JP5817710B2 - 過電流検出装置及びそれを備える半導体駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、IGBT等のスイッチング素子に流れる過電流を検出する過電流検出装置及びそれを備える半導体駆動装置に関する。

例えば特許文献１には、IGBTのターンオン時及びターンオフ時にセンスエミッタ電流が一時的に跳ね上がることによって過電流が誤って検出されることを防止可能なパワーモジュールが開示されている。特許文献１のパワーモジュールは、センスエミッタ電流の跳ね上がりを吸収するコンデンサが、センスエミッタ電流をセンス電圧に変換するための電流検出用抵抗に並列に接続される回路を備えている。

国際公開ＷＯ０１／０６３７６５号

しかしながら、上述の従来技術では、センスエミッタ電流の跳ね上がりを吸収するコンデンサが電流検出用抵抗に並列に接続されているので、センス電圧の上昇が抑制される。このため、センス電圧が過電流検出用の閾値電圧に到達することが遅れることにより、過電流の検出が遅れやすい。本発明は、過電流の検出遅れを抑えることができる、過電流検出装置及びそれを備える半導体駆動装置の提供を目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は、
スイッチング素子に構成されるセンス素子により得られるセンス電圧と、閾値電圧発生ノードの閾値電圧とを比較して、前記スイッチング素子に構成されるメイン素子に流れる過電流を検出する過電流検出部と、
前記閾値電圧発生ノードと前記センス素子の寄生容量との間に挿入される容量素子とを備え、
前記容量素子は、前記閾値電圧発生ノードと前記センス素子のゲート電極との間に挿入されるゲート側挿入キャパシタを含んで構成された、過電流検出装置及びそれを備える半導体駆動装置を提供するものである。

本発明によれば、過電流の検出遅れを抑えることができる。

一実施形態に係る半導体駆動装置の回路図 スイッチング素子のターンオン時の波形の一例 スイッチング素子のターンオフ時の波形の一例 一実施形態に係る半導体駆動装置の回路図 一実施形態に係る半導体駆動装置の回路図 一実施形態に係る半導体駆動装置の回路図

＜半導体駆動装置１の構成＞
図１は、一実施形態に係る半導体駆動装置１の構成を示した回路図である。半導体駆動装置１は、集積回路によって構成されてもよいし、ディスクリート部品によって構成されてもよい。

半導体駆動装置１は、スイッチング素子１０と、駆動回路３０と、過電流検出回路２０とを備え、スイッチング素子１０を駆動及び過電流から保護する半導体回路である。スイッチング素子１０は、過電流検出回路２０及び／又は駆動回路３０と共通の基板上の半導体素子でもよいし、過電流検出回路２０及び／又は駆動回路３０とは別の基板上の半導体素子でもよい。

スイッチング素子１０は、電流センス機能付きの絶縁ゲート型電圧制御半導体素子であって、オンオフ動作するものである。その具体例として、IGBT，MOSFETなどのパワートランジスタ素子が挙げられる。図１には、スイッチング素子１０の一例であるIGBTが図示されている。以下、説明の便宜上、スイッチング素子１０がIGBTであるとして、説明する。MOSFETの場合であれば、「コレクタ」を「ドレイン」に、「エミッタ」を「ソース」に置き換えて読むとよい。

スイッチング素子１０のゲート端子Gは、例えば、そのゲート端子Gに直列接続されたゲート抵抗Rgを介して、駆動回路３０に接続される制御端子である。スイッチング素子１０のコレクタ端子Cは、例えば、不図示の他の半導体スイッチング素子や負荷を介して、第１の電源電位部（例えば、電源の正極等の高電位電源部）に接続される第１の主端子である。スイッチング素子１０のエミッタ端子Eは、例えば、第２の電源電位部（例えば、グランド（GND）に接続される電源の負極等の低電位電源部）に接続される第２の主端子である。スイッチング素子１０のセンスエミッタ端子ESは、例えば、電流検出用のセンス抵抗Rs1を介して、エミッタ端子Eと同じ低電位電源部に接続されるセンス端子である。センス抵抗Rs1は、エミッタ端子Eとセンスエミッタ端子ESとの間に挿入配置されている。

スイッチング素子１０は、メイン素子１１及びセンス素子１２を含んで構成されている。メイン素子１１及びセンス素子１２は、IGBTで構成されたスイッチング素子である。メイン素子１１及びセンス素子１２のそれぞれのゲート電極は、スイッチング素子１０のゲート端子Gに共通接続される制御電極である。メイン素子１１及びセンス素子１２のそれぞれのコレクタ電極は、スイッチング素子１０のコレクタ端子Cに共通接続される第１の主電極である。メイン素子１１のエミッタ電極は、スイッチング素子１０のエミッタ端子Eに接続される第２の主電極である。センス素子１２のエミッタ電極は、スイッチング素子１０のセンスエミッタ端子ESに接続されるセンスエミッタ電極である。

スイッチング素子１０のコレクタ端子Cとエミッタ端子Eとの間には、ダイオード１３が構成されている。ダイオード１３は、スイッチング素子１０に並列に追加接続されたダイオードでもよいし、メイン素子１１のコレクタ電極とエミッタ電極との間に形成される寄生素子であるボディダイオードでもよい。逆導通ＩＧＢＴのダイオード部をダイオード１３として用いることも可能である。

スイッチング素子１０は、電極間に寄生容量を有している。メイン素子１１とセンス素子１２のそれぞれには、ゲート電極とエミッタ電極との間に寄生する入力容量と、ゲート電極とコレクタ電極との間に寄生する帰還容量と、コレクタ電極とエミッタ電極との間に寄生する出力容量とが、存在する。

図１には、センス素子１２の寄生容量が図示される。センス素子１２のゲート電極とエミッタ電極との間に寄生する入力容量Cs_iesと、センス素子１２のゲート電極とコレクタ電極との間に寄生する帰還容量Cs_resと、センス素子１２のコレクタ電極とエミッタ電極との間に寄生する出力容量Cs_oesとが示される。

駆動回路３０は、外部から供給される信号に従って、ゲート抵抗Rgを介して、スイッチング素子１０のゲート端子Gのゲート電圧Vgを、スイッチング素子１０をオン又はオフさせる電圧に制御する駆動部である。ゲート電圧Vgは、ゲート端子Gを介して、メイン素子１１及びセンス素子１２のそれぞれのゲート電極に印加される。メイン素子１１及びセンス素子１２は、ゲート電極に印加されるゲート電圧Vgの値に応じて、オン又はオフする。また、駆動回路３０は、過電流検出回路２０によって過電流が検出されたとき、ゲート電圧Vgを、スイッチング素子１０をオフさせる電圧に制御する。

駆動回路３０の具体例として、ＣＰＵ等を備えるマイクロコンピュータが挙げられる。なお、駆動回路３０は、マイクロコンピュータから供給される信号に従って、ゲート電圧Vgを制御する回路でもよい。

過電流検出回路２０は、センス素子１２により得られるセンス電圧Vsと、閾値電圧発生ノード２３の閾値電圧Vth2とを比較して、メイン素子１１のコレクタ電極とエミッタ電極との間に流れる過電流を検出する過電流検出部を備える過電流検出装置である。このような過電流検出部として、図１には、センス抵抗Rs1と、過電流判定回路２１と、基準電圧源２５と、抵抗Rs2と、第１のキャパシタC1と、第２のキャパシタC2と、第１のダイオードD1と、第２のダイオードD2とを備えた回路が例示されている。

センス抵抗Rs1の一方の端部は、センスエミッタ端子ESに接続され、センス抵抗Rs1の他方の端部は、グランド等の第２の電源電位部に接続される。センス電圧Vsは、センス素子１２に流れるセンス電流に応じて変化し、当該センス電流がセンス抵抗Rs1に流れることによりセンス抵抗Rs1の両端に発生する電位差である。

過電流判定回路２１は、センスエミッタ端子ESに接続されるセンス側入力部と、閾値電圧発生ノード２３に接続される閾値側入力部とを備え、過電流がメイン素子１１のコレクタ電極とエミッタ電極との間に流れたことを判定する回路である。過電流判定回路２１は、例えば、センスエミッタ端子ESに発生するセンス電圧Vsと閾値電圧発生ノード２３に発生する閾値電圧Vth2とを比較するコンパレータ２２を備える。コンパレータ２２は、センスエミッタ端子ESに接続されるセンス側入力部に接続される非反転入力端子と、閾値電圧発生ノード２３に接続される閾値側入力部に接続される反転入力端子とを備える比較回路である。

過電流判定回路２１は、センス電圧Vsが閾値電圧Vth2よりも小さいとき、メイン素子１１に過電流が流れていないと判定し、過電流が検出されてないことを表す正常信号を出力する。一方、過電流判定回路２１は、センス電圧Vsが閾値電圧Vth2よりも大きいとき、メイン素子１１に過電流が流れていると判定し、過電流が検出されたことを表す過電流検出信号(異常信号)を出力する。

コンパレータ２２は、例えば、センス電圧Vsが閾値電圧Vth2よりも小さいとき、ローレベルの正常信号を出力し、センス電圧Vsが閾値電圧Vth2よりも大きいとき、ハイレベルの過電流検出信号を出力する。

駆動回路３０は、過電流検出信号が過電流判定回路２１から出力されたとき、ゲート電圧Vgを、メイン素子１１及びセンス素子１２をオフさせる電圧に強制的に制御する。これにより、スイッチング素子１０を過電流から保護できる。

基準電圧源２５は、抵抗Rs2を介して閾値電圧発生ノード２３に接続され、一定の基準電圧Vth1を生成して出力する回路である。基準電圧源２５は、例えば、基準電圧Vth1を生成する抵抗分圧回路を有するものでもよいし、二次電池を有するものでもよいし、電圧レギュレータ回路を有するものでもよい。抵抗Rs2は、閾値電圧発生ノード２３と基準電圧源２５の基準電圧Vth1の出力ノードとの間に直列に挿入されて接続されている。

第１のキャパシタC1及び第２のキャパシタC２は、閾値電圧発生ノード２３とセンス素子１２の寄生容量との間に直列に挿入される容量素子である。

閾値電圧発生ノード２３とセンス素子１２のゲート電極に接続されるゲート端子Gとの間には、第１のキャパシタC1と、センス素子１２のゲート電極側をアノードとする第１のダイオードD1とが直列に接続されて挿入されている。図１の場合、ゲート抵抗Rｇとゲート端子Gとの間のノード２４と、閾値電圧発生ノード２３との間に、第１のキャパシタC1と第１のダイオードD1との直列回路が挿入されて直列に接続されている。

閾値電圧発生ノード２３とセンス素子１２のコレクタ電極に接続されるコレクタ端子Cとの間には、第２のキャパシタC2と、センス素子１２のコレクタ電極側をアノードとする第２のダイオードD2とが直列に接続されて挿入されている。図１の場合、コレクタ端子Cと閾値電圧発生ノード２３との間に、第２のキャパシタC2と第２のダイオードD2との直列回路が挿入されて直列に接続されている。

スイッチング素子１０がターンオンする際、スイッチング素子１０のメイン素子１１及びセンス素子１２のゲート電極に電荷が充電される。このとき、ゲート電圧Vgが上昇するため、第１のキャパシタC1から抵抗Rs2に電流が流れる。これにより、閾値電圧Vth2を基準電圧Vth1から一時的に上昇できる。また、ターンオン時にコレクタ電圧Vcが降下する。このとき、第２のダイオードD2があるため、第２のキャパシタC2には電流が流れない。

スイッチング素子１０がターンオフする際、スイッチング素子１０のメイン素子１１及びセンス素子１２のゲート電極から電荷が放電される。このとき、コレクタ電圧Vcが上昇するため、第２のキャパシタC2から抵抗Rs2に電流が流れる。これにより、閾値電圧Vth2を基準電圧Vth1から一時的に上昇できる。また、ターンオフ時にゲート電圧Vgが降下する。このとき、第１のダイオードD1があるため、第１のキャパシタC1には電流が流れない。

そして、スイッチング素子１０のターンオン又はターンオフが確定し、ゲート電圧Vgやコレクタ電圧Vcの安定期（時間的な電圧変化がない状態）では、閾値電圧Vth２は基準電圧Vth１となる。

したがって、例えば図２に示されるように、ターンオン時にセンス電圧Vsが一時的に跳ね上がっても（期間ｔ３−ｔ４参照）、閾値電圧Vth2が一時的に上昇するため、過電流が誤って検出されることを防止できる。また、例えば図３に示されるように、ターンオフ時にセンス電圧Vsが一時的に跳ね上がっても（期間ｔ７−ｔ８参照）、閾値電圧Vth2が一時的に上昇するため、過電流が誤って検出されることを防止できる。さらに、ターンオン又はターンオフの過渡期のみに閾値電圧Vth2が上昇し、ターンオン又はターンオフの過渡期後の安定期には、閾値電圧Vth2は上昇しないため、安定期での過電流の検出遅れを防止できる。

＜第１のキャパシタC1の容量値＞
図２は、スイッチング素子１０が駆動回路３０によってターンオンする過程の波形である。スイッチング素子１０がターンオンすることにより、ゲート電圧Vgが時間的に変化すると、センス素子１２の入力容量Cs_ies及び帰還容量Cs_resを介した電流が一時的に流れる。入力容量Cs_ies及び帰還容量Cs_resに電流が流れることにより、センス素子１２に流れるセンス電流が一時的に増加し、センス電圧Vsが一時的に増加する跳ね上がり現象が発生する（図２の期間ｔ３−ｔ４を参照）。そのため、閾値電圧Vth2が一定値に固定されていると、過電流判定回路２１が過電流の発生を誤って検出するおそれがある。

そこで、過電流検出回路２０は、図２に示されるように、スイッチング素子１０のターンオン時に閾値電圧Vth2を、元々の基準電圧Vth1の値から一時的に上昇させることによって、過電流の誤検出を防止する。この閾値電圧Vth2の上昇量は、閾値電圧発生ノード２３とセンス素子１２のゲート電極との間の容量値を調整することによって決めることができる。例えば、第１のキャパシタC1の容量値を調整することによって、閾値電圧Vth2の上昇量を容易に調整できる。

例えば、C1＝Cs_ies＋Cs_resに調整すると、閾値電圧Vth2の一時的な上昇量を、センス電圧Vsの一時的な上昇量とほぼ等しくすることができる。第１のキャパシタC1の容量値をこのように調整することによって、センス電圧Vsが一時的に跳ね上がっても、過電流が誤って検出されることを防止できる。

また、例えば、C1＞Cs_ies＋Cs_resに調整すると、閾値電圧Vth2の一時的な上昇量を、センス電圧Vsの一時的な上昇量よりも大きくすることができる。第１のキャパシタC1の容量値をこのように調整することによって、センス電圧Vsが一時的に跳ね上がっても、過電流が誤って検出されることを防止できる。特に、この場合、閾値電圧Vth2の一時的なピーク値とセンス電圧Vsの一時的なピーク値との差を更に大きくできるため、過電流が誤って検出されることを更に効果的に防止できる。

つまり、閾値電圧発生ノード２３とセンス素子１２のゲート電極との間の容量値が、センス素子１２の入力容量Cs_iesの容量値と帰還容量Cs_resの容量値との合計容量値以上であるとよい。これにより、センス電圧Vsが一時的な跳ね上がっても、過電流が誤って検出されることを効果的に防止できる。例えば、第１のキャパシタC1の容量値は、センス素子１２の入力容量Cs_iesの容量値と帰還容量Cs_resの容量値との合計容量値以上とするとよい。

また、例えば、第１のキャパシタC1の容量値が、閾値電圧Vth2の一時的なピーク値をセンス電圧Vsの一時的なピーク値よりも大きくする値であれば、C１＜Cs_ies＋Cs_resに調整してもよい。第１のキャパシタC1の容量値をこのように調整することによっても、センス電圧Vsが一時的に跳ね上がっても、過電流が誤って検出されることを防止できる。

なお、数式の表記の便宜上、第１のキャパシタC1の容量値をC1とし、入力容量Cs_iesの容量値をCs_iesとし、帰還容量Cs_resの容量値をCs_resとする。

このように、ターンオン時に、過電流検出用の閾値電圧Vth2がセンス電圧Vsの一時的な上昇に伴って一時的に上昇するため、センス電圧Vsの一時的な跳ね上がりによる誤検出を防止できる。

＜第２のキャパシタC2の容量値＞
図３は、スイッチング素子１０が駆動回路３０によってターンオフする過程の波形である。スイッチング素子１０がターンオフすることにより、コレクタ電圧Vcが時間的に変化すると、センス素子１２の出力容量Cs_oesを介した電流が一時的に流れる。出力容量Cs_oesに電流が流れることにより、センス素子１２に流れるセンス電流が一時的に増加し、センス電圧Vsが一時的に増加する跳ね上がり現象が発生する（図３の期間ｔ７−ｔ８を参照）。そのため、閾値電圧Vth2が一定値に固定されていると、過電流判定回路２１が過電流の発生を誤って検出するおそれがある。

そこで、過電流検出回路２０は、図３に示されるように、スイッチング素子１０のターンオフ時に閾値電圧Vth2を、元々の基準電圧Vth1の値から一時的に上昇させることによって、過電流の誤検出を防止する。この閾値電圧Vth2の上昇量は、閾値電圧発生ノード２３とセンス素子１２のコレクタ電極との間の容量値を調整することによって決めることができる。例えば、第２のキャパシタC2の容量値を調整することによって、閾値電圧Vth2の上昇量を容易に調整できる。

例えば、C2＝Cs_oesに調整すると、閾値電圧Vth2の一時的な上昇量を、センス電圧Vsの一時的な上昇量とほぼ等しくすることができる。第２のキャパシタC2の容量値をこのように調整することによって、センス電圧Vsが一時的に跳ね上がっても、過電流が誤って検出されることを防止できる。

また、例えば、C2＞Cs_oesに調整すると、閾値電圧Vth2の一時的な上昇量を、センス電圧Vsの一時的な上昇量よりも大きくにすることができる。第２のキャパシタC2の容量値をこのように調整することによって、センス電圧Vsが一時的に跳ね上がっても、過電流が誤って検出されることを防止できる。特に、この場合、閾値電圧Vth2の一時的なピーク値とセンス電圧Vsの一時的なピーク値との差を更に大きくできるため、過電流が誤って検出されることを更に効果的に防止できる。

つまり、閾値電圧発生ノード２３とセンス素子１２のコレクタ電極との間の容量値が、センス素子１２の出力容量Cs_oesの容量値以上であるとよい。これにより、センス電圧Vsが一時的に跳ね上がっても、過電流が誤って検出されることを効果的に防止できる。例えば、第２のキャパシタC2の容量値は、センス素子１２の出力容量Cs_oesの容量値以上とするとよい。

また、例えば、第２のキャパシタC2の容量値が、閾値電圧Vth2の一時的なピーク値をセンス電圧Vsの一時的なピーク値よりも大きくする値であれば、C2＜Cs_oesに調整してもよい。第２のキャパシタC2の容量値をこのように調整することによっても、センス電圧Vsが一時的に跳ね上がっても、過電流が誤って検出されることを防止できる。

なお、数式の表記の便宜上、第２のキャパシタC2の容量値をC2とし、出力容量Cs_oesの容量値をCs_oesとする。

このように、ターンオフ時に、過電流検出用の閾値電圧Vth2がセンス電圧Vsの一時的な上昇に伴って一時的に上昇するため、センス電圧Vsの一時的な跳ね上がりによる誤検出を防止できる。

なお、実際に過電流が流れたときに正常に過電流を検出できるように、一時的に上昇させるときの閾値電圧Vth2は、実際に過電流が流れたときのセンス電圧Vs以下の値に設定するとよい。

＜閾値電圧Vth2と基準電圧Vth１について＞
ターンオン又はターンオフが確定し、ゲート電圧Vgとコレクタ電圧Vcの時間的な変化が収束した安定状態では（図２のタイミングｔ４後の期間、図３のタイミングｔ９後の期間）、閾値電圧Vth2は、通常値である基準電圧Vth1に戻る。

このように、ターンオン又はターンオフ後の安定状態では、過電流検出回路２０は、閾値電圧Vth2の通常値である基準電圧Vth1に従って、過電流の検出動作を実行できる。また、第１のキャパシタC1及び第２のキャパシタC2はセンス抵抗Rsに並列に接続されてなく、通常時の閾値電圧Vth2は基準電圧Vth1のままである。そのため、センス電圧Vsの上昇が抑制される構成ではないため、ターンオフ又はターンオフ後の安定状態で過電流の検出が遅れることを防止できる。

なお、実際に過電流が流れたときに正常に過電流を検出できるように、一時的に上昇させるときの閾値電圧Vth2は、実際に過電流が流れたときのセンス電圧Vs以下の値に設定されるとよい。

また、図２の期間ｔ２−ｔ３において、スイッチング素子１０のコレクタ端子Cに流れる負荷電流ILは、スイッチング素子１０の対向アーム（スイッチング素子）のコレクタ‐エミッタ間のダイオードのリカバリー電流によって一時的に上昇する。このリカバリー電流によって、センス素子１２のセンス電流が一時的に増加し、センス電圧Vsも一時的に上昇する。基準電圧Vth1は、このリカバリー電流に伴って一時的に上昇したセンス電圧Vsのピーク値を超える値に設定されるとよい。

＜ターンオン時の一動作例＞
次に、図１及び図２を参照して、ターンオン時の一動作例について説明する。

ゲート電圧Vgが時間的に変化する場合に、センス素子１２の入力容量Cs_ies及び帰還容量Cs_resに電流が流れ、センス電圧Vsが一時的に増加する。よって、本動作例では、センス電圧Vsの増加量と同じだけ閾値電圧Vth2を上昇させ、過電流の誤検出の防止を図る。

（１）駆動回路３０がハイレベル信号を出力し、スイッチング素子１０のメイン素子１１及びセンス素子１２のそれぞれのゲート電極の充電が開始する。これにより、スイッチング素子１０のゲート電圧Vgが上昇する（図２の期間ｔ１−ｔ２）。

（２）ゲート電圧Vgがスイッチング素子１０のゲート閾値電圧を超えると、スイッチング素子１０がオンする（メイン素子１１及びセンス素子１２がオンする）。これにより、負荷電流ILが流れ始め、コレクタ電圧Vcが低下を始める。

（３）このとき、スイッチング素子１０の対向アーム（スイッチング素子）のコレクタとエミッタとの間に形成されるダイオードのリカバリー電流が発生する（図２の期間ｔ２−ｔ３）。

（４）コレクタ電圧Vcが十分低下し、スイッチング素子１０の帰還容量Cres（メイン素子１１の帰還容量Cm_res＋センス素子１２の帰還容量Cs_res）の充電が終わるまで、ゲート電圧Vgは一定である（図２の期間ｔ２−ｔ３）。

（５）帰還容量Cresの充電が終わると、ゲート電圧Vgは再度上昇する（図２の期間ｔ３−ｔ４）。

（６）ゲート電圧Vgが上昇すると、入力容量Cs_ies及び帰還容量Cs_resに電流が流れ、センス電圧Vsが上昇する。そのため、
Vs ＝ Rs1 × ( IL／n ＋ Cs_ies × dVgs／dt ＋ Cs_res × dVgc／dt )
n：メイン素子１１とセンス素子１２のコレクタ電流比
Vgs：センス素子１２のゲート電極とセンス電極との間の電圧
Vgc：センス素子１２のゲート電極とコレクタ電極との間の電圧
と表すことができる（式（１）と定義）。

（７）同時に、第１のキャパシタC1にも電流が流れ、閾値電圧Vth2が上昇する。そのため、
Vth2 ＝ Vth1 ＋ Rs2 × ( C1 × dVgs／dt )
と表すことができる。
C1を「 Cs_ies ＋ Cs_res 」と設定すると、
Vth2 ＝ Vth1 ＋ Rs2 × ( Cs_ies × dVgs／dt ＋ Cs_res × dVgs／dt )
と表すことができる。
ゲート電圧Vgが再度上昇し始めるタイミングｔ３でコレクタ電圧Vcは十分低く、センス電圧Vsに近いとすると、Vgs≒Vgcとなる。そのため、
Vth2 ≒ Vth1 ＋ Rs2 × ( Cs_ies × dVgs／dt ＋ Cs_res × dVgc／dt )
と近似的に表すことができる。
Rs2をRs１と同値とすれば、
Vth2 ＝ Vth1 ＋ Rs1 × ( Cs_ies × dVgs／dt ＋ Cs_res × dVgc／dt )
となるので（式（２）と定義）、閾値電圧Vth2からセンス電圧Vsを引いた差ΔVsは、式（１）及び式（２）により、
ΔVs ＝ Vth1 − Rs1 × IL／n
となり、誤差成分の除去が可能となる。このため、センス電圧Vsの跳ね上がり時に生ずる差ΔVsから誤差成分を除去でき、過電流の誤検出を確実に回避できる。

（８）スイッチング素子１０の入力容量Cies（メイン素子１１の入力容量Cｍ_ies＋センス素子１２の入力容量Cs_ies）及び帰還容量Cresの充電が終わると、ゲート電圧Vgの時間的な変化が無くなる。そのため、入力容量Cs_ies及び帰還容量Cs_res、並びに第１のキャパシタC1には電流が流れない。これにより、閾値電圧Vth2は基準電圧Vth1に一致する。

（９）なお、Vgs≒Vgcの近似をしなくても、例えば、
Rs2 × ( C1 × dVgs／dt )
＞ Rs1 × ( Cs_ies × dVgs／dt ＋ Cs_res ×dVgc／dt )
を満たすように、C1及びRs2を調整することで、過電流の誤検出を回避できる。

なお、Rs2をRs1と同じ抵抗値としなくてもよい。この場合、例えばRs2をRs1よりも大きくした場合、C1は小さくしてもよい。Rs2を大きくしてもC1を小さくすれば、閾値電圧Vth2の一時的な変化量を誤差成分と同等、又は同等以上とすることができる。この場合、
Rs2 × C1 ≧ Rs1 × ( Cs_ies ＋ Cs_res )
を満たすように、Rs1、Rs2及びC1を調整することで、過電流の誤検出を回避できる。

＜ターンオフの一動作例＞
次に、図１及び図３を参照して、ターンオフ時の一動作例について説明する。

コレクタ電圧Vcが時間的に変化する場合に、センス素子１２の出力容量Cs_oesに電流が流れ、センス電圧Vsが一時的に増加する。よって、本動作例では、センス電圧Vsの増加量と同じだけ閾値電圧Vth2を上昇させ、過電流の誤検出の防止を図る。

（１）駆動回路３０がローレベル信号を出力し、スイッチング素子１０のメイン素子１１及びセンス素子１２のゲート電極の放電が開始する。これにより、スイッチング素子１０のゲート電圧Vgが低下する（図３の期間ｔ６−ｔ７）。

（２）ゲート電圧Vgがスイッチング素子１０のゲート閾値電圧付近となると、スイッチング素子１０がオフ動作を開始する（メイン素子１１及びセンス素子１２がオフ動作を開始する）。これにより、コレクタ電圧Vcが上昇を始める（図３の期間ｔ７−ｔ８）。

（３）コレクタ電圧Vcが上昇すると、出力容量Cs_oesに電流が流れ、センス電圧Vsが上昇する。そのため、
Vs ＝ Rs1 × ( IL／n ＋ Cs_oes × dVcs／dt )
n：メイン素子１１とセンス素子１２のコレクタ電流比
Vcs：センス素子１２のコレクタ電極とエミッタ電極（センス電極）との間の電圧
と表すことができる（式（３）と定義）。

（４）同時に、第２のキャパシタC2にも電流が流れ、閾値電圧Vth2が上昇する。そのため、
Vth2 ＝ Vth1 ＋ Rs2 × ( C2 × dVcv／dt )
Vcv：センス素子１２のコレクタ電極と閾値電圧発生ノード２３との間の電圧
と表すことができる。
C2を「 Cs_oes 」と設定すると、
Vth2 ＝ Vth1 ＋ Rs2 × ( Cs_oes × dVcv／dt )
と表すことができる。
コレクタ電圧Vcは通常センス電圧Vsや閾値電圧Vth2と比べ十分大きいため、センス素子１２のコレクタ電極とセンス電極との間の電圧Vcsは、センス素子１２のコレクタ電極と閾値電圧発生ノード２３との間の電圧Vcvに近いとすると、Vcs≒Vcvとなる。そのため、
Vth2 ≒ Vth1 ＋ Rs2 × ( Cs_oes × dVcs／dt )
と近似的に表すことができる。
Rs2をRs1と同値とすれば、
Vth2 ＝ Vth1 ＋ Rs1 × ( Cs_oes × dVcs／dt)
となるので（式（４）と定義）、閾値電圧Vth2からセンス電圧Vsを引いた差ΔVsは、式（３）及び式（４）により、
ΔVs ＝ Vth1 − Rs1 × IL／n
となり、誤差成分の除去が可能となる。このため、センス電圧Vsの跳ね上がり時に生ずる差ΔVsから誤差成分を除去でき、過電流の誤検出を確実に回避できる。

（５）コレクタ電圧Vcが十分上昇し、帰還容量Cresの充電が終わるまで、ゲート電圧Vgは一定である。

（６）帰還容量Cresの充電が終わると、ゲート電圧Vgは再度低下する（図３の期間ｔ８−ｔ９）。

（７）スイッチング素子１０の出力容量Coes（メイン素子１１の出力容量Cm_oes＋センス素子１２の出力容量Cs_oes）の充電が終わると、コレクタ電圧Vcの時間的な変化が無くなる。そのため、出力容量Cs_oes及び第2のキャパシタC2には電流が流れない。これにより、閾値電圧Vth2は基準電圧Vth1に一致する。

（８）なお、Vcs≒Vcvの近似をしなくても、例えば、
Rs2 × ( C2 × dVcv／dt ) ＞ Rs1 × ( Cs_oes × dVcs／dt )
を満たすように、C2及びRs2を調整することで、過電流の誤検出を回避できる。

なお、Rs2をRs1と同じ抵抗値としなくてもよい。この場合、例えばRs2をRs1よりも大きくした場合、C1は小さくしてもよい。Rs2を大きくしてもC1を小さくすれば、閾値電圧Vth2の一時的な変化量を誤差成分と同等、又は同等以上とすることができる。この場合、
Rs2 × C2 ≧ Rs1 × ( Cs_oes )
を満たすように、Rs1、Rs2及びC2を調整することで、過電流の誤検出を回避できる。

以上、過電流検出装置及びそれを備える半導体駆動装置を実施形態例により説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではない。他の実施形態例の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。

例えば、図４の半導体駆動装置２のように、図1の構成に対して、第１のダイオードD1の順方向を変えずに、第１のキャパシタC1と第1のダイオードD1とを互いに入れ替えてもよい。同様に、第２のダイオードD2の順方向を変えずに、第２のキャパシタC2と第２のダイオードD2とを互いに入れ替えてもよい。

また、図５の半導体駆動装置３のように、電流センス機能付きのスイッチング素子は、IGBTに限らず、MOSFETでもよい。図５の場合、スイッチング素子４０は、MOSFETで構成されたメイン素子４１と、MOSFETで構成されたセンス素子４２とを含んで構成されている。

また、スイッチング素子のターンオン時、コレクタ電圧Vcが低下するので、第２のキャパシタC2と第２のダイオードD2との間の中間接続部に負電圧が発生する。そこで、図６の半導体駆動装置４のように、第２のキャパシタC2に並列に抵抗R2を接続してもよい。これにより、スイッチング素子１０のターンオン毎の当該中間接続部の電圧を安定化させることができ、第２のダイオードD2に印加される電圧が第２のダイオードD2の電圧耐量を超えることを防止できる。

また、スイッチング素子のターンオフ時、ゲート電圧Vgが低下するので、第１のキャパシタC1と第１のダイオードD1との間の中間接続部の電圧が低下する。そこで、図６の半導体駆動装置４のように、第１のキャパシタC1に並列に抵抗R1を接続してもよい。これにより、スイッチング素子１０のターンオフ毎の当該中間接続部の電圧を安定化させることができ、第1のダイオードD1に印加される電圧が第１のダイオードD1の電圧耐量を超えることを防止できる。

なお、安定期の閾値電圧Vth2が設計値からずれないように、抵抗R1,R2の抵抗値は、抵抗Rs2の抵抗値よりも十分大きく設定されるとよい。

１，２，３，４ 半導体駆動装置
１０，４０ スイッチング素子
１１，４１ メイン素子
１２，４２ センス素子
２０ 過電流検出回路
２１ 過電流判定回路
２２ コンパレータ
２３ 閾値電圧発生ノード
２５ 基準電圧源
３０ 駆動回路
C1 第１のキャパシタ（ゲート側挿入キャパシタの一例）
C2 第２のキャパシタ（コレクタ又はドレイン側挿入キャパシタの一例）
D1 第１のダイオード
D2 第２のダイオード

Claims (15)

1. スイッチング素子に構成されるセンス素子により得られるセンス電圧と、閾値電圧発生ノードの閾値電圧とを比較して、前記スイッチング素子に構成されるメイン素子に流れる過電流を検出する過電流検出部と、
   前記閾値電圧発生ノードと前記センス素子の寄生容量との間に挿入される容量素子とを備え、
   前記容量素子は、前記閾値電圧発生ノードと前記センス素子のゲート電極との間に挿入されるゲート側挿入キャパシタを含んで構成された、過電流検出装置。
2. 前記ゲート電極側をアノードとするダイオードを、前記閾値電圧発生ノードと前記ゲート電極との間に、前記ゲート側挿入キャパシタに直列に備える、請求項１に記載の過電流検出装置。
3. 前記ゲート側挿入キャパシタに並列に抵抗を備える、請求項１又は２に記載の過電流検出装置。
4. 前記閾値電圧発生ノードと前記ゲート電極との間の容量値が、前記センス素子の入力容量と帰還容量の合計容量値以上である、請求項１から３のいずれか一項に記載の過電流検出装置。
5. 前記閾値電圧発生ノードと前記ゲート電極との間の容量値と、前記閾値電圧発生ノードと基準電圧源との間の抵抗値との積の値が、前記センス素子の入力容量と帰還容量の合計容量値と、前記センス素子のセンスエミッタ電極と前記メイン素子のエミッタ電極との間の抵抗値との積の値以上である、請求項１から３のいずれか一項に記載の過電流検出装置。
6. スイッチング素子に構成されるセンス素子により得られるセンス電圧と、閾値電圧発生ノードの閾値電圧とを比較して、前記スイッチング素子に構成されるメイン素子に流れる過電流を検出する過電流検出部と、
   前記閾値電圧発生ノードと前記センス素子の寄生容量との間に挿入される容量素子とを備え、
   前記容量素子は、前記閾値電圧発生ノードと前記センス素子のコレクタ電極又はドレイン電極との間に挿入されるコレクタ又はドレイン側挿入キャパシタを含んで構成された、過電流検出装置。
7. 前記コレクタ電極又は前記ドレイン電極側をアノードとするダイオードを、前記閾値電圧発生ノードと前記コレクタ電極又は前記ドレイン電極との間に、前記コレクタ又はドレイン側挿入キャパシタに直列に備える、請求項６に記載の過電流検出装置。
8. 前記コレクタ又はドレイン側挿入キャパシタに並列に抵抗を備える、請求項６又は７に記載の過電流検出装置。
9. 前記閾値電圧発生ノードと前記コレクタ電極又は前記ドレイン電極との間の容量値が、前記センス素子の出力容量の容量値以上である、請求項６から８のいずれか一項に記載の過電流検出装置。
10. 前記閾値電圧発生ノードと前記コレクタ電極又は前記ドレイン電極との間の容量値と、前記閾値電圧発生ノードと基準電圧源との間の抵抗値との積の値が、前記センス素子の出力容量の容量値と、前記センス素子のセンスエミッタ電極と前記メイン素子のエミッタ電極との間の抵抗値との積の値以上である、請求項６から８のいずれか一項に記載の過電流検出装置。
11. 前記閾値電圧発生ノードと前記寄生容量との間の容量値が、前記寄生容量の容量値以上である、請求項１又は６に記載の過電流検出装置。
12. 前記閾値電圧発生ノードと前記寄生容量との間の容量値と、前記閾値電圧発生ノードと基準電圧源との間の抵抗値との積の値が、前記寄生容量の容量値と、前記センス素子のセンスエミッタ電極と前記メイン素子のエミッタ電極との間の抵抗値との積の値以上である、請求項１又は６に記載の過電流検出装置。
13. スイッチング素子に構成されるセンス素子により得られるセンス電圧と、閾値電圧発生ノードの閾値電圧とを比較して、前記スイッチング素子に構成されるメイン素子に流れる過電流を検出する過電流検出部と、
    前記閾値電圧発生ノードと前記センス素子の寄生容量との間に挿入される容量素子とを備え、
    前記容量素子は、前記閾値電圧発生ノードと前記センス素子のゲート電極との間に挿入されるゲート側挿入キャパシタと、前記閾値電圧発生ノードと前記センス素子のコレクタ電極又はドレイン電極との間に挿入されるコレクタ又はドレイン側挿入キャパシタとを含んで構成された、過電流検出装置。
14. 前記閾値電圧発生ノードと基準電圧源との間に抵抗を備える、請求項１から１３のいずれか一項に記載の過電流検出装置。
15. 請求項１から１４のいずれか一項に記載の過電流検出装置と、
    前記スイッチング素子を駆動する駆動部とを備える、半導体駆動装置。

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