係る過電流保護回路の具体的な構成を示す図である。上記過電流保護回路の出力電圧－出力電流特性を説明する図である。「フの字特性」の一例を示す図である。本発明の第２の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。本発明の第３の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。本発明の第４の実施形態に係る過電流保護回路を示す回路図である。第１の実施形態に係る過電流保護回路の構成の変形例を示す図である。第１の実施形態に係る過電流保護回路の構成の他の変形例を示す図である。

以下、本技術に係る実施形態を、図面を参照しながら説明する。

＜第１の実施形態＞
［基本構成］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る過電流保護回路の基本構成を示す回路図である。本実施形態に係る過電流保護回路１００は、電流検出抵抗Ｒｓ及びメインスイッチＭ１１を含む電流供給ライン２１と、制御ライン２２と、保護用トランジスタＱ１１と、電圧発生部Ｘ１０と、閾値変化部Ｙ１０とを有する。

電源供給ライン２１の一端側には、電源１０が設けられており、電源供給ライン２１の他端側には、出力ポート１１が設けられている。電源１０は、本実施形態では、バッテリ等の直流電源で構成されている。出力ポート１１の先には、負荷Ｌが接続されている。本実施形態では、負荷Ｌは、電力の供給を受けて電力を消費する素子や回路であればどのような物であってもよく、典型的には、ソレノイド（モータ）、コンデンサ等を含む。

電流検出抵抗Ｒｓは、電流供給ライン２１に流れる電流により、過電流を検出するための電位差ΔＶを生じる。メインスイッチＭ１１は、電流検出抵抗Ｒｓと出力ポート１１（負荷Ｌ）との間に接続される。メインスイッチＭ１１は、ゲート、ソース及びドレインを有するＰ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor）で構成されている。なお、メインスイッチは、電界効果型トランジスタに限られず、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）により構成されていてもよい。

メインスイッチＭ１１のゲートは、制御ライン２２を介して保護用トランジスタＱ１１のコレクタと接続されている。また、メインスイッチＭ１１のソースは、電流検出抵抗Ｒｓに接続されており、メインスイッチＭ１１のドレインは、出力ポート１１に接続されている。

メインスイッチＭ１１は、保護用トランジスタＱ１１によって、電源１０から負荷Ｌへ電流を供給するオン状態と、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流を制限するオフ状態とを切り替え可能に構成される。

ここで、「電流を制限する」とは、本実施形態では、負荷Ｌへ供給される電流を所定の電流値以下に規制することをいう。これにより、過電流検出時においても所定の大きさに制限された電流を負荷Ｌへ供給することができる。所定の電流値としては、負荷Ｌへ接続される回路の種類に応じて適宜設定可能であり、当該回路がＩＣなどの制御回路の場合には、当該制御回路の安定した動作に必要な電流値に設定される。なお、以降の説明では、負荷への電流が制限されていない状態を「通常状態」と呼び、逆に、負荷への電流が制限されている状態を「制限状態」と呼ぶ。

制御ライン２２の一端側は、メインスイッチＭ１１のゲートに接続されており、制御ライン２２の他端側には、入力ポート１２が設けられている。入力ポート１２には、メインスイッチＭ１１をオンオフ制御することが可能な入力信号が入力可能に構成される。

メインスイッチＭ１１のゲートは、メインスイッチＭ１１のソースとドレイン間のインピーダンスを調整する。入力ポート１２に与える入力信号（電圧）のインピーダンスは、保護用トランジスタＱ１１のエミッタとコレクタ間が導通した際のインピーダンスに比べて高く、保護用トランジスタＱ１１の動作が優先的に働くように構成される。

メインスイッチＭ１１には、インピーダンス素子Ｚが接続される。インピーダンス素子Ｚは、メインスイッチＭ１１のソースとゲートとの間に接続される。インピーダンス素子Ｚは、メインスイッチＭ１１を外来ノイズや使用環境の負荷から守るために設けられる。特に、インピーダンス素子Ｚにより、メインスイッチＭ１１をオフ状態に切り替えた際の電流供給ライン２１に生じるサージを吸収することができる時定数が設定される。これにより過電流検出時においてメインスイッチＭ１１をサージ電流から保護することができる。

インピーダンス素子Ｚは、抵抗素子、容量素子、整流素子等の１つもしくは２以上の受動素子を適宜組み合わせた並列回路で構成される。なお、図示は省略するが、メインスイッチＭ１１のドレインと出力ポート１１との間にフェライトビーズ等の電波吸収材が別途設置されてもよい。

保護用トランジスタＱ１１は、本実施形態では、ベース、エミッタ及びコレクタを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成されている。ベースは、電圧発生部Ｘ１０に接続されている。また、エミッタは、電源１０と電流検出抵抗Ｒｓとの間の電流供給ライン２１に接続されており、コレクタは、制御ライン２２を介してメインスイッチＭ１１のゲートに接続されている。

保護用トランジスタＱ１１のベースには、過電流検出抵抗の両端電位差（ΔＶ）と、電圧発生部Ｘ１０によって発生された基準電圧（Ｖref）との加算電圧（ΔＶ＋Ｖref）が印加電圧として与えられる。

保護用トランジスタＱ１１のベース‐エミッタ間には、閾値電圧（Ｖbe）が掛けられている。保護用トランジスタＱ１１は、保護用トランジスタＱ１１のオフ状態（通常状態）において、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）と、基準電圧（Ｖref）（第１の基準電圧（Ｖref1））との加算電圧（ΔＶ＋Ｖref）が閾値電圧（Ｖbe）以上となると、オフ状態からオン状態へと切り替わるように構成されている。この場合、保護用トランジスタＱ１１は、制御ライン２２を介してメインスイッチＭ１１のゲートに電圧を印加してメインスイッチＭ１１をオン状態からオフ状態に切り替え、負荷Ｌへ供給される電流を制限する。つまり、この場合、保護用トランジスタＱ１１は、通常状態を制限状態へ切り替える。

逆に、保護用トランジスタＱ１１は、保護用トランジスタＱ１１のオン状態（制限状態）において、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）と、基準電圧（Ｖref）（第２の基準電圧（Ｖref２））との加算電圧（ΔＶ＋Ｖref）が閾値電圧（Ｖbe）未満となると、オン状態からオフ状態へと切り替わるように構成されている。この場合、保護用トランジスタＱ１１は、制御ライン２２を介してメインスイッチＭ１１のゲートへ印加されていた電圧を解除し、メインスイッチＭ１１をオフ状態からオン状態に切り替え、負荷Ｌへの電流の制限を解除する。つまり、この場合、保護用トランジスタＱ１１は、制限状態を通常状態へ切り変える（通常状態へ復帰させる）。

電圧発生部Ｘ１０は、電流検出抵抗ＲｓとメインスイッチＭ１１との間の電流供給ライン２１と、保護用トランジスタＱ１１のベースとの間に接続される。電圧発生部Ｘ１０は、基準電圧（Ｖref）を発生し、保護用トランジスタＱ１１のベースに対して、過電流検出抵抗の両端電位差（ΔＶ）と、基準電圧（Ｖref）との加算電圧（ΔＶ＋Ｖref）を印加電圧として与える。

基準電圧（Ｖref）は、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）に満たない適宜の大きさに設定される。本実施形態では、閾値変化部Ｙ１０により、基準電圧（Ｖref）が可変とされており、これにより、過電流判定閾値（Ｔｈ）が可変とされている。ここで、過電流判定閾値（Ｔｈ）は、過電流検出抵抗Ｒｓに過電流が流れたかどうかの判断の基準となる閾値である。

本実施形態では、基準電圧が変化すると、過電流判定閾値Ｔｈが変化するといった関係を利用している。この原理について説明する。

上述のように、通常状態において、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）と、基準電圧（Ｖref）との加算値（ΔＶ＋Ｖref）が閾値電圧（Ｖbe）に達すると、保護用トランジスタＱ１１がオン状態となり、通常状態が制限状態へと切り替わる。従って、通常状態へと切り替わる条件は、ΔＶ＋Ｖref≧Ｖbeであり、ΔＶ≧Ｖbe－Ｖrefである。つまり、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）が、閾値電圧（Ｖbe）と基準電圧（Ｖref）との差よりも大きくなれば、通常状態が制限状態へと切り替わる。

通常状態が制限状態へと切り替わる条件（ΔＶ≧Ｖbe－Ｖref）に達したときの、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差ΔＶを過電流検出電圧（ΔＶrs）とする。つまり、ΔＶrs＝Ｖbe－Ｖrefである。

過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差ΔＶが、過電流検出電圧（ΔＶrs）未満であれば、過電流であるとは判断されずに通常状態のままであるが、一方で、両端電位差ΔＶが、過電流検出電圧（ΔＶrs）以上となれば、過電流であると判断されて通常状態が制限状態へ切り替わる。つまり、過電検出電圧（ΔＶrs）の値は、過電流検出抵抗Ｒｓに過電流が流れたかどうかの判断の基準となる閾値となっており、過電流検出電圧（ΔＶrs）の値は、過電流判定閾値Ｔｈと等しい。従って、ΔＶrs＝Ｔｈ＝Ｖbe－Ｖrefである。

Ｔｈ＝Ｖbe－Ｖrefの式について、過電流判定閾値Ｔｈの値は、基準電圧Ｖrefの値が変化すれば、これに応じて変化することが分かる（なお、閾値電圧Ｖbeの値は、保護用トランジスタＱ１１のベース‐エミッタ間の電圧を表しており、一定の値である）。また、過電流判定閾値Ｔｈの値は、基準電圧が高くなると低くなり、基準電圧が低くなると高くなることが分かる。これが、基準電圧Ｖrefの変化と、過電流判定閾値Ｔｈの変化との関係の原理である。

本実施形態では、基準電圧として２種類の基準電圧が用意されている。１つ目は、通常状態での基準電圧である第１の基準電圧（Ｖref１）であり、２つ目は、制限状態での基準電圧である第２の基準電圧（Ｖref２）である。

制限状態における第２の基準電圧（Ｖref２）の値は、通常状態における第１の基準電圧（Ｖref１）の値よりも高くなるようにその値が設定されている。なお、本実施形態では、基準電圧が、２段階とされているが、基準電圧は、３段階以上とされていてもよい。

閾値変化部Ｙ１０は、保護用トランジスタＱ１１のコレクタ側に配置されている。閾値変化部Ｙ１０は、保護用トランジスタＱ１１のオン状態及びオフ状態（通常状態及び制限状態）の切り替えに応じて、過電流判定閾値を変化させる。この閾値変化部Ｙ１０は、上述のように、電圧発生部Ｘ１０の基準電圧を変化させることで、過電流判定閾値を変化させる。

本実施形態では、過電流判定閾値として、２種類の過電流判定閾値が用意されている。１つ目は、通常状態での過電流判定閾値である第１の過電流判定閾値であり、２つ目は、制限状態での過電流判定閾値である第２の過電流判定閾値である。

制限状態における第２の過電流判定閾値の値は、通常状態における第１の過電流判定閾値の値よりも低くなるようにその値が設定されている。つまり、制限状態では、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差ΔＶが、通常状態における第１の過電流判定閾値よりも低い値であっても、過電流と判断され得る。なお、本実施形態では、過電流判定閾値が、２段階とされているが、過電流判定閾値は、３段階以上とされていてもよい。

閾値変化部Ｙ１０は、保護用トランジスタＱ１１におけるオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）への切り替えに応じて、基準電圧を第１の基準電圧から第２の基準電圧に変化させることで、過電流判定閾値を第１の過電流判定閾値から第２の過電流判定閾値へ変化させる。

逆に、閾値変化部Ｙ１０は、保護用トランジスタＱ１１におけるオン状態（制限状態）からオフ状態（通常状態）への切り替えに応じて、基準電圧を第２の基準電圧から第１の基準電圧に変化させることで、過電流判定閾値を第２の過電流判定閾値から第１の過電流判定閾値へ変化させる。

［第１の比較例］
本実施形態の過電流保護回路１００は、電圧発生部Ｘ１０を備えることにより、電流検出抵抗Ｒｓでの両端電位差ΔＶを小さくして、電流検出抵抗Ｒｓの発熱量を抑制することが可能とされている。この原理について、第１の比較例を参照しつつ説明する。

図２は、第１の比較例に係る過電流保護回路１を示す図である。第１の比較例に係る過電流保護回路１は、本実施形態とは異なり、電圧発生部も閾値変化部も備えていない。

図２に示すように、第１の比較例に係る過電流保護回路１は、電流検出抵抗Ｒｓの出力端（電流供給ライン２１）と保護用トランジスタＱ１１のベースとがダイレクトに接続されている。過電流保護回路１においては、電流検出抵抗Ｒｓにおける両端電位差ΔＶが、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）以上になったときに、保護用トランジスタＱ１１がオフ状態からオン状態に切り替わる。これによりメインスイッチＭ１１が、電源１０からオン状態からオフ状態に切り替えられ、負荷へ供給される電流が制限される。

第１の比較例に係る過電流保護回路１においては、過電流が生じたときの電流検出抵抗Ｒｓの発熱量が問題となる。過電流の電流値をＩmax［Ａ］、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値をＲs1［Ω］、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧をＶbe［Ｖ］、過電流発生時における電流検出抵抗Ｒｓの発熱量をＰmax1［Ｗ］とすると、過電流保護回路１においては以下の関係を満たす。

Ｉmax＝Ｖbe／Ｒs1 …（１）
Ｐmax1＝（Ｉmax）²・Ｒs1
＝（Ｖbe）²／Ｒs1 …（２）

第１の比較例の過電流保護回路１において、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）が０．６［ｖ］である条件下での電流、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値、電流検出抵抗Ｒｓでの損失電力の関係を表１に示す。

一方、本実施形態の過電流保護回路１００では、電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差ΔＶだけでなく、電圧発生部Ｘ１０によって発生された基準電圧も保護用トランジスタＱ１１に印加され、これらの加算電圧が閾値電圧（Ｖbe）と比較される。このため、電流検出抵抗Ｒｓに、第１の比較例よりも低い抵抗値の抵抗素子を用いることが可能となり、これにより過電流発生時における電流検出抵抗Ｒｓの発熱量を比較例における発熱量よりも低く抑えることができる。

例えば、本実施形態の過電流保護回路１００における電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値をＲs100（＝Ｒs1／（１＋ａ）［Ω］（係数ａは正数））、過電流発生時における電流検出抵抗Ｒｓの発熱量をＰmax100［Ｗ］とすると、以下のように、発熱量Ｐmax100は、第１の比較例における発熱量Ｐmax1の１／（１＋ａ）倍に低下する。

Ｉmax＝Ｖbe／Ｒs100＝Ｖbe／Ｒs1／(1+a) …（３）
Ｐmax100＝（Ｉmax）²・Ｒs100
＝［Ｖbe／｛Ｒs1／(1+a)｝］²・Ｒs1／(1+a)
＝Ｐmax1／(1+a) …（４）

［第２の比較例］
次に、第２の比較例の比較例に係る過電流保護回路について説明する。図３は、第２の比較例に係る過電流保護回路２を示す図である。第２の比較例に係る過電流保護回路２は、本実施形態に係る過電流保護回路１００とは異なり、閾値変化部Ｙ１０を備えていない。従って、基準電圧（Ｖref）及び過電流判定閾値（Ｔｈ）は変化せず、これらの値は、通常状態及び制限状態によらず一定の値が用いられる。

第２の比較例に係る過電流保護回路２において、何かしらの原因（例えば、負荷への急激な突入電流や、負荷の地絡）で過電流検出抵抗Ｒｓに過電流が流れ、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）が過電流判定閾値（Ｔｈ）に達したとする。

なお、第２の比較例に係る過電流保護回路２では、第１の比較例に係る過電流保護回路１とは異なり、保護用トランジスタＱ１１のベースに対して、予め電圧発生部よる基準電圧が印加されている。従って、第２の比較例に係る過電流保護回路２では、第１の比較例に係る過電流保護回路１に比べて、過電流判定閾値Ｔｈに達したときの電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶrs）の値が小さく、電流検出抵抗Ｒｓの発熱量も小さい。

過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）が過電流判定閾値に達すると、保護用トランジスタＱ１１がオフ状態からオン状態に切り替わる。そして、メインスイッチＭ１１がオン状態からオフ状態に切り替わり、通常状態が制限状態へと自動的に切り替えられる。

その後、制限状態において、過電流の原因が解消され（例えば、急激な突入電流の解消、地絡の解消等）、過電流検出抵抗Ｒｓにおける両端電位差（ΔＶ）が過電流判定閾値（Ｔｈ）未満となったとする。この場合、保護用トランジスタＱ１１がオン状態からオフ状態に切り替わる。そして、メインスイッチＭ１１がオフ状態からオン状態に切り替わり、制限状態が通常状態へと自動的に切り替えられる（通常状態へと復帰する）。

第２の比較例では、制限状態から通常状態へと復帰する条件は、過電流検出抵抗Ｒｓにおける両端電位差（ΔＶ）が過電流判定閾値（Ｔｈ）未満となることである。また、制限状態における過電流判定閾値は、通常状態の過電流判定閾値と同じ値である。

このため、第２の比較例では、過電流検出抵抗Ｒｓにおける両端電位差（ΔＶ）が比較的高いときに制限状態から通常状態へと復帰してしまう。このため、過電流の原因が完全に解消されていないのも拘らず、制限状態が通常状態へ復帰してしまう場合がある。また、制限状態から通常状態から復帰した後に、過電流検出抵抗Ｒｓにおける両端電位差（ΔＶ）が、過電流判定閾値に近い値（過電流判定閾値未満）を取り続けるような場合は、発熱が問題となることも考えられる。

このように、第２の比較例では、通常状態及び制限状態によらず、過電流判定閾値に同じ値が用いられているので、不都合が生じる場合がある。従って、本実施形態では、通常状態及び制限状態で過電流判定閾値の値を変化せることで、このような不都合を解消している。なお、具体的には、本実施形態では、過電流検出抵抗Ｒｓにおける両端電位差（ΔＶ）が、通常状態の第１の過電流判定閾値よりも低い値に設定された第２の過電流判定閾値未満となるまでは、制限状態から通常状態へと復帰させないこととしている。

［電圧発生部及び閾値変化部］
次に、電圧発生部Ｘ１０及び閾値変化部Ｙ１０の具体的な構成について説明する。図４は、電圧発生部Ｘ１０及び閾値変化部Ｙ１０の具体的な構成を示す図である。

（電圧発生部）
図４に示すように、電圧発生部Ｘ１０は、電流検出抵抗Ｒｓの出力端と保護用トランジスタＱ１１のベースとの間に接続される。電圧発生部Ｘ１０は、標準電圧発生源ＶＳと、分圧回路部ＶＤとを有する。

標準電圧発生源ＶＳは、基準電圧（Ｖref）よりも高い標準電圧（Ｖbe'）を発生することが可能に構成される。分圧回路部ＶＤは、標準電圧発生源ＶＳによって発生された標準電圧を基準電圧（Ｖref）に分圧することが可能に構成される。

標準電圧発生源ＶＳは、電圧発生用トランジスタＱ１２と、抵抗Ｒ４とを含む。電圧発生用トランジスタＱ１２は、電流検出抵抗Ｒｓの出力端とグランド端子（GND）との間に接続される。抵抗Ｒ４は、電圧発生用トランジスタＱ１２と抵抗素子Ｒ３との間において、電圧発生用トランジスタＱ１２と直列に接続される。抵抗素子Ｒ４は、電圧発生用トランジスタＱ１２のエミッタ側に接続されてもよい。なお、抵抗素子Ｒ４は、省略することも可能である。

電圧発生用トランジスタＱ１２は、整流素子で構成され、本実施形態では、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタで構成される。

より具体的に、電圧発生用トランジスタＱ１２は、エミッタ、コレクタ及びベースを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成されている。電圧発生用トランジスタＱ１２のエミッタは、電流供給ライン２１（電流検出抵抗Ｒｓの出力端）に接続され、コレクタは、グランド端子（GND）に抵抗Ｒ３（及び抵抗Ｒ４）を介して接続される。また、電圧発生用トランジスタのベースは、コレクタに接続される。

標準電圧発生源ＶＳにより発生される標準電圧（Ｖbe'）は、電圧発生用トランジスタＱ１２がオン動作する閾値電圧（Ｖbe'）に相当する。本実施形態において、標準電圧発生源ＶＳにより発生される標準電圧（Ｖbe'）、つまり、電圧発生用トランジスタＱ１２の閾値電圧（Ｖbe'）は、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）と同一の値に設定されている（Ｖbe'＝Ｖbe）。電圧発生用トランジスタＱ１２は、典型的には、保護用トランジスタＱ１１と同一のトランジスタ素子で構成される。これにより、周囲温度の変化等による両トランジスタＱ１１，Ｑ１２間における特性のバラツキを防ぐことができる。

抵抗Ｒ４は、電圧発生部Ｘ１０の出力特性を調整するために設けられている。保護用トランジスタＱ１１及び電圧発生用トランジスタＱ１２各々の閾値電圧（Ｖbe、Ｖbe'）は、温度依存性を有し、低温になるほど上昇（増加）する傾向にある。電圧発生部Ｘ１０は、抵抗Ｒ４の抵抗値の大きさによって、負荷Ｌに対する電源電圧（Ｖcc）の上昇に応じた標準電圧発生源ＶＳの電圧（Ｖbe'）の変化を調整することができる。

なお、抵抗Ｒ４の大きさに関係なく、環境温度が低温になるほど、電源電圧（Ｖcc）の上昇に応じて出力電流（Ｉout）が増加する傾向にあることが分かっている。また、抵抗Ｒ４の抵抗値が大きくなるに従い、電源電圧（Ｖcc）の上昇に伴って、負荷Ｌに対する出力電流（Ｉout）が低下する傾向にあることが分かっている。

出力電流（Ｉout）は、メインスイッチＭ１１の出力特性に依存し、メインスイッチＭ１１の出力特性は、保護用トランジスタＱ１１の出力特性に依存する。さらに、保護用トランジスタＱ１１の出力特性は、過電流検出時における電圧発生部Ｘ１０の回路特性に強い相関を有する。このため、例えば、電圧発生部Ｘ１０の出力特性が電源１０と負荷Ｌとの間の電圧に大きく依存する場合等において、抵抗Ｒ４の抵抗値を最適化することで、電圧発生部Ｘ１０の出力特性の調整が可能となる。

分圧回路部ＶＤは、電流供給ライン２１（電流検出抵抗Ｒｓの出力端）とグランド端子（GND）との間に標準電圧発生源ＶＳと並列的に接続される。分圧回路部ＶＤは、相互に直列接続された第１の抵抗部３１と、第２の抵抗部３２とを有し、第１の抵抗部３１及び第２の抵抗部３２の接続点が保護用トランジスタＱ１１のベースに接続される。これにより、分圧回路部ＶＤにおいて、標準電圧（Ｖbe'）が基準電圧（Ｖref）に分圧される。

第１の抵抗部３１は、基準電圧（Ｖref）に相当する電位差を生じる。一方、第２の抵抗部３２は、標準電圧（Ｖbe'）から基準電圧（Ｖref）を差し引いた値に相当する電位差を生じる。第１の抵抗部３１は、１つの抵抗素子Ｒ１を含み、第２の抵抗部３２は、相互に直列に配列された第１の抵抗素子Ｒ２と、第２の抵抗素子Ｒ２'との２つの抵抗素子を含む。

第１の抵抗部３１（抵抗素子Ｒ１）は、電流検出抵抗Ｒｓの出力端とグランド端子（GND）との間に接続される。一方、第２の抵抗部３２（第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'）は、第１の抵抗部３１と、グランド端子（GND）との間に接続される。

なお、抵抗Ｒ３は、第２の抵抗部３２とグランド端子（GND）との間に接続される。抵抗Ｒ３の抵抗値は、標準電圧発生源ＶＳが上述の標準電圧（Ｖbe'）を発生させることができる値であれば、特に限定されない。

第１の抵抗部３１における抵抗素子Ｒ１の抵抗値は、第２の抵抗部３２における第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'の２つの抵抗値の合計値よりも大きく設定される。

また、本実施形態において、第２の抵抗部３２における第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'の抵抗値の合計値は、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値以上の値に設定される。第２の抵抗部３２における第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'の２つの抵抗値の合計値は、電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流が大きくなっていき、第２の抵抗部３２に生じる電位差に対して、電流検出抵抗Ｒｓの電位差の方が大きくなった場合に保護機能が働く（保護用トランジスタＱ１１がオンになる）値に設定されるのが好ましい。

ここで、第２の抵抗部３２における第２の抵抗素子Ｒ２'は、通常状態においては有効となるが、一方で、制限状態においてはその両端がショート状態とされて無効とされる。この第２の抵抗素子Ｒ２'における有効及び無効の切り替えは、後述のように、閾値変化部Ｙ１０のショートトランジスタＱ１０２によって行われる。

まず、通常状態における分圧回路部ＶＤにおける分圧について一例を挙げて説明する。ここで、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）及び標準電圧（Ｖbe'）がいずれも０．７［ｖ］であるとする。また、第１の抵抗部３１における抵抗素子Ｒ１の抵抗値が０．５［Ω］であるとし、第２の抵抗部３２における第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'の抵抗値がいずれも０．１［Ω］であるとする。なお、本明細書中において挙がられる電圧や抵抗値等の具体的な数値は、単なる一例に過ぎず、適宜変更可能である。

第１の抵抗部３１における電位差は、標準電圧（Ｖbe'）×｛第１の抵抗部３１の抵抗値／（第１の抵抗部３１の抵抗値＋第２の抵抗部３２の抵抗値）｝である。また、第２の抵抗部３２における電位差は、標準電圧（Ｖbe'）×｛第２の抵抗部３２の抵抗値／（第１の抵抗部３１の抵抗値＋第２の抵抗部３２の抵抗値｝である（あるいは、標準電圧（Ｖbe'）－第１の抵抗部３１の電位差）。

通常状態では、第２の抵抗部３２において第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'はそれぞれ有効であるので、第２の抵抗部３２の抵抗値は、０．１＋０．１で０．２［Ω］である。

従って、通常状態では、第１の抵抗部３１における電位差は、０．７×｛０．５／（０．５＋０．２）｝で、０．５［ｖ］であり、また、第２の抵抗部３２における電位差は、｛０．２／（０．５＋０．２）｝（あるいは、０．７－０．５）で、０．２［ｖ］である。基準電圧（Ｖref）は、第１の抵抗部３１の電位差に等しいので、通常状態における基準電圧（つまり、第１の基準電圧（Ｖref１））は、０．５［ｖ］である。

一方、制限状態では、第２の抵抗部３２の第２の抵抗素子Ｒ２'の両端がショート状態とされて第２の抵抗素子Ｒ２'が無効とされる。従って、制限状態では、第２の抵抗部３２における抵抗値は、第１の抵抗素子Ｒ２の抵抗値のみの値となり、０．１［Ω］となる。つまり、通常状態と、制限状態とでは、第１の抵抗部３１の抵抗値と、第２の抵抗部３２の抵抗値との比が異なることになる。

制限状態では、第１の抵抗部３１における電位差は、０．７×｛０．５／（０．５＋０．１）｝で、約０．５８［ｖ］であり、また、第２の抵抗部３２における電位差は、｛０．２／（０．５＋０．１）｝（あるいは、０．７－０．５８）で、約０．１２［ｖ］である。基準電圧（Ｖref）は、第１の抵抗部３１の電位差に等しいので、制限状態における基準電圧（つまり、第２の基準電圧（Ｖref２））は、０．５８［ｖ］である。

上述のように、Ｔｈ＝Ｖbe－Ｖrefであり、過電流判定閾値Ｔｈの値は、基準電圧Ｖrefの値が変化すれば、これに応じて変化する。ここでの例では、通常状態における第１の過電流判定閾値Ｔｈ１は、閾値電圧（Ｖbe）（０．７［ｖ］）－第１の基準電圧（０．５［ｖ］）から、０．２［ｖ］である。一方、制限状態における第２の過電流判定閾値Ｔｈ２は、標準電圧（Ｖbe）（０．７［ｖ］）－第１の基準電圧（０．５８［ｖ］）から、０．１２［ｖ］である。

なお、ここでの例からも理解されるように、制限状態における第２の基準電圧（Ｖref２）の値は、通常状態における第１の基準電圧（Ｖref１）の値よりも高くなるようにその値が設定されている。また、制限状態における第２の過電流判定閾値（Ｔｈ２）の値は、通常状態における第１の過電流判定閾値（Ｔｈ１）の値よりも低くなるようにその値が設定されている。

（閾値変化部）
閾値変化部Ｙ１０は、保護用トランジスタＱ１１におけるオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）への切り替えに応じて、基準電圧を、第１の基準電圧から第２の基準電圧へと変化させることで、過電流判定閾値を、第１の過電流判定閾値から第２の過電流判定閾値へと変化させる。典型的には、閾値変化部Ｙ１０は、保護用トランジスタＱ１１におけるオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）への切り替えに応じて、第１の抵抗部３１の抵抗値と第２の抵抗部３２の抵抗値との比を変えることで、基準電圧を変化させ、過電流判定閾値を変化させる。

また、閾値変化部Ｙ１０は、保護用トランジスタＱ１１におけるオン状態（制限状態）からオフ状態（通常状態）への切り替えに応じて、基準電圧を、第２の基準電圧から第１の基準電圧へと変化させることで、過電流判定閾値を、第２の過電流判定閾値から第１の過電流判定閾値へと変化させる。典型的には、閾値変化部Ｙ１０は、保護用トランジスタＱ１１におけるオン状態（制限状態）からオン状態（通常状態）への切り替えに応じて、第１の抵抗部３１の抵抗値と第２の抵抗部３２の抵抗値との比を変えることで、基準電圧を変化させ、過電流判定閾値を変化させる。

閾値変化部Ｙ１０は、検出用トランジスタＱ１００と、駆動トランジスタＱ１０１と、ショートトランジスタＱ１０２との３つのトランジスタを有する。

検出用トランジスタＱ１００は、保護用トランジスタＱ１１におけるオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）への切り替え、並びに、保護用トランジスタＱ１１におけるオン状態（制限状態）からオフ状態（通常状態）への切り替えを検出する。

検出用トランジスタＱ１００は、本実施形態では、ベース、エミッタ及びコレクタを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成されている。検出用トランジスタＱ１００のベースは、抵抗素子Ｒ５を介して、保護用トランジスタＱ１１のコレクタに接続されており、また、制御ライン２２に接続されている。また、検出用トランジスタＱ１００のエミッタは、保護用トランジスタＱ１１のコレクタに接続されており、検出用トランジスタＱ１００のコレクタは、抵抗素子Ｒ６を介して、駆動トランジスタＱ１０１のベースに接続されている。抵抗素子Ｒ５は、検出用トランジスタＱ１００のベース‐エミッタ間に配置されており、この抵抗素子Ｒ５は、電流制御用に設けられている。

駆動トランジスタＱ１０１は、検出用トランジスタＱ１００による保護用トランジスタＱ１１のオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）の切り替えの検出に応じて、ショートトランジスタＱ１０２を駆動させる。また、駆動トランジスタＱ１０１は、検出用トランジスタＱ１００による保護用トランジスタＱ１１のオン状態（制限状態）からオフ状態（通常状態）への切り替えの検出に応じて、ショートトランジスタＱ１０２の駆動を解除する。この駆動トランジスタＱ１０１は、通常状態及び制限状態の切り替えに応じて、ショートトランジスタＱ１０２のベースに入力される電圧レベルを調整することで、ショートトランジスタＱ１０２の駆動及び駆動の解除を切り替えることが可能とされている。

駆動トランジスタＱ１０１は、本実施形態では、ベース、エミッタ及びコレクタを有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成されている。駆動トランジスタＱ１０１のベースは、抵抗素子Ｒ６を介して、検出用トランジスタＱ１００のコレクタに接続されており、また、抵抗素子Ｒ７を介して駆動トランジスタＱ１０１のエミッタに接続されている。また、駆動トランジスタＱ１０１のエミッタは、グランド（GND）に接続されており、駆動トランジスタＱ１０１のコレクタは、抵抗素子Ｒ８を介して、ショートトランジスタＱ１０２のベースに接続されている。

抵抗素子Ｒ７は、駆動トランジスタＱ１０１のベース‐エミッタ間に配置されているプルダウン用の抵抗素子である。この抵抗素子Ｒ７は、駆動トランジスタＱ１０１のベースに対してノイズ・リーク電流が入力されて、ノイズ・リーク電流に基づいて駆動トランジスタＱ１０１が誤動作しないように設けられている。

ショートトランジスタＱ１０２は、保護用トランジスタＱ１１におけるオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）への切り替えに応じて、電圧発生部Ｘ１０における分圧回路部ＶＤの第２の抵抗素子Ｒ２'の両端をショートさせて、第２の抵抗素子Ｒ２'を無効とする。また、ショートトランジスタＱ１０２は、保護用トランジスタＱ１１におけるオン状態（制限状態）からオフ状態（通常状態）への切り替えに応じて、電圧発生部Ｘ１０における分圧回路部ＶＤの第２の抵抗素子Ｒ２'の両端のショート状態を解除して有効とする。

なお、本実施形態の説明では、分圧回路部ＶＤの第２の抵抗部３２における第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'のうち、第２の抵抗素子Ｒ２'がショートの対象となっているが、第２の抵抗素子Ｒ２'の代わりに、第１の抵抗素子Ｒ２がショートの対象となっていてもよい。つまり、ショートトランジスタＱ１０２は、保護用トランジスタＱ１１のオン状態の切り替えに応じて、第２の抵抗部３２の第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'のうち一方の抵抗素子の両端をショートさせて無効とし、保護用トランジスタＱ１１のオフ状態への切り替えに応じて上記一方の抵抗素子の両端のショート状態を解除して有効とすればよい。

ショートトランジスタＱ１０２は、本実施形態では、ベース、エミッタ及びコレクタを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成されている。ショートトランジスタＱ１０２のベースは、抵抗素子Ｒ８を介して、駆動トランジスタＱ１０１のコレクタに接続されており、また、抵抗９を介してショートトランジスタＱ１０２のエミッタに接続されている。また、ショートトランジスタＱ１０２のエミッタは、電圧発生部Ｘ１０における分圧回路部ＶＤの第２の抵抗素子Ｒ２'の入力端に接続されている。また、ショートトランジスタＱ１０２のコレクタは、電圧発生部Ｘ１０における分圧回路部ＶＤの第２の抵抗素子Ｒ２'の出力端に接続されている。

抵抗素子Ｒ９は、ショートトランジスタＱ１０２のベース‐エミッタ間に配置されているプルアップ用の抵抗素子である。この抵抗素子Ｒ７は、ショートトランジスタＱ１０２のベースに対してノイズ・リーク電流が入力されて、ノイズ・リーク電流に基づいてショートトランジスタＱ１０２が誤動作しないように設けられている。

［過電流保護回路の動作］
続いて、以上のように構成される本実施形態の過電流保護回路１００の典型的な動作について説明する。

動作の説明では、一例として、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）及び標準電圧（Ｖbe'）がいずれも０．７［ｖ］であるとする。また、分圧回路部ＶＤの第１の抵抗部３１における抵抗素子Ｒ１の抵抗値が０．５［Ω］であるとし、第２の抵抗部３２における第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'の抵抗値がいずれも０．１［Ω］であるとする。

電源１０から負荷Ｌへ所定量の電流を供給する通常状態では、入力ポート１２にはメインスイッチＭ１１をオン状態に維持する信号電圧が入力される。これにより、電源１０から投入された電流は、電流検出抵抗Ｒｓ及びメインスイッチＭ１１を含む電流供給ライン２１を介して出力ポート１１及びこれに接続される負荷Ｌへ上記所定量の電流が供給される。

通常状態において、電圧発生部Ｘ１１は、電流検出抵抗Ｒｓの出力端からグランド端子（GND）へ流れる電流から第１の基準電圧（Ｖref１）を発生する。より具体的に、電圧発生部Ｘ１１は、標準電圧発生源ＶＳにおいて標準電圧（Ｖbe'）を生成し、これを分圧回路部ＶＤにおいて第１の基準電圧（Ｖref）に分圧する。

ここでの例では、標準電圧発生源ＶＳにおける標準電圧は、０．７［ｖ］であり、分圧回路部ＶＤにおける第１の抵抗部３１の抵抗素子Ｒ１の抵抗値は、０．５［Ω］である。また、通常状態では、第２の抵抗部３２に含まれる第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'の両方が有効であるので、第２の抵抗部３２の抵抗値は、第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'の合計値となり、０．１＋０．１で０．２［Ω］である。なお、ここでの例では、通常状態での第１の抵抗部３１の抵抗値と、第２の抵抗部３２の抵抗値との比は、５：２である。

通常状態では、第１の抵抗部３１における電位差は、０．７×｛０．５／（０．５＋０．２）｝で、０．５［ｖ］であり、また、第２の抵抗部３２における電位差は、｛０．２／（０．５＋０．２）｝（あるいは、０．７－０．５）で、０．２［ｖ］である。第１の基準電圧（Ｖref１）は、第１の抵抗部３１の電位差に等しいので、０．５［ｖ］である。

また、通常状態における第１の過電流判定閾値は、式Ｔｈ１＝Ｖbe－Ｖref１から、閾値電圧（Ｖbe）（０．７［ｖ］）－第１の基準電圧（０．５［ｖ］）で、０．２［ｖ］である。

保護用トランジスタＱ１１のベースに対しては、両端電位差ΔＶと、第１の基準電圧（Ｖref１）との加算電圧（ΔＶ＋Ｖref１）が印加される。つまり、保護用トランジスタＱ１１のベースに対しては、予め電圧発生部Ｘ１０による基準電圧が印加されているので、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を、第１の比較例に係る過電流保護回路１（図２参照）よりも小さくすることができる。従って、電流検出抵抗Ｒｓの発熱量の低減を図ることができ、電流検出抵抗Ｒｓをより小型の抵抗素子で構成することができる。また、放熱機構の小型化や簡素化を図ることが可能となる。

通常状態において、何かしらの原因（例えば、負荷への急激な突入電流や、負荷の地絡）で過電流検出抵抗Ｒｓに過電流が流れ、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）が第１の過電流判定閾値（Ｔｈ）（０．２［ｖ］）に達したとする。

過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）が第１の過電流判定閾値に達すると、保護用トランジスタＱ１１のベースに対して閾値電圧（Ｖbe）以上の電圧が印加されるので、保護用トランジスタＱ１１がオフ状態からオン状態に切り替わる。

保護用トランジスタＱ１１がオン状態に切り替えられると、メインスイッチＭ１１のゲートに対して電圧が印加され、通常状態が制限状態へと切り替えられる。これにより、負荷Ｌを過電流から保護することが可能となる。

また、保護用トランジスタＱ１１がオン状態へと切り替えられると、閾値変化部Ｙ１０における検出用トランジスタＱ１００のベースに対して電圧が印加されて、検出用トランジスタＱ１００のエミッタ‐コレクタ間が導通し、検出用トランジスタＱ１００がオフ状態からオン状態へと切り替えられる。

検出用トランジスタＱ１００がオン状態へと切り替えられると、閾値変化部Ｙ１０における駆動トランジスタＱ１０１のベースに対して電圧が印加されて、駆動トランジスタＱ１０１のエミッタ‐コレクタ間が導通し、駆動トランジスタＱ１０１がオフ状態からオン状態へと切り替えられる。

駆動トランジスタＱ１０１がオン状態へと切り替えられると、閾値変化部Ｙ１０におけるショートトランジスタＱ１０２のベースに対して電圧が印加されて、ショートトランジスタＱ１０２のエミッタ‐コレクタ間が導通し、ショートトランジスタＱ１０２がオフ状態からオン状態へと切り替えられる。

ショートトランジスタＱ１０２のエミッタ‐コレクタ間が導通すると、第２の抵抗部３２の第２の抵抗素子Ｒ２'に対して電流が流れなくなり、第２の抵抗素子Ｒ２'の両端がショート状態とされ、第２の抵抗素子Ｒ２'が無効とされる。つまり、通常状態において第２の抵抗素子Ｒ２'に対して流れていた電流が、制限状態では、ショートトランジスタＱ１０２のエミッタ‐コレクタ間を流れるので、第２の抵抗素子Ｒ２'が有効に機能しなくなる。

従って、制限状態では、第２の抵抗部３２における抵抗値は、第１の抵抗素子Ｒ２の抵抗値のみの値となり、ここでの例では、第２の抵抗部３２における抵抗値は、０．１［Ω］となる。つまり、通常状態と、制限状態とでは、第１の抵抗部３１の抵抗値と、第２の抵抗部３２の抵抗値との比が代わり、ここでの例では、制限状態での第１の抵抗部３１の抵抗値と、第２の抵抗部３２の抵抗値との比は、５：１である。

制限状態では、第１の抵抗部３１における電位差は、０．７×｛０．５／（０．５＋０．１）｝で、０．５８［ｖ］であり、また、第２の抵抗部３２における電位差は、｛０．２／（０．５＋０．１）｝（あるいは、０．７－０．５８）で、０．１２［ｖ］である。第２の基準電圧（Ｖref１）は、第１の抵抗部３１の電位差に等しいので、０．５８［ｖ］である。

また、制限状態における第２の過電流判定閾値は、式Ｔｈ１＝Ｖbe－Ｖref１から、閾値電圧（Ｖbe）（０．７［ｖ］）－第２の基準電圧（０．５８［ｖ］）で、０．１２［ｖ］である。

制限状態における第２の過電流判定閾値（Ｔｈ）の値（０．１２［ｖ］）は、通常状態における第１の過電流判定閾値の値（０．２［ｖ］）よりも低くなるようにその値が設定されている。つまり、制限状態では、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差ΔＶが、通常状態における第１の過電流判定閾値よりも低い値であっても、過電流と判断され得る。

その後、制限状態において、過電流の原因が解消され（例えば、急激な突入電流の解消、地絡の解消等）、過電流検出抵抗Ｒｓにおける両端電位差（ΔＶ）が第２の過電流判定閾値（Ｔｈ２）未満となったとする。この場合、過電流検出抵抗Ｒｓにおける両端電位差（ΔＶ）と、第２の基準電圧との加算電圧が、保護用トランジスタＱ１１の閾値電圧（Ｖbe）の値も小さくなるので、保護用トランジスタＱ１１がオン状態からオフ状態へと切り替わる。

保護用トランジスタＱ１１がオフ状態に切り替えられると、保護用トランジスタＱ１１からメインスイッチＭ１１のゲートに対して印加されていた電圧が解除され、メインスイッチＭ１１がオフ状態からをオン状態に切り替えられる。これにより、制限状態が通常状態へと切り替えられる（通常状態に復帰する）。

また、保護用トランジスタＱ１１がオフ状態へと切り替えられると、閾値変化部Ｙ１０における検出用トランジスタＱ１００のベースに対して印加されていた電圧が解除され、検出用トランジスタＱ１００がオン状態からオフ状態へと切り替えられる。

検出用トランジスタＱ１００がオフ状態へと切り替えられると、閾値変化部Ｙ１０における駆動トランジスタＱ１０１のベースに対して印加されていた電圧が解除されて、駆動トランジスタＱ１０１がオン状態からオフ状態へと切り替えられる。

駆動トランジスタＱ１０１がオフ状態へと切り替えられると、閾値変化部Ｙ１０におけるショートトランジスタＱ１０２のベースに対して印加されていた電圧が解除されて、ショートトランジスタＱ１０２がオン状態からオフ状態へと切り替えられる。

ショートトランジスタＱ１０２がオン状態からオフ状態へと切り替えられると、第２の抵抗部３２の第２の抵抗素子Ｒ２'のショート状態が解除されて、第２の抵抗素子Ｒ２'に電流が流れるようになり、第２の抵抗素子Ｒ２'が再び有効となる。これにより、第１の抵抗部３１における抵抗値と第２の抵抗部３２における抵抗値との比が、元の値に戻る。ここでの例では、第１の抵抗部３１の抵抗値と第２の抵抗部３２の抵抗値との比が、５：１から、５：２へ戻る。

第１の抵抗部３１の抵抗値と第２の抵抗部３２の抵抗値との比が元の状態へと戻ると、第２の基準電圧が第１の基準電圧へと戻り、第２の過電流判定閾値が第１の過電流判定閾値へと戻る。ここでの例では、基準電圧が０．５８［ｖ］（第２の基準電圧）から第０．５［ｖ］（第１の基準電圧）へと戻り、過電流判定閾値が０．１２［ｖ］（第２の過電流判定閾値）から０．２［ｖ］（第１の過電流判定閾値）へと戻る。

［出力電圧及び出力電流特性］
次に、本実施形態に係る過電流保護回路１００の出力電圧及び出力電流特性について説明する。図５は、出力電圧－出力電流特性を示す図である。

一例として、まず、ポイントＡにおいて、負荷に対して正常に電流が流れているとする。その後、何かしらの原因（例えば、負荷への急激な突入電流や、負荷の地絡）で、過電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流が徐々に増加していき、経路（ａ）に示すように、出力電圧一定のまま、出力電流が徐々に増加したとする。

その後、ポイントＢにおいて、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）が第１の過電流判定閾値に達し、出力電流が第１の過電流判定閾値に相当する電流に達したとする。この場合、保護用トランジスタＱ１１がオフ状態からオン状態へと切り替えられ、メインスイッチＭ１１がオン状態からオフ状態へと切り替えられることで、通常状態が、制限状態へと切り替えられる。また、このとき、閾値変化部Ｙ１０によって、電圧発生部Ｘ１０における基準電圧が第１の基準電圧から第２の基準電圧に変化され、これにより、過電流判定閾値が第１の過電流判定閾値から第２の過電流判定閾値へと変化される。

通常状態が、制限状態へと切り替えられると、経路（ｂ）に示すように、出力電圧及び出力電流が徐々に下げられる。そして、ポイントＣにおいて、出力電流が第２の過電流判定閾値に相当する電流にまで下げられ、出力電圧が、例えば通常状態の出力電圧の約半分にまで下げられる。

出力電流及び出力電圧がポイントＣに達した後、依然として過電流の原因が解消されていない場合には、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）が第２の過電流判定閾値未満とはならず、出力電流が第２の過電流判定閾値に相当する電流未満とはならない。従って、この場合には、出力電流及び出力電圧がポイントＣで留まることになり、制限状態が維持される。つまり、本実施形態では、負荷に対する過電流が検出されても、負荷に対しては、電流が制限された状態で一定の電流（第２の過電流判定閾値相当の電流）は供給される。

出力電流及び出力電圧がポイントＣに達した後、過電流の原因が解消された場合には、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）が第２の過電流判定閾値未満となり、出力電流が第２の過電流判定閾値に相当する電流未満となる。

この場合、保護用トランジスタＱ１１がオン状態からオフ状態へと切り替えられ、メインスイッチＭ１１がオフ状態からオン状態へと切り替えられることで、制限状態が、通常状態へと切り替えられる。また、このとき、閾値変化部Ｙ１０によって、電圧発生部Ｘ１０における基準電圧が第２の基準電圧から第１の基準電圧に変化され、これにより、過電流判定閾値が、第２の過電流判定閾値から第１の過電流判定閾値へと変化される。

制限状態が、通常状態へと切り替えられると、経路（ｃ）に示すように、一旦、出力電圧及び出力電流が徐々に上昇した後、出力電圧一定のまま、出力電流が徐々に減少する。そして、出力電圧及び出力電流がポイントＡへと戻り、負荷に対して正常に電流が供給される。

ここで、出力電流及び出力電圧がポイントＣに達した後、一定期間、過電流の原因が解消されなかったとする。この場合、例えば、負荷がコンデンサである場合には、制限状態において供給される電流によってコンデンサに電荷が蓄えられる。これにより、電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差（ΔＶ）が第２の過電流判定閾値未満となり、出力電流が第２の過電流判定閾値に相当する電流未満となる。

この場合、保護用トランジスタＱ１がオン状態からオフ状態へと切り替えられ、メインスイッチＭ１がオフ状態からオン状態へと切り替えられることで、制限状態が、通常状態へと切り替えられる。また、このとき、閾値変化部Ｙ１０によって、電圧発生部Ｘ１０における基準電圧が第２の基準電圧から第１の基準電圧に変化され、これにより、過電流判定閾値が、第２の過電流判定閾値から第１の過電流判定閾値へと変化される。

その後、経路（ｄ）に示すように、コンデンサに電荷が蓄えられることによって、出力電圧及び出力電流が徐々に下降してポイントＤに達し、出力電圧及び出力電流が０になる。

ここで、例えば、図３に示す第２の比較例のように、過電流判定閾値が変化しない形態の場合、出力電圧及び出力電流特性は、一般的に「フの字特性（fold back current limiting characteristic）」と呼ばれる特性を持っている。図６は、「フの字特性」の一例を示す図である。

この「フの字特性」の場合、過電流が生じると、出力電圧及び出力電流は、経路（ａ'）及び経路（ｂ'）に示すように、ポイントＡからポイントＢを経由してポイントＣに達する。その後、過電流の原因が解消されると、出力電圧及び出力電流は、経路（ｃ'）に示すように、ポイントＣからポイントＢを経由してポイントＡに戻る。

つまり、「フの字特性」の場合、過電流が流れて通常状態が制限状態とされるときの経路（経路（ａ'）及び経路（ｂ'））と、制限状態から通常状態へと復帰する経路（経路（ｃ'））とが同じ経路となる。従って、「フの字特性」では、制限状態から通常状態へと復帰するときの出力電流の値が比較的に大きくなってしまっている。このため、制限状態から通常状態へと復帰するときに、過電流検出抵抗に比較的に大きな電流が流れてしまい、過電流検出抵抗の発熱量が大きくなってしまう。

これに対して、本実施形態では、通常状態及び制限状態で過電流判定閾値が変化する。このため、図５から明らかなように、過電流が流れて通常状態が制限状態とされるときの経路（経路（ａ'）及び経路（ｂ'））と、制限状態から通常状態へと復帰する経路（経路（ｃ'））とが異なる経路となっている。つまり、本実施形態では、出力電圧－出力電流特性がヒステリシスとなっている。

これにより、本実施形態では、制限状態から通常状態へと復帰するとき、比較的に小さな出力電流のままこの復帰を行うことができる。従って、制限状態から通常状態へと復帰するときに過電流検出抵抗に流れる電流を比較的に小さくすることができ、これにより、過電流検出抵抗の発熱量を低減させることができる。

［作用等］
以上説明したように、本実施形態に係る過電流保護回路１００は、電圧発生部Ｘ１０を有している。そして、この電圧発生部Ｘ１０により、閾値電圧より小さい基準電圧が発生され、保護用トランジスタＱ１１のベースに対して、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差と、基準電圧との加算電圧を印加電圧として与えられる。

つまり、保護用トランジスタＱ１１のベースに対しては、予め電圧発生部Ｘ１０による基準電圧が印加されているので、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を小さくすることができる。従って、電流検出抵抗Ｒｓの発熱量の低減を図ることができ、電流検出抵抗Ｒｓをより小型の抵抗素子で構成することができる。また、放熱機構の小型化や簡素化を図ることが可能となる。

さらに、本実施形態に係る過電流保護回路１００では、閾値変化部Ｙ１０により、保護用トランジスタＱ１１のオン状態（通常状態）からオフ状態（制限状態）への切り替えに応じて、過電流判定閾値が、第１の過電流判定閾値から第２の過電流判定閾値へ変化される。また、閾値変化部Ｙ１０により、保護用トランジスタＱ１１のオフ状態（制限状態）からオン状態（通常状態）への切り替えに応じて、過電流判定閾値が、第２の過電流判定閾値から第１の過電流判定閾値へ変化される。

このように、本実施形態に係る過電流保護回路１００では、通常状態及び制限状態で異なる過電流判定閾値が用いられるので、通常状態及び制限状態で異なる過電流判定閾値が用いられる場合の不都合を解消することができる。例えば、本実施形態では、過電流の原因が完全に解消された後に、制限状態を通常状態へ復帰させることができる。また、制限状態から通常状態に復帰した後に、過電流検出抵抗Ｒｓにおける両端電位差（ΔＶ）が、比較的に高い値を取り続けてしまい、過電流検出抵抗Ｒｓの発熱量が増加してしまうことを防止することもできる。

また、本実施形態に係る過電流保護回路１００では、閾値変化部Ｙ１０により、保護用トランジスタＱ１１におけるオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）への切り替えに応じて、基準電圧が、第１の基準電圧から第２の基準電圧へと変化されることで、過電流判定閾値が第１の過電流判定閾値から第２の過電流判定閾値へと変化される。また、閾値変化部Ｙ１０により、保護用トランジスタＱ１１におけるオン状態（制限状態）からオフ状態（通常状態）への切り替えに応じて、基準電圧が、第２の基準電圧から第１の基準電圧へと変化されることで、過電流判定閾値が第２の過電流判定閾値から第１の過電流判定閾値へと変化される。

これにより、（過電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値を小さくして発熱量を低減するための電圧である）基準電圧を変化させることで、適切に過電流判定閾値を変化させることができる。

さらに、本実施形態に係る過電流保護回路１００では、電圧発生部Ｘ１０は、基準電圧よりも高い標準電圧を発生する標準電圧発生源ＶＳと、標準電圧を基準電圧に分圧する分圧回路部ＶＤとを有している。これにより、電圧発生部Ｘ１０において、基準電圧を安定して発生させることができる。

さらに、本実施形態に係る過電流保護回路１００では、分圧回路部ＶＤは、基準電圧に相当する電位差を生じる第１の抵抗部３１と、標準電圧から基準電圧を差し引いた値に相当する電位差を生じる第２の抵抗部３２とを有している。

そして、閾値変化部Ｙ１０により、保護用トランジスタＱ１１におけるオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）への切り替えに応じて、第１の抵抗部３１の抵抗値と第２の抵抗部３２の抵抗値との比が変えられることで、基準電圧が第１の基準電圧から第２の基準電圧に変化されて、過電流判定閾値が第１の過電流判定閾値から第２の過電流判定閾値に変化される。また、閾値変化部Ｙ１０により、保護用トランジスタＱ１１におけるオン状態（制限状態）からオフ状態（通常状態）への切り替えに応じて、第１の抵抗部３１の抵抗値と第２の抵抗部３２の抵抗値との比が変えられることで、基準電圧が第２の基準電圧から第１の基準電圧に変化されて、過電流判定閾値が第２の過電流判定閾値から第１の過電流判定閾値に変化される。

これにより、本実施形態に係る過電流保護回路１００では、第１の抵抗部３１の抵抗値と第２の抵抗部３２の抵抗値との比を変化させることで、基準電圧を変化させて、過電流判定閾値を適切に変化させることができる。

＜第２の実施形態＞
続いて、本発明の第２の実施形態について説明する。図７は、本発明の第２の実施形態に係る過電流保護回路２００を示す回路図である。以下、第１の実施形態と異なる構成について主に説明し、第１の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。

本実施形態の過電流保護回路２００は、閾値変化部Ｙ１０が外部信号に応じて過電流判定閾値を変化させることが可能に構成される点で第１の実施形態と異なる。

図７に示すように、過電流保護回路２００は、閾値変化部Ｙ１０のショートトランジスタＱ１０２のベースに、ショートトランジスタＱ１０２をオン状態に切り替えるのに必要な入力電圧を印加するための制御ポート１３を備える。制御ポート１３には、図示しないコントローラに電気的に接続されており、当該コントローラからショートトランジスタＱ１０２をオン状態に切り替えるための入力信号が上記外部信号として入力される。

本実施形態の過電流保護回路２００においては、制御ポート１３に入力される外部信号によってショートトランジスタＱ１０２を任意のタイミングでオン状態に切り替えることができる。つまり、本実施形態の閾値変化部Ｙ１０は、外部信号に応じて、分圧回路部ＶＤにおける第２の抵抗素子Ｒ２'を任意に無効化して、上述のように過電流判定閾値を第２の過電流判定閾値に変化させることができる。

外部信号の入力タイミングは特に限定されず、例えば、電源１０から負荷Ｌへの電源の供給開始時に外部信号をショートトランジスタＱ１０２へ入力することができる。より具体的には、負荷Ｌがコンデンサの場合、コンデンサの充電開始直後は突入電流が生じやすい。このため、このような場合には、電源供給開始時から過電流判定閾値を低く設定しておくことで、電流検出抵抗Ｒｓを通電時の発熱から効果的に保護することができる。

あるいは、負荷Ｌの地絡を負荷側で検出可能な検出回路を備えてもよい。この場合、当該検出回路の出力に基づき、上記コントローラが地絡を検出したときにショートトランジスタＱ１０２へ外部信号を入力するように構成される。これにより、電流検出抵抗Ｒｓを過電流による発熱からより効果的に保護することができる。

＜第３の実施形態＞
続いて、本発明の第３の実施形態について説明する。図８は、本発明の第３の実施形態に係る過電流保護回路３００を示す回路図である。以下、第１の実施形態と異なる構成について主に説明し、第１の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。

本実施形態の過電流保護回路３００は、電流供給ライン２１と、保護用トランジスタＱ２１と、電圧発生部Ｘ２０と、閾値変化部Ｙ２０とを有する。

電流供給ライン２１は、電源１０（第１の電流供給源）と負荷Ｌに接続される出力ポート１１との間に接続されたメインスイッチ（第１のスイッチ）Ｍ２１と、負荷Ｌへの過電流を検出する電流検出抵抗Ｒｓとを有する。

保護用トランジスタＱ２１は、電源１０と負荷Ｌ（出力ポート１１）との間に電流検出抵抗Ｒｓと並列に接続される。保護用トランジスタＱ２１は、第１の実施形態と同様に、電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差が過電流判定閾値以上となり、ベースへの印加電圧が閾値電圧（Ｖbe）以上となったときにオン状態に切り替わることで、負荷Ｌへの電流の供給を制限するオフ状態へメインスイッチＭ２１を切り替える。

電圧発生部Ｘ２０は、保護用トランジスタＱ２１のベースに接続され、保護用トランジスタＱ２１がオン状態に切り替わる閾値電圧（Ｖbe）よりも小さい基準電圧（Ｖref）を発生することが可能に構成される。電圧発生部Ｘ２０は、第１の実施形態と同様に、保護用トランジスタＱ２１の閾値電圧より小さい基準電圧（Ｖref）を発生し、保護用トランジスタＱ２１のベースに対して、過電流検出抵抗Ｒｓの両端電位差と、基準電圧との加算電圧を印加電圧として与える。

閾値変化部Ｙ２０は、保護用トランジスタＱ２１のコレクタ側に配置されている。閾値変化部Ｙ２０は、保護用トランジスタＱ２１のオン状態及びオフ状態（通常状態及び制限状態）の切り替えに応じて、過電流判定閾値を変化させる。この閾値変化部Ｙ２０は、電圧発生部Ｘ２０の基準電圧を変化させることで、過電流判定閾値を変化させる。

以下、各部の詳細について説明する。

メインスイッチＭ２１は、電源１０と電流検出抵抗Ｒｓとの間に接続される。メインスイッチＭ２１は、制御ライン２２を介して保護用トランジスタＱ２１のコレクタと接続されるゲートと、電流検出抵抗Ｒｓに接続されるソースと、電源１０に接続されるドレインとを有するＮ型のＭＯＳＦＥＴで構成される。

メインスイッチＭ２１は、保護用トランジスタＱ２１によって、電源１０から負荷Ｌへ電流を供給するオン状態と、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流を制限するオフ状態とを切り替え可能に構成される。
ここで、「電流を制限する」とは、第１の実施形態と同様に、負荷Ｌへ供給される電流を所定の電流値以下に規制することをいう。

保護用トランジスタＱ２１は、電圧発生部Ｘ２０に接続されるベースと、電流検出抵抗Ｒｓと出力ポート１１との間の電流供給ライン２１に接続されるエミッタと、制御ライン２２を介してメインスイッチＭ２１のゲートに接続されるコレクタとを有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される。

電圧発生部Ｘ２０は、電流検出抵抗Ｒｓの入力端と保護用トランジスタＱ２１のベースとの間に接続される。電圧発生部Ｘ２０は、第１の実施形態と同様に、標準電圧発生源ＶＳと、分圧回路部ＶＤとを有する。

標準電圧発生源ＶＳは、電圧発生用トランジスタＱ２２と、抵抗Ｒ４とを含む。電圧発生用トランジスタＱ２２は、ベースとコレクタ間がダイオード接続され、保護用トランジスタＱ２１と同一の閾値電圧を有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される。電圧発生用トランジスタＱ２２のコレクタは抵抗Ｒ３およびＲ４を介して補助電源２０に接続され、電圧発生用トランジスタＱ２２のエミッタは、電流検出抵抗Ｒｓの入力端に接続される。補助電源２０の電圧Ｖｐは、メインスイッチＭ２１の出力電圧Ｖｓ１よりも大きな値に設定される。補助電源２０の回路構成は特に限定されず、典型的には、チャージポンプあるいはＤＣ－ＤＣコンバータで構成される。

分圧回路部ＶＤは、補助電源２０と電流検出抵抗Ｒｓの入力端との間に、標準電圧発生源ＶＳとは並列的に接続される。分圧回路部ＶＤは、第１の実施形態と同様に、相互に直列接続された３つの抵抗素子Ｒ１、Ｒ２及びＲ２'を有する。抵抗素子Ｒ１は、抵抗Ｒ３と電圧発生用トランジスタＱ２２のエミッタとの間に接続される。抵抗素子Ｒ２は、抵抗Ｒ３と抵抗素子Ｒ１との間に接続され、抵抗素子Ｒ２'は、抵抗Ｒ３と抵抗素子Ｒ２との間に接続される。保護用トランジスタＱ２１のベースは、抵抗素子Ｒ１と抵抗素子Ｒ２との間に接続される。

閾値変化部Ｙ２０は、第１の実施形態と同様に、検出用トランジスタＱ１００と、駆動トランジスタＱ１０１と、ショートトランジスタＱ１０２との３つのトランジスタを有する。

検出用トランジスタＱ１００は、保護用トランジスタＱ２１におけるオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）への切り替え、並びに、保護用トランジスタＱ２１におけるオン状態（制限状態）からオフ状態（通常状態）への切り替えを検出する。

検出用トランジスタＱ１００のベースは、抵抗素子Ｒ５を介して制御ライン２２に接続されており、また、保護用トランジスタＱ２１のコレクタに接続されている。また、検出用トランジスタＱ１００のエミッタは、制御ライン２２に接続されており、検出用トランジスタＱ１００のコレクタは、抵抗素子Ｒ６を介して、駆動トランジスタＱ１０１のベースに接続されている。

駆動トランジスタＱ１０１は、検出用トランジスタＱ１００による保護用トランジスタＱ２１のオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）の切り替えの検出に応じて、ショートトランジスタＱ１０２を駆動させる。また、駆動トランジスタＱ１０１は、検出用トランジスタＱ１００による保護用トランジスタＱ２１のオン状態（制限状態）からオフ状態（通常状態）への切り替えの検出に応じて、ショートトランジスタＱ１０２の駆動を解除する。この駆動トランジスタＱ１０１は、通常状態及び制限状態の切り替えに応じて、ショートトランジスタＱ１０２のベースに入力される電圧レベルを調整することで、ショートトランジスタＱ１０２の駆動及び駆動の解除を切り替えることが可能とされている。

駆動トランジスタＱ１０１のベースは、抵抗素子Ｒ６を介して、検出用トランジスタＱ１００のコレクタに接続されており、また、抵抗素子Ｒ７を介して駆動トランジスタＱ１０１のエミッタに接続されている。また、駆動トランジスタＱ１０１のエミッタは、グランド（GND）に接続されており、駆動トランジスタＱ１０１のコレクタは、抵抗素子Ｒ８を介して、ショートトランジスタＱ１０２のベースに接続されている。

ショートトランジスタＱ１０２は、保護用トランジスタＱ２１におけるオフ状態（通常状態）からオン状態（制限状態）への切り替えに応じて、電圧発生部Ｘ２０における分圧回路部ＶＤの抵抗素子Ｒ２'の両端をショートさせて、抵抗素子Ｒ２'を無効とする。また、ショートトランジスタＱ１０２は、保護用トランジスタＱ２１におけるオン状態（制限状態）からオフ状態（通常状態）への切り替えに応じて、電圧発生部Ｘ２０における分圧回路部ＶＤの抵抗素子Ｒ２'の両端のショート状態を解除して有効とする。

なお、本実施形態の説明では、第１の実施形態と同様に、分圧回路部ＶＤにおける第１の抵抗素子Ｒ２及び第２の抵抗素子Ｒ２'のうち、第２の抵抗素子Ｒ２'がショートの対象となっているが、第２の抵抗素子Ｒ２'の代わりに、第１の抵抗素子Ｒ２がショートの対象となっていてもよい。

ショートトランジスタＱ１０２のベースは、抵抗素子Ｒ８を介して、駆動トランジスタＱ１０１のコレクタに接続されており、また、抵抗９を介してショートトランジスタＱ１０２のエミッタに接続されている。また、ショートトランジスタＱ１０２のエミッタは、電圧発生部Ｘ２０における分圧回路部ＶＤの抵抗Ｒ３と第２の抵抗素子Ｒ２'との間に接続される。また、ショートトランジスタＱ１０２のコレクタは、分圧回路部ＶＤの第１の抵抗素子Ｒ２と第２の抵抗素子Ｒ２'との間に接続される。

以上のように構成される本実施形態の過電流保護回路３００においても、上述の第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

＜第４の実施形態＞
図９は、本発明の第４の実施形態に係る過電流保護回路４００を示す回路図である。以下、第３の実施形態と異なる構成について主に説明し、第３の実施形態と同様の構成については同様の符号を付しその説明を省略または簡略化する。

本実施形態の過電流保護回路４００は、メインスイッチＭ３１がＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）で構成されている点で、第３の実施形態と異なる。すなわち、メインスイッチＭ３１は、電源１０と電流検出抵抗Ｒｓとの間に接続され、制御ライン２２を介して保護用トランジスタＱ２１のコレクタと接続されるゲートと、電流検出抵抗Ｒｓに接続されるエミッタと、電源１０に接続されるコレクタとを有するＮ型のＩＧＢＴで構成される。

メインスイッチＭ３１は、保護用トランジスタＱ２１によって、電源１０から負荷Ｌへ電流を供給するオン状態と、電源１０から負荷Ｌへ供給される電流を制限するオフ状態とを切り替え可能に構成される。ここで、「電流を制限する」とは、第１の実施形態と同様に、負荷Ｌへ供給される電流を所定の電流値以下に規制することをいう。

以上のように構成される本実施形態の過電流保護回路４００においても上述の第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。本実施形態においてメインスイッチＭ３１がＩＧＢＴで構成されているため、比較的大電流が流れる電流供給ラインに設けられる過電流保護回路として好適に用いることができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態にのみ限定されるものではなく種々変更を加え得ることは勿論である。

例えば以上の各実施形態では、電圧発生部Ｘ１０，Ｘ２０の標準電圧発生源ＶＳにおける電圧発生用トランジスタＱ１２，Ｑ２２をそれぞれダイオード接続されたバイポーラトランジスタで構成されたが、これに限られず、ダイオードやツェナダイオードなどの他の整流素子が用いられてもよい。整流素子としてダイオードが用いられる場合、当該ダイオードの順方向電圧が標準電圧（Ｖbe'）に相当する。また、整流素子としてツェナダイオードが用いられる場合、当該ツェナダイオードの降伏電圧が標準電圧（Ｖbe'）に相当する。整流素子としてツェナダイオードが用いられる過電流保護回路１０１の回路例を図１０に示す。

さらに以上の各実施形態では、閾値変化部Ｙ１０，Ｙ２０が検出用トランジスタＱ１００、駆動トランジスタＱ１０１及びショートトランジスタＱ１０２の３つのトランジスタで構成されたが、これに限られない。例えば、検出用トランジスタ及びショートトランジスタの２つのトランジスタで構成された閾値変化部Ｙ３０を備えた過電流保護回路１０２の回路例を図１１に示す。

図１１に示す閾値変化部Ｙ３０において、Ｑ２００は検出用トランジスタであり、Ｑ２０１はショートトランジスタである。検出用トランジスタＱ２００は、電圧発生部Ｘ１０に接続されるベースと、電源１０に接続されるエミッタと、ショートトランジスタＱ２０１のベースに接続されるコレクタとを有するＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成される。ショートトランジスタＱ２０１は、検出用トランジスタＱ２００のコレクタに接続されるベースと、電圧発生部Ｘ１０における第２の抵抗素子Ｒ２'の一端に接続されるエミッタと、第２の抵抗素子Ｒ２'の他端に接続されるコレクタとを有するＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成される。抵抗素子Ｒ２００～Ｒ２０３は、主として電流調整用の抵抗素子である。抵抗素子Ｒ２００は、電圧発生部Ｘ１０と保護用トランジスタＱ１１のベースとの間に接続され、抵抗素子Ｒ２０１は、電圧発生部Ｘ１０と検出用トランジスタＱ２００のベースとの間に接続される。抵抗素子Ｒ２０２は、検出用トランジスタＱ２００のコレクタとショートトランジスタＱ２０１のベースとの間に接続され、抵抗素子Ｒ２０３は、ショートトランジスタＱ２０１のベースとエミッタとの間に接続される。上記構成の閾値変化部Ｙ３０においても、上述の各実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

１０…電源
２０…補助電源
２１…電流供給ライン
２２…制御ライン
３１…第１の抵抗部
３２…第２の抵抗部
１００，１０１，１０２，２００，３００，４００…過電流保護回路
Ｌ…負荷
Ｍ１１，Ｍ２１，Ｍ３１…メインスイッチ
Ｑ１１，Ｑ２１…保護用トランジスタ
Ｑ１２，Ｑ２２…電圧発生用トランジスタ
Ｑ１００，Ｑ２００…検出用トランジスタ
Ｑ１０１…駆動トランジスタ
Ｑ１０２，Ｑ２０１…ショートトランジスタ
Ｒ２…第１の抵抗素子
Ｒ２'…第２の抵抗素子
ＶＤ…分圧回路部
ＶＳ…標準電圧発生源
Ｘ１０，Ｘ２０…電圧発生部
Ｙ１０，Ｙ２０…閾値変化部

Claims

電界効果型トランジスタ又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタで構成されたメインスイッチと、負荷への過電流を検出する電流検出抵抗とを有し、電流供給源から前記負荷へ電流を供給する電流供給ラインと、
前記電流検出抵抗と並列に接続され、前記電流検出抵抗の両端電位差が第１の過電流判定閾値以上となって、ベースへの印加電圧が閾値電圧以上となったときにオン状態に切り替わることで、前記負荷への電流の供給を制限するオフ状態へ前記メインスイッチを切り替え、かつ、前記電流検出抵抗の両端電位差が第２の過電流判定閾値以下となって、ベースへの印加電圧が前記閾値電圧未満となったときにオフ状態に切り替わることで、前記負荷への電流の供給が制限されないオン状態へ前記メインスイッチを切り替える保護用トランジスタと、
前記閾値電圧より小さい基準電圧を発生し、前記保護用トランジスタの前記ベースに対して、前記電流検出抵抗の両端電位差と、前記基準電圧との加算電圧を前記印加電圧として与える電圧発生部と、
前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えに応じて、前記過電流判定閾値を、前記第１の過電流判定閾値から前記第２の過電流判定閾値へ変化させ、かつ、前記保護用トランジスタのオフ状態への切り替えに応じて、前記過電流判定閾値を、前記第２の過電流判定閾値から前記第１の過電流判定閾値へ変化させる閾値変化部と
を具備し、
前記第２の過電流判定閾値は、前記第１の過電流判定閾値よりも小さい値であり、
前記閾値変化部は、前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えに応じて、前記基準電圧を、第１の基準電圧から第２の基準電圧へと変化させることで、前記過電流判定閾値を変化させる
過電流保護回路。
請求項１に記載の過電流保護回路であって、
前記電圧発生部は、前記基準電圧よりも高い標準電圧を発生する標準電圧発生源と、前記標準電圧を前記基準電圧に分圧する分圧回路部とを有する
過電流保護回路。
請求項２に記載の過電流保護回路であって、
前記分圧回路部は、前記基準電圧に相当する電位差を生じる第１の抵抗部と、前記標準電圧から前記基準電圧を差し引いた値に相当する電位差を生じる第２の抵抗部とを有する
過電流保護回路。
請求項３に記載の過電流保護回路であって、
前記閾値変化部は、前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えに応じて、前記第１の抵抗部の抵抗値と前記第２の抵抗部の抵抗値との比を変えることで、前記基準電圧を変化させ、前記過電流判定閾値を変化させる
過電流保護回路。
請求項３に記載の過電流保護回路であって、
前記第２の抵抗部は、第１の抵抗素子及び第２の抵抗素子を含み、
前記閾値変化部は、前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えに応じて、前記第１の抵抗素子及び前記第２の抵抗素子のうち一方の抵抗素子の両端をショートさせて前記一方の抵抗素子を無効とするショートトランジスタを含む
過電流保護回路。
請求項５に記載の過電流保護回路であって、
前記閾値変化部は、前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えを検出する検出用トランジスタと、前記検出用トランジスタによる前記保護用トランジスタのオン状態の検出に応じて、前記ショートトランジスタを駆動させる駆動トランジスタとを含む
過電流保護回路。
電界効果型トランジスタ又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタで構成されたメインスイッチと、負荷への過電流を検出する電流検出抵抗とを有し、電流供給源から前記負荷へ電流を供給する電流供給ラインと、
前記電流検出抵抗と並列に接続され、前記電流検出抵抗の両端電位差が第１の過電流判定閾値以上となって、ベースへの印加電圧が閾値電圧以上となったときにオン状態に切り替わることで、前記負荷への電流の供給を制限するオフ状態へ前記メインスイッチを切り替え、かつ、前記電流検出抵抗の両端電位差が第２の過電流判定閾値以下となって、ベースへの印加電圧が前記閾値電圧未満となったときにオフ状態に切り替わることで、前記負荷への電流の供給が制限されないオン状態へ前記メインスイッチを切り替える保護用トランジスタと、
前記閾値電圧より小さい基準電圧を発生し、前記保護用トランジスタの前記ベースに対して、前記電流検出抵抗の両端電位差と、前記基準電圧との加算電圧を前記印加電圧として与える電圧発生部と、
前記保護用トランジスタのオン状態への切り替えに応じて、前記過電流判定閾値を、前記第１の過電流判定閾値から前記第２の過電流判定閾値へ変化させ、かつ、前記保護用トランジスタのオフ状態への切り替えに応じて、前記過電流判定閾値を、前記第２の過電流判定閾値から前記第１の過電流判定閾値へ変化させる閾値変化部と
を具備し、
前記第２の過電流判定閾値は、前記第１の過電流判定閾値よりも小さい値であり、
前記閾値変化部は、外部信号を入力可能であり、前記外部信号に応じて、前記過電流判定閾値を変化させる
過電流保護回路。