CN107852155B - 半导体元件的过电流保护装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种即使在通常接通时也在短时间内响应、并且防止导通时和关断时的过电流检测的误检测的半导体元件的过电流保护装置。具备：电流检测部(36)，其将流过电压控制型半导体元件(22b)的电流感测端子的感测电流作为感测电压来进行检测；过电流检测部(37)，其将由电流检测部检测出的感测电压与过电压阈值进行比较来输出过电流检测信号；模式判别部(38)，其判别在感测电压上叠加瞬态感测电压的叠加模式以及仅有感测电压的通常模式；以及时机调整部(39)，其根据该模式判别部的判别结果来调整所述过电流检测信号的检测开始时机。

Description

半导体元件的过电流保护装置
技术领域
本发明涉及一种应用于电力变换装置等的半导体元件的过电流保护装置。
背景技术
以往，已知在对作为电压驱动型半导体元件的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)进行驱动的情况下设置用于保护IGBT免受过电流伤害的过电流保护电路(例如非专利文献1)。在这种过电流保护电路中，通常，作为检测过电流的方法，应用带电流感测的IGBT，使感测IGBT分流主IGBT的集电极电流的万分之一左右的电流(感测电流)，并使该感测电流从感测IGBT流向电流检测用电阻，将得到的电压(感测电压)与比较器的基准电压进行比较。
根据该感测电压的大小来判别电流的大小，通过逻辑电路来进行警报输出、栅极电压的切断。
另外，将IGBT导通时的开关动作波形如图10所示。如图10的(b)所示，当在时间点t1向栅极端子施加栅极电压Vg时，利用栅极电流对栅极电容进行充电，由此栅极电压开始逐渐上升。由此，如图10的(a)所示，IGBT的集电极-发射极间电压Vce开始比较缓慢地减少。之后，当在时间点t2栅极电压达到接通电压时，集电极电流Ic开始流通。之后，当在时间点t3栅极电压Vg达到密勒电压Vm而进入密勒期间时，集电极电流Ic开始流通。此时，集电极电流Ic急剧增加，过冲之后转变为稳态电流状态。
在密勒期间，由于集电极-发射极间电压Vce的变动，栅极-集电极间电容Cgc发生变化而对该栅极-集电极间电容Cgc进行充放电，因此栅极电压被保持为固定电压。在集电极-发射极间电压Vce下降至0V之后的时间点t4密勒期间结束，栅极电压Vg再次开始增加，在达到电源电压Vcc的时间点t5变为固定电压。
此时，以对栅极电容进行充电的形式流过感测IGBT的栅极-发射极间的栅极电流流过电流检测用电阻，由此在IGBT的感测电压Vs中，在导通时如图10的(c)所示那样产生瞬态感测电压Vtr。另外，在导通时和关断时栅极电压处于比电源电压Vcc低的状态，IGBT的接通电压即接通电阻变高，由感测IGBT的接通电阻和电流检测用电阻构成的感测部的电阻比率相对变低，由此感测电流变多，产生与感测电流变多相应的量的瞬态感测电压Vtr。
因此，在导通时上述的2个瞬态感测电压Vtr叠加在感测电压Vs上，由此变得比过电流阈值电压Vth高。叠加了该瞬态感测电压Vtr的感测电压Vs在栅极电压Vg达到电源电压Vcc时下降到低于过电流阈值电压Vth，之后为固定电压。
因而，与从IGBT的电流感测端子输出的电流相应的感测电压Vs在导通时成为叠加了瞬态感测电压Vtr的叠加模式，之后由于栅极电压达到电源电压而转变为不叠加瞬态感测电压的通常模式。另外，在关断时也成为叠加模式，即，因栅极电压Vg的下降引起的瞬态感测电压Vtr叠加在感测电压Vs上。
在该叠加模式下，由于叠加了瞬态感测电压，感测电压会超过过电流阈值电压，在该状态下会在过电流检测电路中检测出过电流状态，从而成为误检测状态。为了防止该误检测，需要如图10的(c)所示那样，设定与超过过电流阈值电压的期间相当的过电流误检测防止期间T1(例如3μs。在该期间内使过电流检测电路的输出无效。)，并且在该过电流误检测防止期间T1之后设定规定时间的检测期间T2(例如1μs)，从而设定两者之和的检测时间T0(例如4μs)。
为了防止该过电流状态的误检测，如专利文献1所记载的那样，想到了将构成感测电路的感测IGBT单元中的栅极阈值电压VGE(th)S设定得比构成主电路的主IGBT单元中的栅极阈值电压VGE(th)M大，使导通期间内的感测电路的主电流的上升沿与主电路的主电流的上升沿相比延迟时间Δt，来防止感测电流出现浪涌电流。在该情况下，在关断时也能够防止感测电流出现浪涌电流。
专利文献1：日本特开平7-240516号公报
非专利文献1：富士IGBT V-IPM应用手册、因特网<URL：https://www.fujielectric.co.jp/products/semiconductor/model/igbt/application/box/doc/pdf/RH 985b/RH985b_all.pdf>
发明内容
发明要解决的问题
然而，在既不是导通时也不是关断时的通常接通时产生了过电流的情况下，与上述的导通时和关断时相配合的过电流误检测防止期间T1的长度过长，存在过电流保护不及时的可能性。但是，即使在通常接通时，也需要设定误检测防止期间以去除噪声的影响。
另外，在专利文献1所记载的以往例中，存在以下问题：需要将感测IGBT的栅极阈值电压VGE(th)S设定得比主IGBT的栅极阈值电压VGE(th)M高，无法容易地进行该栅极阈值电压的设定，并且，时间差Δt是固定的，即使在想要变更时间差Δt的情况下也不易调整。还存在以下问题：在通常接通时未能设定误检测防止期间。
因此，本发明是着眼于上述以往例的问题而完成的，其目的还在于提供如下的半导体元件的过电流保护装置：不用变更相对于主IGBT单元的感测IGBT单元的栅极阈值电压、并且不用调整相对于主电路IGBT单元的感测IGBT单元的电流的上升沿，即使在通常接通时也在短时间内响应，并且防止导通时和关断时的过电流检测的误检测。
用于解决问题的方案
为了达到上述目的，本发明的一个方式的半导体元件的过电流保护装置针对具有电流感测端子的电压控制型半导体元件的电流，利用电流感测端子进行检测，并进行过电流保护，该半导体元件的过电流保护装置具备：电流检测部，其将流过电流感测端子的感测电流作为感测电压来进行检测；过电流检测部，其将由该电流检测部检测出的感测电压与过电压阈值进行比较，来输出过电流检测信号；模式判别部，其判别在感测电压上叠加瞬态感测电压的叠加模式以及仅有感测电压的通常模式；以及时机调整部，其根据该模式判别部的判别结果来调整过电流检测信号的检测开始时机。
发明的效果
根据本发明的一个方式，能够提供如下的过电流保护装置：能够防止电压控制型半导体元件导通时和关断时的过电流的误检测，同时能够在短时间内准确地检测过电流。
附图说明
图1是表示具备基于本发明的第一实施方式的半导体元件的过电流保护装置的电力变换装置的概要结构的电路图。
图2是表示图1的栅极驱动装置的一例的电路图。
图3是表示能够应用于本发明的滤波器电路的具体结构的电路图。
图4是用于说明图3的滤波器电路的动作的时序图。
图5是用于说明第一实施方式的动作的时序图。
图6是表示基于栅极电压的不同的、集电极-发射极间电压与集电极电流之间的关系的特性线图。
图7是用于说明过电流保护动作的时序图。
图8是表示滤波器电路的变形例的电路图。
图9是用于说明图8的滤波器电路的动作的时序图。
图10是表示栅极驱动电路的导通时的感测电压的变化的时序图。
具体实施方式
接着，参照附图来说明本发明的一个实施方式。在下面的附图的记载中，对相同或类似的部分标注了相同或类似的标记。
另外，下面示出的实施方式用于例示将本发明的技术思想具体化的装置、方法，关于本发明的技术思想，并不将结构部件的材质、形状、构造、配置等特别指定为下述的材质、形状、构造、配置等。关于本发明的技术思想，在权利要求书所记载的权利要求所规定的技术范围内能够施加各种变更。
下面，参照附图来说明本发明的一个实施方式所涉及的半导体元件的驱动装置。在本实施方式中，作为半导体元件，以电压驱动型半导体元件为例，以该半导体元件的栅极驱动装置为例来进行说明。
首先，使用图1来说明具备本发明所涉及的半导体元件的栅极驱动装置的电力变换装置10。
如图1所示，电力变换装置10与三相交流电源11连接。电力变换装置10具有：整流电路12，其对从三相交流电源11输入的三相交流电力进行全波整流；以及平滑用电容器13，其使由该整流电路12整流后的电力平滑化。虽然省略了图示，但是整流电路12是将6个二极管进行全桥连接而构成的，或者将6个开关元件进行全桥连接。
在整流电路12的正极输出端子上连接有正极侧线Lp，在负极输出端子上连接有负极侧线Ln。在该正极侧线Lp与该负极侧线Ln之间连接平滑用电容器13。
另外，电力变换装置10具备将施加于正极侧线Lp与负极侧线Ln之间的直流电压变换为三相交流电压的逆变器电路21。该逆变器电路21具备与正极侧线Lp连接的构成上臂部的例如作为电压控制型半导体元件的绝缘栅双极型晶体管(下面称为IGBT)22a、22c、22e以及与负极侧线Ln连接的构成下臂部的IGBT 22b、22d、22f。
IGBT 22a和IGBT 22b串联连接于正极侧线Lp与负极侧线Ln之间，构成U相输出臂23U。IGBT 22c和IGBT 22d串联连接于正极侧线Lp与负极侧线Ln之间，构成V相输出臂23V。IGBT 22e和IGBT 22f串联连接于正极侧线Lp与负极侧线Ln之间，构成W相输出臂23W。
对各IGBT 22a～22f分别以反向并联的方式连接有续流二极管24a～24f。即，各IGBT 22a～22f的作为高电位侧电极的集电极与续流二极管24a～24f的阴极分别连接，IGBT 22a～22f的作为低电位侧电极的发射极与续流二极管24a～24f的阳极分别连接。
而且，IGBT 22a与IGBT 22b的连接部、IGBT 22c与IGBT 22d的连接部以及IGBT22e与IGBT 22f的连接部分别与作为感性负载的三相交流电动机15连接。
另外，电力变换装置10分别具有对IGBT 22a～22f的开关动作个别地进行控制的栅极驱动装置(GDU)25a～25f。
各栅极驱动装置25a～25f的输出端子与IGBT 22a～22f的作为控制电极的栅极电极分别连接。
因而，逆变器电路21具有：U相输出臂23U、V相输出臂23V以及W相输出臂23W并联连接而得到的三相全桥电路；对U相输出臂23U的开关动作进行控制的栅极驱动装置25a、25b；对V相输出臂23V的开关动作进行控制的栅极驱动装置25c、25d；以及对W相输出臂23W的开关动作进行控制的栅极驱动装置25e、25f。
接着，以栅极驱动装置25b为例，参照图1并使用图2来说明基于本实施方式的驱动装置。此外，栅极驱动装置25a、25c、25d、25e、25f具有与栅极驱动装置25b同样的结构。此外，虽未进行图示，但是IGBT 22a～22f分别具有在半导体基板上并联地形成构成主电路的主IGBT单元和构成感测电路的感测IGBT的结构。
如图2所示，栅极驱动装置25b具备：对IGBT 22b的栅极电极进行驱动的栅极驱动电路31；以及检测IGBT 22b的过电流状态来进行保护的过电流保护装置32。
栅极驱动电路31具备：串联连接于电源端子与地之间的p沟道MOSFET 33与n沟道MOSFET 34的串联电路；以及以使MOSFET 33及34在一方为接通状态时另一方为断开状态的方式对该MOSFET 33及34进行驱动的驱动放大器35。而且，MOSFET 33与34的连接点同IGBT22b的栅极端子连接。
另外，过电流保护装置32具备：电流检测部36，其将IGBT 22b的感测电流Is作为感测电压Vs来进行检测；过电流检测部37，其将由该电流检测部36检测出的感测电压与过电流阈值电压进行比较，输出过电流检测信号；以及模式判别部38，其判别是在感测电压Vs上叠加瞬态感测电压的叠加模式还是仅有感测电压Vs的通常模式。
电流检测部36具备连接于IGBT 22b的电流感测端子(感测IGBT的发射极端子)与地之间的电流检测用电阻36a。从IGBT 22b的电流感测端子与电流检测用电阻36a的连接点以感测电压Vs的方式输出感测电流Is。
过电流检测部37具有将从电流检测部36输出的感测电压Vs与过电流阈值电压Vth1进行比较的比较器37a。比较器37a的非反相输入端子被输入感测电压Vs，反相输入端子被输入过电流阈值电压Vth1。因而，在感测电压Vs变为过电流阈值电压Vth1以上时，从比较器37a输出从低电平变为高电平的过电流检测信号Soc。
模式判别部38基于向IGBT 22b的栅极端子提供的栅极电压Vg来进行是叠加模式还是通常模式的模式判别。该模式判别部38具备：栅极电压检测部38a，其检测栅极电压Vg，由分压电路构成；以及作为比较部的比较器38b，其将从该栅极电压检测部38a输出的分压栅极电压Vg′与模式判别用阈值电压Vth2进行比较，输出模式判别信号。
栅极电压检测部38a具有串联连接于IGBT 22b的栅极端子与地之间的电阻R1及R2。从该电阻R1与该电阻R2的连接点输出分压栅极电压Vg′。
比较器38b的非反相输入端子被提供分压栅极电压Vg′，反相输入端子被输入模式判别用阈值电压Vth2。在分压栅极电压Vg′变为模式判别用阈值电压Vth2以上时，从该比较器38b输出从低电平反转为高电平的模式判别信号Smj。
另外，过电流保护装置32具备被输入过电流检测信号Soc和模式判别信号Smj来调整过电流检测开始时机的时机调整部39。该时机调整部39具有作为第一延迟电路的第一滤波器电路40，该第一滤波器电路40被提供从过电流检测部37的比较器37a输出的过电流检测信号Soc。
该第一滤波器电路40由低通滤波器构成，设定有时间常数以使得过电流检测信号Soc的上升沿延迟过电流误检测防止期间T1(例如3μs)，并且不使过电流检测信号Soc的下降沿延迟，其中，过电流误检测防止期间T1是在IGBT 22b导通时和关断时感测电压Vs上叠加瞬态感测电压Vtr而超过过电流阈值电压Vth1的期间。
该第一滤波器电路40的具体结构例如如图3所示那样，在被输入过电流检测信号Soc的输入端子ti与地之间连接有电阻R11与电容器C11的串联电路。而且，电阻R11与电容器C11的连接点被输入到非电路(反相器)40a，该非电路40a的输出被输入到下一级的非电路40b，该非电路40b的输出作为滤波器输出Sf1从输出端子to被输出。
与电容器C11并联地连接有作为开关元件的n沟道MOSFET 40c，输入到输入端子ti的过电流检测信号Soc经由非电路40d被输入到该n沟道MOSFET 40c的栅极。
利用图4来说明该第一滤波器电路40的动作。如图4的(a)所示，在输入到输入端子ti的过电流检测信号Soc为低电平时，过电流检测信号Soc被非电路40d反转后被提供到n沟道MOSFET 40c的栅极。因此，n沟道MOSFET 40c变为接通状态，电容器C11中蓄积的电荷被放出，非电路40a的输出变为高电平，非电路40b的输出变为低电平。
当从该状态起在时间点t11输入到输入端子ti的过电流检测信号Soc变为高电平时，非电路40d的输出变为低电平，n沟道MOSFET 40c变为断开状态。因此，根据输入到输入端子ti的高电平的过电流检测信号Soc，电流流过电阻R11后蓄积到电容器C11，由此电阻R11与电容器C11的连接点的电压Vc如图4的(b)所示那样上升。
在该电压Vc达到非电路40a的过电流阈值电压Vth1之前，非电路40a的输出维持低电平，当在时间点t12电压Vc超过阈值电压Vth1时，非电路40a的输出从高电平反转为低电平，非电路40b的输出从低电平反转为高电平，其作为滤波器输出Sf1而输出。
在此，第一滤波器电路40的从时间点t11至时间点t12的期间T11被设定成等于过电流误检测防止期间T1(例如3μs)与检测期间T2(例如1μs)相加得到的检测时间T0，其中，该过电流误检测防止期间T1是前述的在IGBT 22b导通时感测电压Vs上叠加瞬态感测电压Vtr而变为叠加模式从而超过过电流阈值电压Vth1的期间。
因而，根据第一滤波器电路40，在从过电流检测信号Soc变为高电平的时间点起、导通时感测电压Vs上叠加瞬态感测电压Vtr而变为叠加模式时，能够输出在该叠加模式的期间使过电流检测信号Soc的上升沿延迟期间T11(＝4μs)的滤波器输出Sf1。此外，在过电流检测信号Soc下降时，非电路40a的输出从低电平反转为高电平，n沟道MOSFET 40c接通后电压Vc立即变为0V，因此不产生延迟。
另外，时机调整部39具备与门41和第二滤波器电路42，从过电流检测部37的比较器37a输出的过电流检测信号Soc以及从模式判别部38的比较器38b输出的模式判别信号Smj被输入到该与门41，该与门41的输出被输入到该第二滤波器电路42。
第二滤波器电路42具有与前述的第一滤波器电路40同样的结构，但是基于电阻R11和电容器C11的时间常数被设定得比第一滤波器电路40的时间常数小，能够输出使通过与门41输入的过电流检测信号Soc的上升沿时间延迟与图10的检测期间T2对应的检测期间T12(＝1μs)的滤波器输出Sf2。
另外，时机调整部39具备或门43，第一滤波器电路40的滤波器输出Sf1和第二滤波器电路42的滤波器输出Sf2被输入到该或门43。能够从该或门43输出在IGBT 22b导通时和关断时的叠加模式下防止过电流误检测、并且抑制通常模式下的过电流检测延迟的过电流检测信号。
从该时机调整部39输出的过电流检测信号被供给到逻辑电路50。在该逻辑电路50中，在从时机调整部39输出的过电流检测信号变为高电平时判断为产生了过电流，使p沟道MOSFET 33为断开状态，并且使n沟道MOSFET为接通状态来使施加于IGBT 22b的栅极的栅极电压下降，使IGBT 22b成为断开状态。由此，防止IGBT 22b继续处于过电流状态。
接着，说明上述实施方式的动作。
设当前IGBT 22b正维持断开状态。在该状态下，为了使IGBT 22b导通，如图5所示那样，在时间点t21利用驱动放大器35使p沟道MOSFET 33成为接通状态，使n沟道MOSFET 34成为断开状态。由此，电源电压Vcc被施加于IGBT 22b的栅极，栅极电流流过栅极-发射极之间，从而对栅极电容进行充电，栅极电压Vg如图5的(a)所示那样从0V增加。
此时，感测IGBT的栅极电流流过电流感测端子，由此产生因栅极电流的影响引起的瞬态感测电压Vtr1。
与此同时，在对栅极电容进行充电的过程中，栅极电压Vg低，因此如图6所示，与栅极电压Vg高时相比，开始流通集电极电流Ic的IGBT 22b的接通电压变高。即，IGBT 22b的接通电阻变高。因此，由感测IGBT的接通电阻和电流检测部36的电流检测用电阻36a构成的感测部的电阻比率相对变低，因此感测电流Is变大，产生与感测电流Is变大相应的量的瞬态感测电压Vtr2。
在此，当将栅极电压Vg低时的IGBT的接通电阻、感测IGBT接通电阻、电流检测部电阻比率、感测电流Is以及感测电压Vs与栅极电压Vg高时的IGBT的接通电阻、感测IGBT接通电阻、电流检测部电阻比率、感测电流Is以及感测电压Vs分别进行比较时，如下述表1所示。
[表1]
Figure GDA0001567108740000101
这些瞬态感测电压Vtr1及Vtr2被叠加在感测电压Vs上，由此如图5的(b)所示那样，感测电压Vs变高。
之后，当在时间点t22栅极电压Vg达到密勒电压Vm时成为密勒期间，在密勒期间内，由于对栅极-集电极间电容Cgc进行充电，因此栅极电压Vg被维持为密勒电压Vm而成为平台。
当变为该密勒期间时，集电极电流Ic如图5的(c)所示那样开始急剧地流通，与该集电极电流Ic成正比地，感测电压Vs也如图5的(b)所示那样增加。该集电极电流Ic过冲后转变为固定电流状态。与其相应地，感测电压Vs也在过冲之后成为第一恒压状态。
之后，当在时间点t23栅极-集电极间电容Cgc的充电结束从而密勒期间结束时，栅极电压Vg增加至电源电压Vcc，感测电压Vs转变为比第一恒压状态低的第二恒压状态。
另一方面，在密勒期间内变为感测电压Vs超过过电流阈值电压Vth1的状态，从过电流检测部37输出的过电流检测信号Soc为高电平。然而，在导通时，栅极电压Vg低于电源电压Vcc，被栅极电压检测部38a的电阻R1及R2分压而得到的分压栅极电压Vg′低于模式判别用阈值电压Vth2，因此从模式判别部38的比较器38b输出的模式判别信号Smj维持表示感测电压Vs叠加了瞬态感测电压的叠加模式的低电平。
该低电平的模式判别信号Smj被供给到时机调整部39的与门41，因此与门41的输出维持低电平，过电流检测信号Soc向第二滤波器电路42的供给被切断。因此，第二滤波器电路42的输出维持低电平。
其结果，从过电流检测部37输出的过电流检测信号Soc仅被供给到第一滤波器电路40，在该第一滤波器电路40中，如使用图4在前面叙述的那样，在与导通时的过电流误检测防止期间T1(例如3μs)对应的期间T11内，与高电平的过电流检测信号Soc对应的滤波器输出Sf1被维持为低电平，经过期间T11后滤波器输出Sf1追随过电流检测信号Soc而变为高电平。
然而，在该期间T11的结束时间点，感测电压Vs下降至比过电流阈值电压Vth1低，过电流检测信号Soc为低电平，因此第一滤波器电路40的滤波器输出Sf1维持低电平。因此，逻辑电路50不进行过电流保护动作，能够防止IGBT 22b的瞬态感测电压Vtr1及Vtr2叠加于感测电压Vs而超过过电流阈值电压Vth1所导致的导通时的误动作。
之后，为了使IGBT 22b在时间点t24从接通状态关断，利用驱动放大器25将p沟道MOSFET 33控制为断开状态，将n沟道MOSFET 34控制为接通状态。由此，栅极电压Vg如图5的(a)所示那样开始减少，在时间点t25，栅极-集电极间电容Cgc中充入的电荷被放出，由此成为栅极电压Vg变为平台的密勒期间。之后，当在时间点t26密勒期间结束时，栅极电压Vg减少。
在该IGBT 22b关断时，成为栅极电容被放电的状态，栅极电压Vg减少，因此与导通时同样地，IGBT 22b的接通电压变高而IGBT 22b的接通电阻变高。此时，由感测IGBT的接通电阻和电流检测部36的电流检测用电阻36a构成的感测部的电阻比率相对变低，因此感测电流Is变大，成为以下状态：瞬态感测电压Vtr2叠加在感测电压Vs上而感测电压Vs如图5的(b)所示那样变高，超过过电流阈值电压Vth1。
在该关断时，成为栅极电压Vg低于模式判别用阈值电压Vth2的状态，从模式判别部38的比较器38b输出的模式判别信号Smj为低电平。因此，时机调整部39的与门41与导通时同样地被关闭(输出被固定为低电平)。因而，从过电流检测部37的比较器37a输出的过电流检测信号Soc不被供给到第二滤波器电路42，仅被供给到第一滤波器电路40。
通过该第一滤波器电路40，将低电平维持了与过电流检测信号Soc为高电平的期间相当的期间T11，因此能够防止高电平的过电流检测信号Soc直接被供给到逻辑电路50。
因而，即使在IGBT 22b关断时感测电压Vs上也叠加瞬态感测电压Vtr从而变为过电流阈值电压Vth1以上，也能够防止在逻辑电路50中进行过电流保护动作的误动作。
接着，结合图7来说明过电流保护动作。
设当前在时间点t31，IGBT 22b的栅极电压Vg如图7的(b)所示那样达到电源电压Vcc，集电极电流Ic为0A(负载中没有电流流通的状态)，与此相应地感测电压Vs也如图7的(c)所示那样为0V，IGBT 22b处于接通状态。在该接通状态下，栅极电压Vg为电源电压Vcc，分压栅极电压Vg′为模式判别用阈值电压Vth2以上。因此，在模式判别部38中，从比较器38b输出的模式判别信号Smj为表示通常模式的高电平。因而，时机调整部39的与门41被打开，从过电流检测部37输出的过电流检测信号Soc被供给到第二滤波器电路42。
在该IGBT 22b的接通状态下，当在时间点t32集电极电流Ic如图7的(a)所示那样从0A开始上升时(当电流流出到负载时)，与其相伴地感测电压Vs也如图7的(c)所示那样开始增加。
之后，当感测电压Vs如图7的(c)所示那样在时间点t33达到过电流阈值电压Vth1时，从过电流检测部37的比较器37a输出的过电流检测信号Soc如图7的(d)所示那样从低电平反转为高电平。
该过电流检测信号Soc经由与门41被供给到第二滤波器电路42，经由电阻R11对第二滤波器电路42的电容器C11进行充电，因此第二滤波器电路42的端子间电压Vc从0V上升。在该端子间电压Vc达到非电路40a的阈值电压Vth3之前，非电路40a的输出维持高电平，被后级的非电路40b反转而成为低电平，其作为滤波器输出Sf2被输出到或门43。
同样地，在第一滤波器电路40中也被供给高电平的过电流检测信号Soc，但是第一滤波器电路40的基于电阻R11和电容器C11的时间常数被设定得比第二滤波器电路42的时间常数大，因此该滤波器输出Sf1也维持低电平。
之后，当在时间点t34第二滤波器电路42的电容器C11的端子间电压Vc达到非电路40a的阈值电压Vth3时，该非电路40a的输出反转为低电平，后续的非电路40b的输出信号反转为高电平。因此，第二滤波器电路42的滤波器输出Sf2如图7的(f)所示那样反转为高电平。
该滤波器输出Sf2经由或门43被供给到逻辑电路50，因此在该逻辑电路50中执行过电流保护动作。关于该过电流保护动作，在栅极驱动电路31内设置软切断电路或在栅极驱动电路31与IGBT 22b的栅极之间设置软切断电路，使该软切断电路进行动作来使栅极电压缓慢地减少。
这样，当在IGBT 22b处于接通状态时变为过电流状态时，从过电流检测部37输出高电平的过电流检测信号Soc，其被供给到第一滤波器电路40和第二滤波器电路42。此时，第二滤波器电路42的时间常数比第一滤波器电路40的时间常数小，第二滤波器电路42的延迟时间比第一滤波器电路40的延迟时间短，因此从该第二滤波器电路42输出在过电流检测信号Soc变为高电平后延迟检测期间T12(例如1μs)后变为高电平的滤波器输出Sf2。该滤波器输出Sf2经由或门43被输入到逻辑电路50，由此能够在IGBT 22b变为过电流状态后在短时间内对IGBT 22b进行软切断来可靠地进行过电流保护。
顺带一提，在过电流保护装置32中省略了第二滤波器电路42而仅设置有第一滤波器电路40的情况下，在该第一滤波器电路40中需要设定比较长的误动作检测防止期间T11(例如4μs)，以防止导通时和关断时的过电流误检测所引起的过电流保护的误动作。
因此，在仅设置有第一滤波器电路40的情况下，在过电流检测信号Soc变为高电平后经过第二滤波器电路42的4倍的延迟时间后从第一滤波器电路40输出高电平的滤波器输出Sf1。因此，对IGBT 22b的栅极电压Vg进行软切断的时机会如图7的(b)中虚线所图示的那样推迟。其结果，集电极电流Ic如图7的(a)中虚线所图示的那样，软切断开始时的过电流水平为非常大的值，对IGBT 22b的动作造成影响。同样地，感测电压Vs也如图7的(c)中虚线所图示的那样增加。
然而，根据本实施方式，在处于叠加模式时通过第一滤波器电路40使过电流检测信号Soc的上升沿延迟长的延迟时间，由此防止过电流保护动作的误动作，其中，该叠加模式是对在感测电压Vs上叠加瞬态感测电压Vtr1及Vtr2的导通时或在感测电压Vs上叠加瞬态感测电压Vtr2的关断时的栅极电压Vg进行分压而得到的分压栅极电压Vg′小于模式判别用阈值电压Vth2的模式。
另一方面，在通常模式时，通过第二滤波器电路42使过电流检测信号Soc的上升沿延迟短的延迟时间，由此能够在经过短的检测期间T12(例如1μs)后开始过电流保护动作，其中，该通常模式是IGBT 22b为接通状态、对栅极电压Vg进行分压而得到的分压栅极电压Vg′为模式判别用阈值电压Vth2以上、在感测电压Vs上未叠加瞬态感测电压Vtr1及Vtr2的模式。
而且，能够仅利用以下的简单的结构来确保准确的过电流保护动作：在第一滤波器电路40和第二滤波器电路42中设置开始进行过电流保护动作的时机，在模式判别部38中判别是叠加模式还是通常模式，在处于通常模式时容许向第二滤波器电路42输入过电流检测信号Soc。
并且，作为时机调整部39的延迟电路，应用第一滤波器电路40和第二滤波器电路42，使该第一滤波器电路40和该第二滤波器电路42为低通滤波器的结构，由此能够去除叠加于过电流检测信号Soc的高频噪声。
另外，可以使模式判别用阈值电压Vth2为与大于密勒电压Vm且小于电源电压Vcc的栅极电压Vg相当的电压。
此外，在上述实施方式中，说明了使第一滤波器电路40和第二滤波器电路42为图3所示的结构的情况。然而，第一滤波器电路40和第二滤波器电路42也能够如图8所示那样构成。即，为以下结构：在电源端子上经由恒流电路60来连接作为第一开关元件的p沟道MOSFET 61的源极，将该p沟道MOSFET 61的漏极经由作为第二开关元件的n沟道MOSFET 62来与接地连接，在p沟道MOSFET 61同n沟道MOSFET 62的连接点P1与接地之间连接电容器63，将连接点P1同电容器63的连接点与比较器64的非反相输入端子连接。
而且，例如将被输入过电流检测信号Soc的输入端子经由非电路65来与p沟道MOSFET 61及n沟道MOSFET 62的栅极连接，向比较器64的反相输入侧输入阈值电压Vth3，将比较器64的输出端子与输出端子to连接。
根据该结构，如图9的(a)所示，在过电流检测信号Soc变为高电平时，p沟道MOSFET61变为接通状态，从恒流电路60输出的恒定电流对电容器63进行充电。因此，该电容器63的端子间电压Vc如图9的(b)所示那样线性地增加。
该电容器63的端子间电压Vc被供给到比较器64，与阈值电压Vth3进行比较。在电容器的充电电压Vc变为阈值电压Vth3以上时，能够如图9的(c)所示那样输出高电平的滤波器输出Sf1。即，当过电流检测信号Soc从低电平变为高电平时，滤波器输出Sf1延迟图9的(c)所示的期间T11后变为高电平。此外，在过电流检测信号Soc从高电平变化为低电平时，n沟道MOSFET 62接通，电容器的充电电压Vc立即变为0V，因此滤波器输出Sf1不产生延迟。
因而，通过使第一滤波器电路40和第二滤波器电路42为图8的结构，能够得到与图3同样的作用效果。在该情况下，利用从恒流电路60输出的恒定电流来进行电容器63的充电，因此能够准确地设定过电流检测信号Soc的上升沿的延迟时间。
另外，也能够使第一滤波器电路40和第二滤波器电路42中的一方为图3的结构，使另一方为图8的结构。并且，作为第一滤波器电路40和第二滤波器电路42，能够应用能够延迟过电流检测信号Soc的上升沿的具有任意的结构的各种延迟电路。
另外，作为构成栅极驱动电路31、第一滤波器电路40和第二滤波器电路42的开关元件，并不限定于MOSFET，能够应用双极型晶体管等其它开关元件。
另外，在上述实施方式中，说明了电力变换装置10具备将来自三相交流电源11的三相交流电力变换为直流的整流电路的情况，但是并不限定于此。即，也能够应用单相交流电源来代替三相交流电源11，并且，也能够使用电池等直流电源。
本发明的技术范围不限定于图示并记载的例示性的实施方式，还包括带来与本发明当作目的之物等同的效果的全部实施方式。并且，本发明的技术范围不限定于权利要求所描述的发明的特征的组合，能够通过全部的被公开的各个特征中的特定的特征的所有期望的组合来进行描述。
附图标记说明
10：电力变换装置；11：三相交流电源；12：整流电路；13：平滑用电容器；15：三相交流电动机；21：逆变器电路；22a～22f：IGBT；23U：U相输出臂；23V：V相输出臂；23W：W相输出臂；24a～24f：续流二极管；25a～25f：栅极驱动装置；31：栅极驱动电路；32：过电流保护装置；33：p沟道MOSFET；34：n沟道MOSFET；35：驱动放大器；36：电流检测部；37：过电流检测部；38：模式判别部；38a：栅极电压检测部；38b：比较器；39：时机调整部；40：第一滤波器电路；40a、40b：非电路；40c：n沟道MOSFET；40d：非电路；41：与门；42：第二滤波器电路；43：或门；50：逻辑电路；R11：电阻；C11：电容器；60：恒流电路；61：p沟道MOSFET；62：n沟道MOSFET；63：电容器；64：比较器；65：非电路

Claims (4)

1.一种半导体元件的过电流保护装置，针对具有电流感测端子的电压控制型半导体元件的电流，利用电流感测端子进行检测，并进行过电流保护，该半导体元件的过电流保护装置的特征在于，具备：
电流检测部，其将流过所述电流感测端子的感测电流作为感测电压来进行检测；
过电流检测部，其将由所述电流检测部检测出的感测电压与过电压阈值进行比较，来输出过电流检测信号；
模式判别部，其判别在所述感测电压上叠加瞬态感测电压的叠加模式以及仅有感测电压的通常模式；以及
时机调整部，其根据该模式判别部的判别结果来调整所述过电流检测信号的检测开始时机，
所述时机调整部具备：第一延迟电路，其在所述模式判别部的判别结果是所述叠加模式时，对所述过电流检测信号设定第一误检测防止期间；以及第二延迟电路，其在所述模式判别部的判别结果是所述通常模式时，对所述过电流检测信号设定比第一误检测防止期间短的第二误检测防止期间。
2.根据权利要求1所述的半导体元件的过电流保护装置，其特征在于，
所述模式判别部具备：栅极电压检测部，其检测向所述电压控制型半导体元件的栅极端子提供的栅极电压；以及比较部，其根据由该栅极电压检测部检测出的栅极电压是否小于阈值电压来判别是所述叠加模式还是所述通常模式。
3.根据权利要求1所述的半导体元件的过电流保护装置，其特征在于，
所述第一延迟电路和所述第二延迟电路包括滤波器电路，该滤波器电路具备：电阻，该电阻的一端被输入所述过电流检测信号；非电路，该非电路的输入端子与该电阻的另一端连接；电容器，其被插入在所述电阻同非电路的连接点与接地之间；以及开关元件，其与该电容器并联连接，在所述过电流检测信号的误检测防止期间内被导通。
4.根据权利要求1所述的半导体元件的过电流保护装置，其特征在于，
所述第一延迟电路和所述第二延迟电路包括滤波器电路，该滤波器电路具备：恒流电路；第一开关元件和第二开关元件，该第一开关元件和第二开关元件以互补的方式连接于该恒流电路与接地之间；电容器，其被插入在该第一开关元件同该第二开关元件的连接点与接地之间；以及比较部，其将该电容器同所述连接点之间的连接点的电压与阈值电压进行比较。
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