JP5532062B2 - 逆導通スイッチング素子の駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、電圧制御形のスイッチング素子及びこれに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードを同一チップ上に備えた逆導通スイッチング素子の駆動装置に関する。

従来、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と、これに逆並列されたフリーホイールダイオードとを同一チップ上に備えたダイオード内蔵型ＩＧＢＴ（ＲＣ−ＩＧＢＴ）が知られている。ＲＣ−ＩＧＢＴにおいては、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる場合のフリーホイールダイオードにおける電圧降下量が、ＲＣ−ＩＧＢＴのゲートに電圧が印加されることで増大することが知られている。上記電圧降下量が増大すると、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる場合のフリーホイールダイオードにおける電力損失が増大し、ＲＣ−ＩＧＢＴの発熱量が増大するおそれがある。この場合、ＲＣ−ＩＧＢＴの信頼性が低下するおそれがある。

こうした問題に対処すべく、下記特許文献１に見られるように、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れていると判断される期間において、ＲＣ−ＩＧＢＴのゲートに入力される駆動信号の通過を停止させてＲＣ−ＩＧＢＴをオフ状態とさせる技術（以下、電流フィードバック制御）も知られている。この制御によれば、フリーホイールダイオードにおける電圧降下量の増大を回避し、ひいてはフリーホイールダイオードにおける電力損失の増大を回避することができる。

ところで、ＩＧＢＴの駆動に関する技術として、下記特許文献２に見られるように、ＩＧＢＴのゲート電荷の充放電が開始されてから完了されるまでの期間の途中において、ゲート電荷の充放電速度を変更する技術（以下、アクティブゲートコントロール）も知られている。この技術について、スイッチング素子の充電処理を主にして説明すると、スイッチング素子のゲートには、一対の充電経路が接続されている。これら充電経路のそれぞれには、抵抗体が備えられ、これら抵抗体の抵抗値は、互いに相違している。そして、上記充電経路のそれぞれには、充電経路を開閉するトランジスタが備えられている。

こうした構成において、まず、スイッチング素子に対するオン操作指令を入力として、抵抗値の高い抵抗体と同じ充電経路に備えられたトランジスタがオン状態とされることで、充電速度を低速度としてゲート電荷が充電される。その後、上記トランジスタがオフ状態とされてかつ、抵抗値の低い抵抗体と同じ充電経路に備えられたトランジスタがオン状態とされることで、充電速度を高速度に変更してゲート電荷が充電される。

こうした技術によれば、スイッチング素子の駆動状態がオン状態及びオフ状態のうち一方から他方に切り替えられる場合に生じるサージ電圧の増大を抑制し、また、スイッチング損失を低減することができる。

特開２００９−２６８０５４号公報 特許第３３３９３１１号公報

ここで、本発明者らは、ＲＣ−ＩＧＢＴにアクティブゲートコントロールを適用することを考えた。ここで、アクティブゲートコントロールを実行可能なＲＣ−ＩＧＢＴの駆動装置において、ゲート電荷を充電するためのトランジスタが何らかの理由によって誤ってオン状態とされる等、アクティブゲートコントロールが誤作動することも考えられる。そして、アクティブゲートコントロールが誤作動すると、ＲＣ−ＩＧＢＴが誤ってオン状態とされることも考えられる。ここで、ＲＣ−ＩＧＢＴが誤ってオン状態とされる時期が電流フィードバック制御の実行期間内であると、フリーホイールダイオードにおける電力損失が増大し、ＲＣ−ＩＧＢＴの発熱量が増大するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電流フィードバック制御の実行期間内におけるアクティブゲートコントロールの誤作動を好適に回避できる逆導通スイッチング素子の駆動装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、電圧制御形のスイッチング素子（Ｓｍ＊＃，Ｓｔ＊＃）及びこれに逆並列に接続されたフリーホイールダイオード（Ｄｍ＊＃，Ｄｔ＊＃）を同一チップ上に備えてかつ、インダクタ（１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ，Ｌ）に接続された逆導通スイッチング素子（Ｓ＊＃）を駆動対象スイッチング素子とする逆導通スイッチング素子の駆動装置において、前記駆動対象スイッチング素子は、前記フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる状況下において、前記駆動対象スイッチング素子の導通制御端子に電圧が印加される場合、前記導通制御端子に電圧が印加されない場合と比較して前記フリーホイールダイオードにおける電圧降下量が増大するものであり、オン操作指令又はオフ操作指令に基づき、前記導通制御端子の電荷の移動処理を行うことで前記駆動対象スイッチング素子をオン状態又はオフ状態とさせる駆動制御手段と、前記導通制御端子の電荷の移動が開始されてから完了されるまでの期間の途中において、前記電荷の移動速度を変更させるアクティブゲート制御手段と、前記フリーホイールダイオードに順方向電流が流れるか否かを判断する判断手段と、前記判断手段によって前記順方向電流が流れると判断される期間において、該順方向電流が流れると判断された前記フリーホイールダイオードに対応する前記導通制御端子に前記電荷が充電されることを禁止する禁止手段と、前記禁止手段によって前記電荷の充電が禁止される期間において、前記アクティブゲート制御手段による前記移動速度の変更を無効とする無効化手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、無効化手段を備えることで、禁止手段によって導通制御端子の電荷の充電が禁止される期間において、アクティブゲート制御手段によって電荷の移動速度が誤って変更され、駆動対象スイッチング素子がオン状態とされることを回避できる。これにより、フリーホイールダイオードにおける電力損失の増大を回避することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるドライブユニットの構成図。 同実施形態にかかる放電処理の概要を示す図。 フリーホールダイオードの順方向電流の流通態様を示す図。 ゲート電圧印加の有無によるフリーホイールダイオードの順方向電流及び電圧降下量の関係を示す図。 第１の実施形態にかかる電流フィードバック制御の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる電流フィードバック制御の一例を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる無効化処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる無効化処理の一例を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるドライブユニットの構成図。 第３の実施形態にかかるドライブユニットの構成図。 同実施形態にかかる電流フィードバック制御の手順を示す流れ図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかるスイッチング素子の駆動装置を車載主機として回転機を備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステムの全体構成を示す。

図示されるように、モータジェネレータ１０は、車載主機としての３相回転機である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、Ｕ相コイル１０ｕ、Ｖ相コイル１０ｖ及びＷ相コイル１０ｗを有するステータと、永久磁石を有してかつ駆動輪に機械的に連結される図示しないロータとを備える永久磁石同期モータ（例えば、ＳＰＭＳＭやＩＰＭＳＭ）である。なお、これらコイル１０ｕ，１０ｖ，１０ｗは、それぞれの一端同士が中性点で接続されることによりY結線されている。

モータジェネレータ１０は、直流交流変換回路としてのインバータＩＶと、直流電源としてのコンバータＣＶとを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、コンバータＣＶは、コンデンサＣと、コンデンサＣに並列接続された一対のスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎと、一対のスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎの接続点と高電圧バッテリ１２の正極とを接続するリアクトルＬとを備えている。

一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えている。これら各直列接続体の接続点は、Ｕ相コイル１０ｕ、Ｖ相コイル１０ｖ及びＷ相コイル１０ｗの一端にそれぞれ接続されている。

ちなみに、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｃ，ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、ダイオード内蔵型ＩＧＢＴ（ＲＣ−ＩＧＢＴ）が用いられている。この素子については、後に詳述する。

制御装置１４は、低電圧バッテリ１６を電源とし、モータジェネレータ１０の制御量（例えばトルク）を所望に制御すべく、モータジェネレータ１０のＵ相，Ｗ相の電流ｉｕ，ｉｗを検出する電流センサ１７ａ，１７ｂや、インバータＩＶの入力電圧ＶＨ（コンデンサＣの電圧）を検出する電圧センサ１８等の検出値を取り込む。制御装置１４は、上記各種センサの検出値等に基づき生成される操作信号ｇｃｐ、ｇｃｎをドライブユニットＤＵに出力することで、コンバータＣＶのスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎを操作する。また、制御装置１４は、上記各種センサの検出値等に基づく周知の正弦波ＰＷＭ制御等によって操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成し、生成された操作信号をドライブユニットＤＵに出力することで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する。

なお、高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐに対する操作信号ｇ＊ｐと、対応する低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎに対する操作信号ｇ＊ｎとは、互いに相補的な信号となっている。具体的には、操作信号ｇ＊ｐがオン操作指令である場合、操作信号ｇ＊ｎがオフ操作指令とされ、操作信号ｇ＊ｐがオフ操作指令である場合、操作信号ｇ＊ｎがオン操作指令とされる。ここでは、操作信号ｇ＊＃がオン操作指令及びオフ操作指令のうち一方から他方に切り替えられる際にデッドタイムが設定される。

ちなみに、高電圧バッテリ１２を備える高電圧システムと低電圧バッテリ１６を備える低電圧システムとは、互いに絶縁されており、これらの間の信号の授受は、例えばフォトカプラ等の絶縁素子を備えるインターフェース１９を介して行われる。

また、互いに直列接続された高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐ及び低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎのうち一方に対応するドライブユニットＤＵと、他方に対応するドライブユニットＤＵとは、上記絶縁素子を備えるインターフェースＩＦを介して情報のやり取りが可能となっている。

次に、図２を用いて本実施形態にかかる上記ドライブユニットＤＵの構成を説明する。

図示されるように、ドライブユニットＤＵは、１チップ化された半導体集積回路であるドライブＩＣ２０と、スイッチング素子Ｓ＊＃の導通制御端子（ゲート）に電圧を印加するための定電圧電源２２とを備えている。

定電圧電源２２は、ドライブＩＣ２０の端子Ｔ１及び定電流用抵抗体２４を介してドライブＩＣ２０の端子Ｔ２に接続されている。端子Ｔ２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（充電用スイッチング素子２６）及びドライブＩＣ２０の端子Ｔ３を介して、スイッチング素子Ｓ＊＃の端子Ｔａに接続されている。端子Ｔａは、スイッチング素子Ｓ＊＃（メインスイッチング素子Ｓｍ＊＃、センススイッチング素子Ｓｔ＊＃）のゲートに接続されている。

上記端子Ｔａは、放電用抵抗体２８を介してドライブＩＣ２０の端子Ｔ４に接続されている。端子Ｔ４は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（放電用スイッチング素子３０）を介してドライブＩＣ２０の端子Ｔ５に接続されている。また、端子Ｔａは、ドライブＩＣ２０の端子Ｔ６及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＡＧＣ用スイッチング素子３２）を介して定電流源３４に接続されている。

上記スイッチング素子Ｓ＊＃は、メインスイッチング素子Ｓｍ＊＃、センススイッチング素子Ｓｔ＊＃、及びフリーホイールダイオード（メインダイオードＤｍ＊＃及びセンスダイオードＤｔ＊＃）を同一チップ上に備えて構成されている。詳しくは、メインスイッチング素子Ｓｍ＊＃には、メインダイオードＤｍ＊＃が逆並列に接続され、センススイッチング素子Ｓｔ＊＃には、センスダイオードＤｔ＊＃が逆並列に接続されている。

メインスイッチング素子Ｓｍ＊＃の入力端子（以下、主コレクタ）と、センススイッチング素子Ｓｔ＊＃の入力端子（以下、副コレクタ）とは、スイッチング素子Ｓ＊＃の端子Ｔｂに接続されている。メインスイッチング素子Ｓｍ＊＃の出力端子（以下、主エミッタ）は、メイン端子Ｔｍに接続され、センススイッチング素子Ｓｔ＊＃の出力端子（以下、副エミッタ）は、センス端子Ｔｓに接続されている。

メイン端子Ｔｍは、上記端子Ｔ５に接続されている。一方、センス端子Ｔｓは、抵抗体（以下、センス抵抗３６）を介して端子Ｔ５に接続されている。センス抵抗３６の両端のうちセンス端子Ｔｓ側は、ドライブＩＣ２０の端子Ｔ７を介して駆動制御部３８及びコンパレータ４０の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ４０の反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆを有する電源４２が接続されている。なお、本実施形態では、以降、センス抵抗３６の両端の電位差をセンス電圧Ｖｓｅと称することとする。そして、センス抵抗３６の両端のうちセンス端子Ｔｓ側の電位が主エミッタ（メイン端子Ｔｍ）の電位よりも高い場合のセンス電圧Ｖｓｅを正と定義する。

こうした構成において、主コレクタ及び主エミッタ間を電流（以下、コレクタ電流）が流れる場合、センススイッチング素子Ｓｔ＊＃からコレクタ電流と正の相関を有する微少電流が出力される。これにより、センス端子Ｔｓからセンス抵抗３６へと電流が流れ、センス抵抗３６に電圧降下が生じ、センス電圧Ｖｓｅが正の値となる。

一方、メインダイオードＤｍ＊＃に順方向電流（メインダイオードＤｍ＊＃のアノードからカソードへと流れる電流）が流れる場合、メインダイオードＤｍ＊＃に流れる順方向電流と正の相関を有する微少電流がセンス抵抗３６からセンス端子Ｔｓを介してセンスダイオードＤｔ＊＃のアノードへと流れる。これにより、センス抵抗３６に電圧降下が生じ、センス電圧Ｖｓｅが負の値になる。

コンパレータ４０の出力信号と、駆動制御部３８から出力される後述する無効化信号Ｓｉｎｖとは、ＡＮＤ回路４４に入力される。ＡＮＤ回路４４の出力信号は、ＡＧＣ用スイッチング素子３２のゲートに入力される。なお、無効化信号Ｓｉｎｖの論理は、後述する無効化処理が実行されない期間において「Ｈ」とされる。

ちなみに、ドライブユニットＤＵには、駆動制御部３８における情報をインターフェース１９を介して制御装置１４に伝達するための端子Ｔ８が備えられている。また、ドライブユニットＤＵには、駆動制御部３８における情報を、互いに直列接続された高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐ及び低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎのうち一方から他方（対向アーム側）にインターフェースＩＦを介して伝達するための端子Ｔ９が備えられている。

次に、駆動制御部３８によって行われるスイッチング素子Ｓ＊＃のゲートの充放電処理について説明する。

まず、ゲートの充電処理について説明する。

ゲートの充電処理は、ドライブＩＣ２０の端子Ｔ１０を介して入力される操作信号ｇ＊＃がオン操作指令とされることで行われる。本実施形態では、ゲートの充電処理を定電流制御によって行う。定電流制御は、定電流用抵抗体２４の電圧降下量をその目標値（例えば１Ｖ）とすべく、充電用スイッチング素子２６のゲート電圧を操作するものである。これにより、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲートの充電電流を一定値に制御することで、スイッチング素子Ｓ＊＃がオン状態とされる場合に生じるサージ電圧を抑制する。

次に、ゲートの放電処理について説明する。

本実施形態では、ゲートの放電処理として、ゲート電荷の放電が開始されてから完了されるまでの期間の途中において、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲート電荷の放電速度を変更するアクティブゲートコントロールを行う。以下、図３を用いて本実施形態にかかるアクティブゲートコントロールについて説明する。

図３は、本実施形態にかかる放電処理の一例である。詳しくは、図３（ａ）は、操作信号ｇ＊＃の推移を示し、図３（ｂ）は、ゲート電圧Ｖｇｅの推移を示し、図３（ｃ）は、主コレクタ・主エミッタ間電圧（以下、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ）及びコレクタ電流Ｉｃの推移を示し、図３（ｄ）は、センス電圧Ｖｓｅの推移を示す。また、図３（ｅ）は、放電用スイッチング素子３０の操作状態の推移を示し、図３（ｆ）は、ＡＧＣ用スイッチング素子３２の操作状態の推移を示す。

図示される例では、操作信号ｇ＊＃がオン操作指令からオフ操作指令に切り替えられる時刻ｔ１において、充電用スイッチング素子２６がオフ状態とされてかつ、放電用スイッチング素子３０がオン状態とされる。これにより、ゲート電荷の放電が開始され、ゲート電圧Ｖｇｅの低下が開始される。

その後、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの上昇が開始されるとともに、コレクタ電流Ｉｃの低下が開始され、センス電圧Ｖｓｅが基準電圧Ｖｒｅｆを上回る時刻ｔ２において、コンパレータ４０の出力信号の論理が「Ｈ」とされる。このため、ＡＧＣ用スイッチング素子３２がオン状態とされ、定電流源３４から放電用抵抗体２８へと電流が流れ、ゲートから放電用抵抗体２８へと流れる電流が低下する。これにより、ゲート電荷の放電が妨げられ、ゲート電荷の放電速度が高速度から低速度に変更される。

なお、その後、センス電圧Ｖｓｅが基準電圧Ｖｒｅｆを下回る時刻ｔ３において、コンパレータ４０の出力信号の論理が「Ｌ」に切り替えられることで、ＡＧＣ用スイッチング素子３２がオフ状態とされる。

ちなみに、本実施形態において、放電速度の変更タイミングの把握にセンス電圧Ｖｓｅを用いるのは、スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられる場合におけるサージ電圧を抑制しつつ、スイッチング損失を低減可能な放電速度の変更タイミングと、センス電圧Ｖｓｅが基準電圧Ｖｒｅｆを下から上に跨ぐタイミングとを関係付けることが可能であるためである。ここでは、オフ操作指令に切り替えられてから放電速度の変更タイミングまでの時間が短いほど、サージ電圧の低減効果が大きくなってかつ、スイッチング損失の低減効果が小さくなる傾向にある。

また、図３（ｄ）の時刻ｔ２近傍に示すように、スイッチング素子Ｓ＊＃がオン状態からオフ状態に切り替えられる場合において、センス電圧Ｖｓｅが大きく上昇する現象（以下、持ち上がり現象）が生じる。この現象は、スイッチング素子Ｓ＊＃の主コレクタや主エミッタとゲートとの間の寄生容量等を介してセンス電圧Ｖｓｅにサージ電圧が重畳することによって生じると考えられる。

次に、駆動制御部３８によって行われる本実施形態にかかる電流フィードバック制御について説明する。

この制御は、メインダイオードＤｍ＊＃に順方向電流が流れると判断された期間において、順方向電流が流れると判断されたメインダイオードＤｍ＊＃と同一チップ上に備えられたスイッチング素子Ｓ＊＃のゲート電荷が充電されることを禁止する制御である。この制御は、メインダイオードＤｍ＊＃における電力損失の増大を回避するために行われる。以下、図４及び図５を用いて電力損失が増大するメカニズムを説明した後、図６及び図７を用いて上記電流フィードバック制御について詳述する。

図４は、先の図１に示したシステム構成のうち、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相に対応する上下アーム（メインスイッチング素子Ｓｍｕｐ，Ｓｍｕｎ，Ｓｍｖｐ，Ｓｍｖｎ、及び、メインダイオードＤｍｕｐ，Ｄｍｕｎ，Ｄｍｖｐ，Ｄｍｖｎ）、高電圧バッテリ１２及びモータジェネレータ１０からなる回路部分を示す図である。

モータジェネレータ１０に正弦波形状の電流を流す場合には通常、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎに従って高電位側のメインスイッチング素子Ｓｍｕｐ及び低電位側のメインスイッチング素子Ｓｍｕｎが相補的に駆動され、操作信号ｇｖｐ，ｇｖｎに従って高電位側のメインスイッチング素子Ｓｍｖｐ及び低電位側のメインスイッチング素子Ｓｍｖｎが相補的に駆動される。ここで、図４（ａ）に示すように、高電位側のメインスイッチング素子Ｓｍｕｐ及び低電位側のメインスイッチング素子Ｓｍｖｎがオン状態とされてかつ、高電位側のメインスイッチング素子Ｓｍｖｐ及び低電位側のメインスイッチング素子Ｓｍｕｎがオフ状態とされ、メインスイッチング素子Ｓｍｕｐからモータジェネレータ１０のコイル（Ｕ相コイル１０ｕ及びＶ相コイル１０ｖの直列接続体）を介してメインスイッチング素子Ｓｍｖｎへと電流が流れる状況であるとする。

こうした状況の後、図４（ｂ）に示すように、メインスイッチング素子Ｓｍｕｐ，Ｓｍｖｎがオフ状態に切り替えられてかつ、メインスイッチング素子Ｓｍｖｐ，Ｓｍｕｎがオン状態に切り替えられる場合、高電圧バッテリ１２からメインスイッチング素子Ｓｍｖｐ及びモータジェネレータ１０のコイルを介してメインスイッチング素子Ｓｍｕｎへと向かう方向に電流が流れる以前に、モータジェネレータ１０のコイルの誘導電流がメインダイオードＤｍｖｐに継続して流れることとなる。

ここで、図５に示すように、メインダイオードＤｍ＊＃に順方向電流Ｉｆが流れる状況下において、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲートに電圧が印加される場合、電圧が印加されない場合と比較してメインダイオードＤｍ＊＃における電圧降下量Ｖｆが大きくなる。電圧降下量Ｖｆが大きくなると、フリーホイールダイオードにおける電力損失が増大する。このため、先の図４（ｂ）において、メインダイオードＤｍｖｐにおける電力損失が増大することとなる。こうした問題を回避すべく、電流フィードバック制御を行う。

ちなみに、図４では、インバータＩＶに備えられたスイッチング素子を例にして電力損失の増大について説明したが、コンバータＣＶに備えられたスイッチング素子においても上述した問題は起こり得る。この場合、コンバータＣＶに備えられたリアクトルＬの誘導電流がフリーホイールダイオードに流れる順方向電流となる。

続いて、図６を用いて、電流フィードバック制御について詳述する。図６は、駆動制御部３８によって実行される電流フィードバック制御の手順を示す流れ図である。なお、本実施形態にかかる駆動制御部３８は、ハードウェア処理手段であるため、図６に示す処理は、実際にはロジック回路によって実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、センス電圧Ｖｓｅが負の値であるか否かを判断する。この処理は、メインダイオードＤｍ＊＃に順方向電流が流れているか否かを判断するための処理である。

ステップＳ１０において肯定判断された場合には、ステップＳ１２に進み、電流フィードバック制御として、端子Ｔ１０を介して入力された操作信号ｇ＊＃を強制的にオフ操作指令に変更する処理を行う。これにより、ゲート電荷の充電が禁止される。

一方、上記ステップＳ１０において否定判断された場合には、ステップＳ１４に進み、センス電圧Ｖｓｅの絶対値が閾値電圧Ｖｔｈ（＞０）以上であるか否かを判断する。この処理は、放電処理が次回行われる場合にアクティブゲートコントロールを行うか否かを判断するための処理である。なお、閾値電圧Ｖｔｈは、後述するステップＳ１８の処理の実行によってスイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性が低下しないとの観点から設定すればよい。

ステップＳ１４において肯定判断された場合には、ステップＳ１６に進み、放電処理が次回行われる場合におけるアクティブゲートコントロールを許可する。

一方、上記ステップＳ１４において否定判断された場合には、ステップＳ１８に進み、放電処理が次回行われる場合にアクティブゲートコントロールを行わず、放電速度を高速度とした放電処理の実行を指示する。この処理は、スイッチング損失の増大を抑制するための処理である。

つまり、上記ステップＳ１４におけるセンス電圧Ｖｓｅの絶対値が小さいほど、コレクタ電流が小さい。こうした状況下においては、スイッチング素子Ｓ＊＃の駆動状態がオン状態からオフ状態に切り替えられる場合におけるコレクタ電流の低下速度が低くなる。コレクタ電流の低下速度が低いと、スイッチング素子Ｓ＊＃がオフ状態に切り替えられる場合に生じるサージ電圧が低くなる。すなわち、スイッチング素子Ｓ＊＃の実際のコレクタ・エミッタ間電圧とその許容上限値との間の余裕代が大きくなる。こうした状況下において、放電速度を高速度に維持した状態で放電処理を行う場合、スイッチング素子Ｓ＊＃がオフ状態に切り替えられる場合におけるサージ電圧の低減効果が得られないとしても、コレクタ・エミッタ間電圧が過度に高くならないと考えられる。

なお、ステップＳ１２、Ｓ１６、Ｓ１８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図７に、Ｕ相アームからモータジェネレータ１０のコイルを介してＶ相アームへと電流が流れる状況下における電流フィードバック制御の一例を示す。詳しくは、図７（ａ）は、Ｖ相コイル１０ｖを流れる電流の推移を示し、図７（ｂ）は、Ｖ相上側アームに対応するドライブユニットＤＵに入力された操作信号ｇｖｐの推移を示し、図７（ｃ）は、Ｖ相下側アームに対応するドライブユニットＤＵに入力された操作信号ｇｖｎの推移を示し、図７（ｄ）は、Ｖ相上側アームに対応するメインダイオードＤｍｖｐの順方向電流の流通態様の推移を示し、図７（ｅ）は、Ｖ相下側アームに対応するメインスイッチング素子Ｓｍｖｎのコレクタ電流の流通態様の推移を示す。なお、図７（ａ）では、Ｕ相アームからモータジェネレータ１０のコイルを介してＶ相アームへと向かう方向に流れる電流を正と定義している。また、図７（ｂ），図７（ｃ）では、デットタイムの図示を省略している。

図示されるように、時刻ｔ１において、Ｖ相上側アームの操作信号ｇｖｐがオフ操作指令からオン操作指令に切り替えられてかつ（図７（ｂ）の破線）、Ｖ相下側アームの操作信号ｇｖｎがオン操作指令からオフ操作指令に切り替えられる。Ｖ相下側アームの操作信号ｇｖｎがオフ操作指令に切り替えられることで、メインスイッチング素子Ｓｍｖｎに流れていたコレクタ電流の流通が停止されてかつ、メインダイオードＤｍｖｐに順方向電流が流れ始めることとなる。ここで、時刻ｔ１〜ｔ２において、メインダイオードＤｍｖｐに順方向電流が流れていると判断され（先の図６のステップＳ１０において肯定判断され）、電流フィードバック制御が行われる。このため、図７（ａ）の実線にて示すように、Ｖ相上側アームの操作信号ｇｖｐが強制的にオフ操作指令に変更される。

なお、時刻ｔ３〜ｔ４においても、同様に電流フィードバック制御が行われ、操作信号ｇｖｐが強制的にオフ操作指令に変更される。

ところで、コンパレータ４０の非反転入力端子につながる電気経路にノイズが混入すること等に起因して、ＡＮＤ回路４４の出力信号の論理が誤って「Ｈ」とされ、ＡＧＣ用スイッチング素子３２が誤ってオン状態とされることも考えられる。ここで、電流フィードバック制御が実行される期間においてＡＧＣ用スイッチング素子３２が誤ってオン状態とされると、定電流源３４によってスイッチング素子Ｓ＊＃のゲートが充電されることで、スイッチング素子Ｓ＊＃が誤ってオン状態とされることがある。この場合、フリーホイールダイオードＤ＊＃における電圧降下量が増大し、フリーホイールダイオードＤ＊＃における電力損失が増大するおそれがある。そしてこれにより、スイッチング素子Ｓ＊＃の発熱量が増大し、スイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性が低下するおそれがある。

こうした問題に対処すべく、本実施形態では、電流フィードバック制御が実行される期間において、この制御が実行されるドライブユニットＤＵが備える駆動制御部３８からＡＮＤ回路４４に出力される無効化信号Ｓｉｎｖの論理を「Ｌ」とする無効化処理を行う。これにより、電流フィードバック制御が実行される期間においてＡＧＣ用スイッチング素子３２がオン状態とされることを禁止し、スイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性が低下する事態の回避を図る。

図８に、駆動制御部３８によって実行される本実施形態にかかる無効化処理の手順を示す。なお、図８に示す処理は、実際にはロジック回路によって実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、電流フィードバック制御が実行されているか否かを判断する。

ステップＳ２０において肯定判断された場合には、ステップＳ２２に進み、無効化信号Ｓｉｎｖの論理を「Ｌ」とする無効化処理を行う。

一方、上記ステップＳ２０において否定判断された場合には、ステップＳ２４に進み、無効化信号Ｓｉｎｖの論理を「Ｈ」とする。

なお、ステップＳ２２、Ｓ２４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図９に、Ｖ相アームに対する無効化処理の一例を示す。詳しくは、図９（ａ）〜図９（ｃ）は、先の図７（ａ）〜図７（ｃ）に対応しており、図９（ｄ）は、Ｖ相上側アームに対応する無効化信号Ｓｉｎｖの推移を示し、図９（ｅ）は、Ｖ相下側アームに対応する無効化信号Ｓｉｎｖの推移を示す。なお、図９（ａ）において、閾値電流Ｉｔｈ（＞０）とは、センス電圧Ｖｓｅの絶対値が閾値電圧Ｖｔｈとなる場合における上記順方向電流のことである。

図示される例において、時刻ｔ１〜ｔ３では、Ｕ相アームからモータジェネレータ１０を介してＶ相アームへと電流が流れる状況、又はＵ，Ｖ相アームからモータジェネレータ１０を介してＷ相アームへと電流が流れる状況を示している。詳しくは、時刻ｔ１〜ｔ２において、Ｖ相下側アームの操作信号ｇｖｐが断続的にオフ操作指令とされる期間にＶ相上側アームに対して電流フィードバック制御が行われるとともに、無効化信号Ｓｉｎｖの論理が「Ｌ」とされる無効化処理が行われる。

なお、時刻ｔ１〜ｔ２においては、下側アームに対応する駆動制御部３８によってセンス電圧Ｖｓｅが正の値であってかつセンス電圧Ｖｓｅの絶対値が閾値電圧Ｖｔｈ以上になると判断される。このため、下側アームに対応する駆動制御部３８による放電処理においてアクティブゲートコントロールが行われる。また、時刻ｔ２から電流の流通方向が切り替わる時刻ｔ３までの期間、及び時刻ｔ３〜ｔ４までの期間においては、上記センス電圧Ｖｓｅの絶対値が閾値電圧Ｖｔｈ未満になると判断される。このため、アクティブゲートコントロールを行うことなく放電速度を高速度とした放電処理が行われる。

その後、時刻ｔ４〜ｔ５において、Ｖ相上側アームの操作信号ｇｖｎが断続的にオフ操作指令とされる期間にＶ相下側アームに対して電流フィードバック制御が行われるとともに、無効化処理が行われることとなる。

ちなみに、本実施形態では、高電位側のスイッチング素子Ｓｖｐ及び低電位側のスイッチング素子Ｓｖｎのうち一方から他方へと電流フィードバック制御の対象が切り替えられる状況において、高電位側のスイッチング素子Ｓｖｐ及び低電位側のスイッチング素子Ｓｖｎを交互にオンオフ操作させる期間（時刻ｔ２〜ｔ４）を設けている。これは、上記電流フィードバック制御の対象が切り替えられる場合に、スイッチング速度のばらつきに起因してこれらスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの双方がオフ状態とされる期間が過度に長くなる事態が発生し、モータジェネレータ１０の制御性が低下することを回避するためである。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）電流フィードバック制御が実行される期間において、この制御が実行されるドライブユニットＤＵ内の無効化信号Ｓｉｎｖの論理を「Ｌ」とする無効化処理を行った。このため、電流フィードバック制御が実行される期間において、ＡＧＣ用スイッチング素子３２が誤ってオン状態とされてスイッチング素子Ｓ＊＃がオン状態とされることを回避できる。これにより、フリーホイールダイオードにおける電力損失の増大を回避することができ、ひいてはスイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性の低下を回避することができる。

（２）センス電圧Ｖｓｅが負の値であると判断される期間をメインダイオードＤｍ＊＃に順方向電流が流れる期間であると判断した。これにより、順方向電流が流れていることを適切に判断できる。

（３）センス電圧Ｖｓｅが正の値であってかつセンス電圧Ｖｓｅの絶対値が閾値電圧Ｖｔｈ未満であると判断された場合、放電処理が次回行われる場合にアクティブゲートコントロールを行わず、放電速度を高速度として放電処理を行った。これにより、スイッチング速度を高くすることができ、スイッチング損失の増大を抑制することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの構成を示す。なお、図１０において、先の図２の部材と同一の部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、端子Ｔｂと端子Ｔａとを接続する電気経路には、端子Ｔｂ側から順に、コンデンサ４６、ツェナーダイオード４８、コンデンサ５０及びスイッチ５２が備えられている。詳しくは、ツェナーダイオード４８のアノードは、コンデンサ５０に接続され、カソードは、コンデンサ４６に接続されている。なお、上記電気経路の両端のうち端子Ｔｂ側「Ｎ」が電荷の供給源に相当する。

スイッチ５２は、駆動制御部３８によってオンオフ操作される。なお、スイッチ５２は、電流フィードバック制御が実行される期間以外の期間においてオン状態とされる。

次に、本実施形態にかかる放電処理、及びこの処理が行われる場合におけるアクティブゲートコントロールについて説明する。

本実施形態では、放電処理として、操作信号ｇ＊＃がオフ操作指令であると判断される期間において、放電用スイッチング素子３０をオン状態とする処理を行う。

これにより、その後、先の図３（ｃ）に示したように、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの上昇が開始される。この電圧の上昇により、コンデンサ４６、ツェナーダイオード４８及びコンデンサ５０を介してスイッチング素子Ｓ＊＃の主コレクタ側から放電用抵抗体２８へと電流が流れ、ゲートから放電用抵抗体２８へと流れる電流が低下する。このため、ゲート電荷の放電が妨げられ、ゲート電荷の放電速度が高速度から低速度に変更される。

ちなみに、ツェナーダイオード４８のブレークダウン電圧の設定によって、放電速度を高速度から低速度に変更するタイミングが定まる。詳しくは、上記ブレークダウン電圧が高く設定されるほど、操作信号ｇ＊＃がオフ操作指令に切り替えられてから放電速度が変更されるまでの時間が長くなり、サージ電圧の低減効果が小さくなる傾向にある。

続いて、本実施形態にかかる無効化処理について説明する。

本実施形態では、無効化処理として、電流フィードバック制御が実行される期間において、スイッチ５２をオフ状態とする処理を行う。こうした処理によれば、例えば、スイッチング素子Ｓ＊＃の主エミッタ側に接続される電気経路に何らかの理由でノイズが混入し、コンデンサ４６、ツェナーダイオード４８及びコンデンサ５０を備える電気経路を介して上記ノイズがゲートに伝達されることでスイッチング素子Ｓ＊＃が誤ってオン状態とされることを回避できる。

このように、本実施形態では、上記態様の無効化処理を行うことによっても、電流フィードバック制御が実行される期間においてスイッチング素子Ｓ＊＃が誤ってオン状態とされることを回避できる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの構成を示す。なお、図１１において、先の図２の部材と同一の部材については、便宜上同一の符号を付している。また、図１１では、センス電圧Ｖｓｅと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するための回路（コンパレータ４０及び電源４２）が駆動制御部３８に備えられているものとする。

図示されるように、定電圧電源２２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（第１の充電用スイッチング素子５４ａ）を介して、ドライブＩＣ２０の端子Ｔ１１に接続されている。端子Ｔ１１は、第１の充電用抵抗体５６ａを介して端子Ｔａに接続されている。また、定電圧電源２２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（第２の充電用スイッチング素子５４ｂ）を介して、ドライブＩＣ２０の端子Ｔ１２に接続され、端子Ｔ１２は、第２の充電用抵抗体５６ｂを介して端子Ｔａに接続されている。

上記端子Ｔａは、第1の放電用抵抗体５８ａを介してドライブＩＣ２０の端子Ｔ１３に接続されており、端子Ｔ１３は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（第1の放電用スイッチング素子６０ａ）を介して端子Ｔ５に接続されている。また、端子Ｔａは、第２の放電用抵抗体５８ｂを介してドライブＩＣ２０の端子Ｔ１４に接続されており、端子Ｔ１４は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（第２の放電用スイッチング素子６０ｂ）を介して端子Ｔ５に接続されている。

ちなみに、第１の充電用抵抗体５６ａ及び第２の充電用抵抗体５６ｂの抵抗値は、互いに同一であってもよいし、相違していてもよい。また、第1の放電用抵抗体５８ａ及び第２の放電用抵抗体５８ｂの抵抗値も、互いに同一であってもよいし、相違していてもよい。

次に、本実施形態にかかるゲートの充放電処理について説明する。

まず、ゲートの放電処理について説明すると、操作信号ｇ＊＃がオフ操作指令に切り替えられることで、第１の放電用スイッチング素子６０ａ及び第２の放電用スイッチング素子６０ｂの双方をオン状態とさせ、ゲート電荷の放電速度を高速度とする。その後、センス電圧Ｖｓｅが基準電圧Ｖｒｅｆを超えるタイミングにおいて、これらスイッチング素子６０ａ，６０ｂのうちいずれかをオフ状態とさせ、ゲート電荷の放電速度を低速度に変更する。なお、ゲートの放電処理が行われる期間において、第１，第２の充電用スイッチング素子５４ａ，５４ｂの双方はオフ状態とされる。

一方、ゲートの充電処理について説明すると、操作信号ｇ＊＃がオン操作指令に切り替えられることで、第１の充電用スイッチング素子５４ａ及び第２の充電用スイッチング素子５４ｂのうちいずれかをオン状態とさせ、ゲート電荷の充電速度を低速度とする。その後、これらスイッチング素子５４ａ，５４ｂの双方をオン状態とさせ、ゲート電荷の充電速度を高速度に変更する。なお、ゲートの充電処理が行われる期間において、第１，第２の放電用スイッチング素子６０ａ，６０ｂの双方はオフ状態とされる。

なお、ゲート電荷の充電速度の変更タイミングは、センス電圧Ｖｓｅに基づき把握される。この変更タイミングは、スイッチング素子Ｓ＊＃がオフ状態からオン状態に切り替えられる場合に生じるサージ電圧及びスイッチング損失を低減可能な上記変更タイミングをセンス電圧Ｖｓｅと関係付けることで定められる。ここでは、オン操作指令に切り替えられてから充電速度の変更タイミングまでの時間が長いほど、サージ電圧の低減効果が大きくなってかつ、スイッチング損失の低減効果が小さくなる傾向にある。

次に、図１２を用いて、駆動制御部３８によって実行される本実施形態にかかる電流フィードバック制御について説明する。なお、図１２に示す処理は、実際にはロジック回路によって実行される。

この一連の処理では、ステップＳ１０において肯定判断された場合には、ステップＳ２６に進み、センス電圧Ｖｓｅの絶対値が上記閾値電圧Ｖｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、電流フィードバック制御を行う状況であるか否かを判断するための処理である。また、本ステップの処理は、対向アーム側のドライブユニットＤＵにおいて、充電処理が次回行われる場合にアクティブゲートコントロールを許可するか否かを判断するための処理である。なお、本実施形態では、電流フィードバック制御を行う状況であるか否かを判断するための閾値と、アクティブゲートコントロールを許可するか否かを判断するための閾値とを共通化している。

ステップＳ２６において肯定判断された場合には、ステップＳ１２を介してステップＳ２８に進む。ステップＳ２８では、対向アーム側のドライブユニットＤＵにおいて充電処理が次回行われる場合にアクティブゲートコントロールを許可する旨の情報を、インターフェースＩＦを介して対向アーム側のドライブユニットＤＵに伝達する処理を行う。なお、この処理とともに、センス電圧Ｖｓｅの情報も併せて伝達する。これにより、対向アーム側の駆動制御部３８において、伝達されたセンス電圧Ｖｓｅに基づく充電処理時のアクティブゲートコントロールが可能となる。

一方、上記ステップＳ２６において否定判断された場合には、ステップＳ３０に進み、対向アーム側のドライブユニットＤＵにおいて充電処理が次回行われる場合にアクティブゲートコントロールを行わず、充電速度を高速度とした充電処理を対向アーム側のドライブユニットＤＵに指示する処理を行う。この処理は、ステップＳ１８の処理と同様に、スイッチング損失の増大を抑制するための処理である。

つまり、センス電圧Ｖｓｅが負の値であってかつ、センス電圧Ｖｓｅの絶対値が小さいほど、対向アームのスイッチング素子Ｓ＊＃が次回オン状態とされた場合に流れるコレクタ電流が小さくなる。こうした状況下においては、スイッチング素子Ｓ＊＃がオフ状態からオン状態に切り替えられる場合におけるコレクタ電流の上昇速度が低くなる。コレクタ電流の上昇速度が低いと、スイッチング素子Ｓ＊＃がオン状態に切り替えられる場合に生じるサージ電圧が低くなる。すなわち、スイッチング素子Ｓ＊＃の実際のコレクタ・エミッタ間電圧と上記許容上限値との間の余裕代が大きくなる。こうした状況下において、放電速度を高速度に維持した状態で充電処理を行う場合、スイッチング素子Ｓ＊＃がオン状態に切り替えられる場合におけるサージ電圧の低減効果が得られないとしても、コレクタ・エミッタ間電圧が過度に高くならないと考えられる。

なお、ステップＳ１６、Ｓ１８、Ｓ２８、Ｓ３０の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

続いて、本実施形態にかかる無効化処理について説明する。

本実施形態では、無効化処理として、電流フィードバック制御が実行される期間において、駆動制御部３８から第１，第２の充電用スイッチング素子５４ａ，５４ｂのゲートに対する出力信号の伝達を無効化処理部３８ａにて遮断する処理を行う。こうした処理によれば、例えば、センス電圧Ｖｓｅにノイズが混入することで第１の充電用スイッチング素子５４ａ及び第２の充電用スイッチング素子５４ｂのうち少なくとも一方が電流フィードバック制御の実行期間にオン状態とされ、スイッチング素子Ｓ＊＃が誤ってオン状態とされることを回避できる。

このように、本実施形態では、上記態様の無効化処理を行うことによっても、電流フィードバック制御期間においてスイッチング素子Ｓ＊＃が誤ってオン状態とされることを回避できる。

また、本実施形態では、互いに直列接続された高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐ及び低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎのうち一方のセンス電圧が負の値となる場合に、このセンス電圧Ｖｓｅの情報を対向アーム側に伝達した。そして、対向アーム側において、伝達されたセンス電圧に基づき充電処理時のアクティブコントロールを行った。こうした構成によれば、充電処理の開始に際し、スイッチング素子Ｓ＊＃がオン状態に切り替えられる状況下においてこのスイッチング素子Ｓ＊＃に流れるコレクタ電流を予測することができる。これにより、充電処理時におけるアクティブゲートコントロールを適切に行うことができ、サージ電圧及びスイッチング損失の低減効果を高めることができる。

さらに、本実施形態では、負の値となるセンス電圧Ｖｓｅに基づき、対向アーム側において充電処理が次回行われる場合にアクティブゲートコントロールを行わず、充電速度を高速度とした充電処理を行った。これにより、スイッチング損失の増大を好適に抑制することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態では、電流フィードバック制御の実行主体を駆動制御部３８としたがこれに限らない。例えば、制御装置１４を実行主体としてもよい。この場合、電流センサ１７ａ，１７ｂの出力値から算出される相電流に基づき電流フィードバック制御を行えばよい。具体的には、各スイッチング素子Ｓ＊＃の操作状態と、上記相電流とに基づきメインダイオードＤｍ＊＃に順方向電流が流れるか否かを判断する。そして、順方向電流が流れると判断された場合、順方向電流が流れると判断されたメインダイオードＤｍ＊＃に対応するスイッチング素子Ｓ＊＃に対する操作信号ｇ＊＃を制御装置１４において強制的にオフ操作指令に変更する処理を行う。

・先の図１２のステップＳ２６において、センス電圧Ｖｓｅに代えて、メインダイオードＤｍ＊＃に流れる順方向電流（モータジェネレータ１０のコイルを流れる電流）の絶対値が閾値電流Ｉｔｈ以上であるか否かを判断する処理を行ってもよい。ここで、上記順方向電流の絶対値は、センス電圧Ｖｓｅの絶対値が大きいほど大きく算出される。

・ゲート電荷の移動速度（放電速度、充電速度）の変更タイミングを把握する手法としては、上記第１，第３の実施形態に例示したものに限らない。例えば、センス電圧Ｖｓｅの上昇速度を用いて把握してもよい。具体的には例えば、上記第１の実施形態において、オフ操作指令に切り替えられた後、センス電圧Ｖｓｅの上昇速度が規定速度を超えるタイミングを上記変更タイミングとして把握してもよい。

また、上記変更タイミングを把握する手法としては、センス電圧Ｖｓｅを用いた手法に限らない。例えば、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅに基づき上記変更タイミングを把握する手法を採用してもよい。この場合、具体的には例えば、上記第１の実施形態において、オフ操作指令に切り替えられた後、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが所定電圧を上回るタイミングを上記変更タイミングとして把握すればよい。

さらに、例えば、ゲート電圧又はオフ操作指令を用いて上記変更タイミングを把握する手法を採用してもよい。この場合、具体的には例えば、ゲートの放電処理によってゲート電圧Ｖｇｅの低下が開始されるタイミング又はオフ操作指令が入力されるタイミング（先の図３の時刻ｔ１）から規定時間経過後のタイミングを上記変更タイミングとして把握する手法を採用すればよい。この手法は、ゲート電圧Ｖｇｅの低下が開始されてからコレクタ電流Ｉｃが低下し始めるまでの時間を予め実験等によって把握可能なことに基づくものである。

・放電速度の変更手法としては、上記第１の実施形態に例示したものに限らない。例えば、放電速度を高速度としたい放電処理の初期において、スイッチング素子Ｓ＊＃のゲートと主エミッタとを接続する代わりに、ゲートを主エミッタよりも低電位となる箇所に接続し、その後、ゲートを主エミッタに接続することによって放電速度を変更してもよい。

・上記第１の実施形態において、高電圧バッテリ１２とインバータＩＶとの間にコンバータＣＶを介在させないシステムを採用してもよい。この場合、高電圧バッテリ１２が直流電源となる。

・上記各実施形態では、センス端子Ｔｓがセンス抵抗３６を介してスイッチング素子Ｓ＊＃の主エミッタに接続される回路構成を採用したがこれに限らない。例えば、主エミッタに代えて、主エミッタと同じ電位を有する部材（例えば電源）に接続してもよい。この場合、この電源の電位は、実際の主エミッタの電位に応じて可変設定されることとなる。

・逆導通スイッチング素子としては、ＲＣ−ＩＧＢＴに限らず、ゲートに電圧が印加されることでフリーホイールダイオードにおける電圧降下量が増大するものであれば、他の逆導通スイッチング素子であってもよい。

・本願発明の適用対象としては、車両に搭載される電力変換回路（インバータＩＶ及びコンバータＣＶ）に限らない。また、本願発明の適用対象としては、電力変換回路に限らない。

１０ｕ…Ｕ相コイル、１０ｖ…Ｖ相コイル、１０ｗ…Ｗ相コイル、Ｌ…リアクトル、Ｓｍ＊＃…メインスイッチング素子、Ｓｔ＊＃…センススイッチング素子、Ｄｍ＊＃…メインダイオード、Ｄｔ＊＃…センスダイオード。

Claims (6)

1. 電圧制御形のスイッチング素子（Ｓｍ＊＃，Ｓｔ＊＃）及びこれに逆並列に接続されたフリーホイールダイオード（Ｄｍ＊＃，Ｄｔ＊＃）を同一チップ上に備えてかつ、インダクタ（１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ，Ｌ）に接続された逆導通スイッチング素子（Ｓ＊＃）を駆動対象スイッチング素子とする逆導通スイッチング素子の駆動装置において、
   前記駆動対象スイッチング素子は、前記フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる状況下において、前記駆動対象スイッチング素子の導通制御端子に電圧が印加される場合、前記導通制御端子に電圧が印加されない場合と比較して前記フリーホイールダイオードにおける電圧降下量が増大するものであり、
   オン操作指令又はオフ操作指令に基づき、前記導通制御端子の電荷の移動処理を行うことで前記駆動対象スイッチング素子をオン状態又はオフ状態とさせる駆動制御手段と、
   前記導通制御端子の電荷の移動が開始されてから完了されるまでの期間の途中において、前記電荷の移動速度を変更させるアクティブゲート制御手段と、
   前記フリーホイールダイオードに順方向電流が流れるか否かを判断する判断手段と、
   前記判断手段によって前記順方向電流が流れると判断される期間において、該順方向電流が流れると判断された前記フリーホイールダイオードに対応する前記導通制御端子に前記電荷が充電されることを禁止する禁止手段と、
   前記禁止手段によって前記電荷の充電が禁止される期間において、前記アクティブゲート制御手段による前記移動速度の変更を無効とする無効化手段とを備えることを特徴とする逆導通スイッチング素子の駆動装置。
2. 前記アクティブゲート制御手段は、前記移動速度を変更させるための電荷の供給源（３４，Ｎ，２２）と前記導通制御端子とを接続する電気経路を備え、
   前記電気経路には、該電気経路を開閉する開閉手段（３２，５２，５４ａ，５４ｂ）が備えられ、
   前記無効化手段は、前記開閉手段が閉状態とされることを禁止することで前記移動速度の変更を無効とすることを特徴とする請求項１記載の逆導通スイッチング素子の駆動装置。
3. 前記駆動対象スイッチング素子には、該駆動対象スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子（Ｔｓ）が備えられ、
   前記センス端子は、センス抵抗（３６）を介して前記駆動対象スイッチング素子の出力端子又は該出力端子の電位と同じ電位を有する部材に接続され、
   前記センス抵抗の両端の電位差であるセンス電圧について、前記センス抵抗の両端のうち前記センス端子側の電位が前記出力端子の電位よりも高い場合の前記センス電圧を正と定義し、
   前記電気経路は、前記電荷の供給源としての電源（３４，２２）と、前記導通制御端子とを接続するものであり、
   前記アクティブゲート制御手段は、前記センス電圧が正の値になる場合の該センス電圧に基づき、前記開閉手段（３２，５４ａ，５４ｂ）を開閉操作することで前記移動速度を変更させることを特徴とする請求項２記載の逆導通スイッチング素子の駆動装置。
4. 前記駆動対象スイッチング素子は、直流電源（ＣＶ，１２）の正極側に接続された高電位側スイッチング素子（Ｓ＊ｐ）と、前記直流電源の負極側に接続された低電位側スイッチング素子（Ｓ＊ｎ）とであり、
   前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子は直列接続され、
   前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の直列接続体の接続点には、前記インダクタが接続され、
   前記アクティブゲート制御手段は、前記電荷の充電が開始されてから完了されるまでの期間の途中において、前記電荷の充電速度を低速度から高速度に変更させ、
   前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子のうち一方に対応する前記センス電圧が負の値であってかつ該センス電圧の絶対値が閾値以上であることに基づき、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子のうち他方において前記電荷が次回充電される場合に前記充電速度の変更を許可する許可手段を更に備えることを特徴とする請求項３記載の逆導通スイッチング素子の駆動装置。
5. 前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子のうち一方に対応する前記センス電圧が負の値であってかつ該センス電圧の絶対値が前記閾値未満であることに基づき、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子のうち他方において前記電荷が次回充電される場合に前記アクティブゲート制御手段による前記充電速度の変更を行わず、前記充電速度を前記高速度として前記電荷の充電処理を行う手段を更に備えることを特徴とする請求項４記載の逆導通スイッチング素子の駆動装置。
6. 前記駆動対象スイッチング素子には、該駆動対象スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子（Ｔｓ）が備えられ、
   前記センス端子は、センス抵抗（３６）を介して前記駆動対象スイッチング素子の出力端子又は該出力端子の電位と同じ電位を有する部材に接続され、
   前記センス抵抗の両端の電位差であるセンス電圧について、前記センス抵抗の両端のうち前記センス端子側の電位が前記出力端子の電位よりも低い場合の前記センス電圧を負と定義し、
   前記判断手段は、前記センス電圧が負の値であることに基づき、前記順方向電流が流れると判断することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の逆導通スイッチング素子の駆動装置。

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