CN102655367A - 功率模块 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种功率模块，在利用电阻检测感应电流的情况下，在使用电流镜电路检测感应电流的情况下，都不引起误检测或电流检测精度的下降。电流检测电路（C3）具有发射极连接到IGBT（1）的电流感应元件（ST）的感应发射极的晶体管（Q5）和一端与晶体管（Q5）的集电极连接且另一端与共用连接部（BP）连接的电流检测电阻（SR）、并且将晶体管（Q5）的基极连接到GND，将利用电流检测电阻（SR）产生的以共用连接部（BP）为基准的电位差作为电流检测电压（Vs）进行检测，与预定的阈值电压进行比较，根据两者的大小关系判定过电流是否流过IGBT（1）。

Description

功率模块
技术领域
本发明涉及产业、民生设备的马达控制等所使用的功率模块。
背景技术
在IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)或者功率MOSFET(Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)等功率用开关半导体装置中，为了检测过电流，采用如下方式：由流过主电流的主元件和以流过主电流的一部分的方式构成的电流感应元件构成功率用开关半导体装置，将从电流感应元件的输出端子(感应发射极)输出的感应电流利用电阻(电流检测电阻)转换为电压并作为检测电压，将检测电压与预定的基准电压进行比较，由此，判定检测电压是正常还是异常(过电流水平（overcurrent level）)。
此处，电流感应元件具有如下结构：集电极(漏极)与主元件共用，并且，以与主元件的发射极(源极)的面积成预定的面积比的方式设定发射极(源极)的面积，使得流过的感应电流与主电流为一定的分流比。
例如，在电流感应元件与主元件的发射极面积比为1/10000的情况下，在电流感应元件中流过主元件的1/10000的电流，能够以电阻值较小的电阻进行电流检测。
此处，当将电流检测电阻连接到电流感应元件时，施加到主元件和电流感应元件的栅极的电压产生差异，电流分流比发生变动。关于该分流比，在电流检测电阻较大的情况下，变动变大，所以，需要以较小的电阻值进行检测。
但是，当以较小的电阻值进行检测时，用于过电流判定的阈值电压(基准电压)变小， 成为误动作(误检测)的因素。
在专利文献1的图1中公开了如下结构：不是直接用电阻对感应电流进行检测而是以由N沟道MOS晶体管构成的电流镜电路接受感应电流，以与电流镜电路的电源(电压V3)连接的电流检测电阻(电阻R1)将由电流镜电路得到的镜像电流(电流I4)转换为电压并且作为检测电压(电压V1)。
在该结构中，检测电压V1成为V1=V3－(I4×R1)，检测电压V1依赖于电源的电压V3，所以，检测电压V1由于电压V3的变动而发生变动，存在电流检测精度下降的可能性。
在专利文献2(图1、图2)中也产生同样的问题，在专利文献2中将接受感应电流并生成镜像电流的电流镜电路和生成基准电流作为镜像电流的电流镜电路组合，利用感应电流的镜像电流和基准电流的大小关系，判断有无过电流。在该情况下，如果电流镜电路的电源电压发生变动，则镜像电流也发生变动，所以，存在电流检测精度下降的可能性。
[专利文献1]：日本特开平10-322185号公报。
[专利文献2]：日本特开平1-193909号公报。
如以上说明的那样，在功率用开关半导体装置的过电流检测用的以往的结构中，在利用电阻检测感应电流的情况下，存在当增大电流检测电阻时变动变大、当使电流检测电阻减少时容易引起误检测这样的问题，此外，在使用电流镜电路检测感应电流的情况下，存在受到电源的变动的影响而使电流检测精度下降这样的问题。
发明内容
本发明是为了解决上述问题而提出的，其目的在于提供一种功率模块，在利用电阻检测感应电流的情况下、在使用电流镜电路检测感应电流的情况下，都不引起误检测或电流检测精度的下降。
本发明提供一种功率模块，具有：功率用开关半导体装置，具有流过主电流的主元件和以流过所述主电流的一部分的方式构成的电流感应元件，从所述电流感应元件的输出端子输出感应电流；电流检测电路，具有第一主电极与所述电流感应元件的所述输出端子连接的第一晶体管和一端与所述第一晶体管的第二主电极连接且另一端与共用连接部连接的电流检测电阻，所述第一晶体管的控制电极连接到第一基准电位；过电流判定电路，将由所述电流检测电阻产生的以所述共用连接部为基准的电位差作为电流检测电压进行检测，与预定的阈值电压进行比较，根据两者的大小关系，判定在所述功率用开关半导体装置中是否流过过电流；驱动电路，生成提供给所述功率用开关半导体装置的控制电极的控制信号。
根据本发明的功率模块，在功率用开关半导体装置的导通电压较低的情况下，当将电流检测电阻连接到电流感应元件时，施加到主元件和电流感应元件的控制电极的电压产生差异，电流分流比发生变动。其结果是，不能够得到正确的感应电流，但是，在电流感应元件的输出端子上连接有第一晶体管，所以，电流感应元件的输出端子的电压变动被第一晶体管的导通电阻抑制为例如0.7V左右。其结果是，施加到主元件和电流感应元件的控制电极的电压的电压差被抑制为0.7V左右并稳定，感应电流的检测精度提高。施加到主元件和电流感应元件的控制电极的电压的电压差被抑制为0.7V左右，所以，不需要考虑在主元件和电流感应元件中电流分流比发生变动，能够任意地设定电流检测电阻的电阻值，所以，能够通过使电流检测电阻的电阻值增大来防止误检测。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的功率模块的结构的电路图。
图2是设定了本发明的实施方式1的功率模块的仿真条件的图。
图3是示出本发明的实施方式1的功率模块的仿真结果的图。
图4是示出本发明的实施方式2的功率模块的结构的电路图。
图5是设定了本发明的实施方式2的功率模块的仿真条件的图。
图6是示出本发明的实施方式2的功率模块的仿真结果的图。
图7是示出本发明的实施方式1的变形例1的结构的图。
图8是示出本发明的实施方式1的变形例1的结构的图。
图9是示出本发明的实施方式1的变形例2的结构的图。
图10是示出本发明的实施方式1的变形例2的结构的图。
图11是示出本发明的实施方式1的变形例2的结构的图。
图12是示出本发明的实施方式1的变形例2的结构的图。
图13是示出RC-IGBT的结构的剖视图。
具体实施方式
以下，作为功率用开关半导体装置，举出IGBT为例进行说明，但是，MOSFET或双极晶体管等其他功率用开关半导体装置也能够应用本发明。此外，将功率用开关半导体装置的导电型假定为N沟道型进行说明，但是，当然也可以是P沟道型。
<实施方式1>
<装置结构>
图1是示出本发明的实施方式1的功率模块100的结构的电路图。如图1所示，在功率模块100中具有通过对供给到IGBT1的栅极-发射极间的电压(栅极电压)进行控制从而将IGBT1驱动为导通状态或者截止状态的驱动控制电路10。
驱动控制电路10具有：将直流电源V1作为驱动电源的驱动电路C1；过电流判定电路C2；电流检测电路C3。
在IGBT1中，在集电极C与发射极E间反向并联连接有续流二极管2。在续流二极管2中，当IGBT1为截止状态时，流过来自主电路的回流电流。
在图1所示的功率模块100中，对IGBT1的集电极C提供主电源电位VCC，发射极E接地而被提供接地电位GND(第一基准电位)。并且，驱动电路C1的驱动器DR的输出作为控制信号提供到IGBT1的栅极G。
驱动器DR将直流电源V1作为驱动电源，直流电源V1的负电极与驱动控制电路10的共用连接部BP连接，提供驱动控制电路10的基准电位，驱动器DR的两个输入部分别与直流电源V1的正电极以及共用连接部BP连接。
关于IGBT1，为了检测过电流，成为如下结构：具有流过主电流的主元件和以流过主电流的一部分的方式构成的电流感应元件，从电流感应元件的输出端子(感应发射极)输出感应电流。
在电流感应元件中，集电极(漏极)与主元件共用，并且，以与主元件的发射极(源极)的面积成预定的面积比的方式设定发射极(源极)的面积，使得流过的感应电流与主电流为一定的分流比。
电流检测电路C3具有：发射极与IGBT1的感应发射极SE连接且基极接地的PNP晶体管Q5；一端与PNP晶体管Q5的集电极连接且另一端与共用连接部BP连接的电流检测电阻SR。并且，将由电流检测电阻SR产生的以共用连接部BP为基准的电位差作为电流检测电压Vs。
过电流判定电路C2具有将共用连接部BP的电位作为基准电位并根据电源电位Vc进行动作的比较器CP，比较器CP的一个输入连接到PNP晶体管Q5的集电极和电流检测电阻SR的一端的连接节点ND，比较器CP的一个输入与供给任意的阈值电压的直流电源V3的正电极连接，直流电源V3的负电极与共用连接部BP连接。
并且，在比较器CP中，进行电流检测电压Vs和阈值电压的比较，根据两者的大小关系，判定在IGBT1中是否流过过电流，其结果被提供给驱动电路C1并被用于驱动器DR的控制。并且，在电流检测电压Vs表示过电流水平的情况下，进行使IGBT1截止等的控制，但是，与本发明的关系不大，所以，省略进一步的说明。
此外，驱动电路C1中所包含的直流电源V2的正电极接地，负电极与共用连接部BP连接。并且，直流电源V2的正电极与IGBT1的发射极E都接地。并且，也能够使用P沟道MOSFET晶体管代替PNP晶体管Q5。在该情况下，IGBT1以外的晶体管也由MOSFET构成。
<装置动作>
然后，对功率模块100的电流检测动作进行说明。在功率模块100中，驱动控制电路10具有独自的共用连接部BP，从直流电源V2对其施加负偏压，由此，作为驱动电路基准电位(第二基准电位)。并且，直流电源V1将驱动电路基准电位作为基准对驱动器DR进行驱动，所以，对IGBT1的栅极施加正偏压以及负偏压作为控制信号。并且，直流电源V2设定负电位，所以，有时也称为电位设定单元。
在图3中示出这样对IGBT1的栅极施加正偏压以及负偏压的情况下的功率模块100的电流检测动作的仿真结果。并且，图2是特别指定用于进行该仿真的电流检测电路C3以及驱动电路C1的结构要素并设定了仿真条件的图。并且，在图2中，对与图1相同的结构标注相同的附图标记，省略重复的说明。
在图2中，IGBT1被分为主元件MT和电流感应元件ST，将主元件MT的栅极-发射极间电压(栅极电压)表示为Vge、将集电极-发射极间电压表示为Vce。此外，将流过IGBT1整体的电流表示为主电流Ic，将流过电流感应元件ST的电流表示为感应电流Is。此外，将流过PNP晶体管Q5的电流表示为电流Ie。
在驱动电路C1中，驱动器DR具有：NPN晶体管Q1，集电极与直流电源V1的正电极连接，并且，发射极经由电阻R1与电流感应元件ST的栅极连接；PNP晶体管Q2，集电极与共用连接部BP连接，并且，发射极经由电阻R2与电流感应元件ST的栅极连接；脉冲信号源VP，对NPN晶体管Q1以及PNP晶体管Q2的基极提供从0V到 20V的高度的脉冲信号。脉冲信号源VP与共用连接部BP连接，将驱动电路基准电位作为基准。并且，电阻R1是对IGBT1的导通时的开关速度进行设定的电阻，电阻R2是对IGBT1的截止时的开关速度进行设定的电阻。
此外，直流电源V1是产生20V作为电位B的电源，直流电源V2是产生－5V作为电位A的电源。此外，主电源电位VCC设定为200V。
此外，IGBT1的集电极和主电源PW的正电极之间的负载的电感L1被设定为500μH，电流检测电阻SR的电阻值被设定为12Ω。
关于以图2所示的仿真条件进行的仿真的结果，在图3的(a)部示出栅极电压Vge的波形，在图3的(b)部示出集电极-发射极间电压Vce以及主电流Ic的波形，在图3的(c)部示出感应电流Is的波形，在图3的(d)部示出流过PNP晶体管Q5的电流Ie的波形，在图3的(e)部示出电流检测电压Vs的波形。
IGBT1根据图3的(a)部所示的脉冲信号即栅极电压Vge的上升沿以及下降沿进行导通、截止，IGBT1导通，由此，如图3的(b)部所示，流过主电流Ic，同时，如图3的(c)部所示，流过感应电流Is。与该感应电流Is同样地，如图3的(d)部所示，在PNP晶体管Q5中流过电流Ie，与此对应地，如图3的(e)部所示，得到电流检测电压Vs。
此处，如图3的(a)部所示，栅极电压Vge成为不仅施加从0V到15V的正偏压而且施加从0V到－5V的负偏压的脉冲波形。这样，将由正偏压以及负偏压形成的脉冲信号用作栅极电压，由此，能够更加可靠地进行IGBT1的截止动作。
即，即使是仅由正偏压形成的脉冲信号，如果IGBT的栅极-发射极间电压为IGBT的阈值电压以下，则能够使IGBT截止，但是，如果是包含负偏压而形成的脉冲信号，则能够更可靠地使IGBT截止。
此外，在将由正偏压以及负偏压形成的脉冲信号用作栅极电压的情况下，与使用仅由正偏压形成的脉冲信号的情况相比，具有如下优点：即使在IGBT等功率用开关器件的导通电压较低的情况下，也难以进行误动作。
此外，在功率用开关器件的导通电压较低的情况下，当将电流检测电阻连接到电流感应元件时，施加在主元件和电流感应元件的栅极的电压产生电流检测电阻的电压降的量的电压差(ΔVge)。对于电流检测电阻的电压降来说，电流越流过越变大，所以，在检测过电流时变得特别大，ΔVge也变大，电流分流比发生变动。其结果是，不能够得到正确的感应电流，但是，由于在IGBT1的感应发射极SE连接有PNP晶体管Q5，所以，感应发射极SE的电压变动由于PNP晶体管Q5的导通电阻而被抑制为例如0.7V左右。其结果是，ΔVge被抑制为0.7V左右并稳定，感应电流的检测精度提高。
此外，与电流检测电阻SR的电阻值无关地，ΔVge被抑制为0.7V左右，所以，不需要考虑在主元件MT和电流感应元件ST中电流分流比发生变动，能够任意设定电流检测电阻SR的电阻值，所以，能够通过使电流检测电阻SR的电阻值增大而防止误检测。
此外，在过电流判定电路C2中，利用比较器CP对电流检测电压Vs和任意的阈值电压进行比较，从而判定过电流状态，但是，由于该阈值电压是以成为最低电位(负电位)的共用连接部BP的电位即驱动电路基准电位为基准而得到的，所以，即使直流电源V1发生变动，驱动电路基准电位也不变动，能够进行高精度的电流检测。并且，当直流电源V2的电压发生变动时，驱动电路基准电位也发生变动，但是，当驱动电路基准电位发生变动时，不仅是直流电源V3，所有的电路的基准电位同样地变动，所以，相对的变动为零，能够维持高精度的电流检测。
<实施方式2>
<装置结构>
图4是示出本发明的实施方式2的功率模块200的结构的电路图。如图4所示，在功率模块200中，具有通过对供给到IGBT1的栅极-发射极间的电压(栅极电压)进行控制从而将IGBT1驱动为导通状态或者截止状态的驱动控制电路20。并且，对与图1所示的功率模块100相同的结构标注相同的附图标记，并省略重复的说明。
在驱动控制电路20中具有：将直流电源V1作为驱动电源的驱动电路C1；过电流判定电路C2；电流检测电路C4。与图1所示的驱动控制电路10的不同点在于该电流检测电路C4。
电流检测电路C4具有：发射极与IGBT1的感应发射极SE连接的PNP晶体管Q3以及Q4；一端与PNP晶体管Q4的集电极连接并且另一端与共用连接部BP连接的电流检测电阻SR。PNP晶体管Q3以及Q4的基极共用并且连接到PNP晶体管Q3的集电极，PNP晶体管Q3以及Q4构成电流镜电路。
此外，PNP晶体管Q3的集电极接地，直流电源V2的负电极与共用连接部BP连接，直流电源V2的正电极与IGBT1的发射极E都接地。
此外，PNP晶体管Q4的集电极和电流检测电阻SR的一端的连接节点ND连接到比较器CP的一个输入。
<装置动作>
然后，对功率模块200的电流检测动作进行说明。在功率模块200中，驱动控制电路20具有独自的共用连接部BP，从直流电源V2对其施加负偏压，由此，作为驱动电路基准电位。并且，直流电源V1将驱动电路基准电位作为基准对驱动器DR进行驱动，所以，对IGBT1的栅极施加正偏压以及负偏压作为控制信号。
这样，在图6中示出对IGBT1的栅极施加正偏压以及负偏压的情况下的功率模块200的电流检测动作的仿真结果。
并且，图5是特别指定用于进行该仿真的电流检测电路C4以及驱动电路C1的结构要素并设定了仿真条件的图。并且，在图5中，对与图1相同的结构标注相同的附图标记，使仿真条件也相同，省略重复的说明。
在图5中，将流过IGBT1整体的电流表示为主电流Ic，将流过电流感应元件ST的电流表示为感应电流Is，将分别流过PNP晶体管Q3以及Q4的电流表示为电流Ie。并且，PNP晶体管Q3以及Q4的晶体管特性相同，电流Ie是感应电流Is的二分之一。
关于以图5所示的仿真条件进行仿真的结果，在图6的(a)部示出栅极电压Vge的波形，在图6的(b)部示出集电极-发射极间电压Vce以及主电流Ic的波形，在图6的(c)部示出感应电流Is的波形，在图6的(d)部示出流过PNP晶体管Q4的电流Ie的波形，在图6的(e)部示出电流检测电压Vs的波形。
IGBT1根据图6的(a)部所示的脉冲信号即栅极电压Vge的上升沿以及下降沿进行导通、截止，IGBT1导通，由此，如图6的(b)部所示，流过主电流Ic，同时，如图6的(c)部所示，流过感应电流Is。并且，如图6的(d)部所示，感应电流Is的约一半的电流Ie流过PNP晶体管Q4，与此相对应地，如图6的(e)部所示，得到电流检测电压Vs。
这样，在驱动控制电路20中，由电流镜电路接受IGBT1的感应发射极SE的输出，由此，使感应电流Is的约一半的电流Ie流过电流检测电阻SR，所以，能够减小电流检测电阻SR的消耗功率。
例如，如果主电流Ic为100A、电流感应元件与主元件的分流比为1/10000并且判断为在电流检测电压Vs为0.5V的情况下是过电流，则在实施方式1的驱动控制电路10中，电流检测电阻SR的消耗功率为Vs×Is=0.5×(100/10000)=5mW。另一方面，在驱动控制电路20中，电流检测电阻SR的消耗功率为Vs×(1/2)Is=0.5×(50/10000)=2.5mW。
这样，通过采用由电流镜电路接受IGBT1的感应发射极SE的输出的结构，并且，通过变更电流镜电路的晶体管尺寸(尺寸比)或者设置多个生成镜像电流的晶体管，由此，能够任意地变更流过电流检测电阻SR的电流。
例如，当使PNP晶体管Q4与PNP晶体管Q3的尺寸比为十比一时，在PNP晶体管Q4中流过感应电流Is的约十分之一的电流Ie。
<变形例1>
在以上说明的实施方式1、2中，从直流电源V2对共用连接部BP施加负偏压，由此，作为驱动电路基准电位，但是，可以是代替直流电源V2而通过对直流电源V1的电位B进行电阻分割来得到负偏压的的结构，也可以是利用齐纳二极管得到负偏压的结构。
因此，在图7中示出利用电阻分割得到负偏压的结构，在图8中示出利用电阻和齐纳二极管得到负偏压的结构。并且，在图7和图8中，对与图2以及图5所示的结构相同的结构标注相同的附图标记，省略重复的说明。
在图7所示的功率模块100A中，对直流电源V1的电位B进行分割的电阻R4以及R5在直流电源V1的正电极和共用连接部BP之间以电阻R4、R5的顺序串联插入，电阻R4和R5的连接节点连接到PNP晶体管Q5的基极，与IGBT1的发射极E一起被接地。
在这样的结构中，具有如下优点：能够以电位A为基准对共用连接部BP施加由电阻分割比决定的负偏压例如－5V，不需要直流电源V2。并且，能够利用电阻R4、R5设定负电位，所以，将它们称为电位设定单元PS。
在图8所示的功率模块100B中，在直流电源V1的正电极和共用连接部BP之间依次串联插入电阻R4、齐纳二极管Z1。并且，齐纳二极管Z1的阳极与共用连接部BP连接，齐纳二极管Z1的阴极与电阻R4连接，其连接节点与PNP晶体管Q5的基极连接，与IGBT1的发射极E一起被接地。
在这样的结构中，具有如下优点：能够以电位A为基准对共用连接部BP施加由齐纳二极管Z1的齐纳电压决定的负偏压例如－5V，不需要直流电源V2。
并且，利用齐纳二极管Z1的齐纳电压规定负偏压，所以，通过使用具有所希望的齐纳电压的齐纳二极管，能够容易地设定负偏压。并且，由于能够利用电阻R4、齐纳二极管Z1设定负电位，所以，将它们称为电位设定单元PS。
并且，图7、图8示出了功率模块100的变形例，但是，也可以应用于功率模块200。
<变形例2>
在实施方式1的功率模块100中，示出将直流电源V2的正电极连接到PNP晶体管Q5的基极的结构，在实施方式2的功率模块200中，示出了将直流电源V2的正电极连接到PNP晶体管Q3的集电极的结构，但是，如图2以及图5所示，电流感应元件ST的栅极电压(栅极-发射极间电压)比主元件MT的栅极电压(栅极-发射极间电压)低PNP晶体管Q5以及PNP晶体管Q4的基极-发射极间电压的量即0.7V左右。因此，存在电流感应元件ST与主元件MT的的电流分流比发生变动且电流检测精度下降的可能性。
为了避免这个问题，也可以采用图9以及图10所示的结构。即，在图9中示出将使直流电源V2的电位A降低预定电位后的电位D提供给PNP晶体管Q5的基极的功率模块100C的结构，在图10中示出将使直流电源V2的电位A降低预定电位后的电位D提供给PNP晶体管Q4的基极的功率模块200A的结构。并且，在图9以及图10中，对与图2以及图5所示的结构相同的结构标注相同的附图标记，省略重复的说明。
在图9示出的功率模块100C中，在直流电源V2的正电极和共用连接部BP之间依次串联插入二极管D2、电阻R6，二极管D2和电阻R6的连接节点与PNP晶体管Q5的基极连接。
二极管D2相对于直流电源V2正向连接，能够作出使电位A降低了二极管的内建电压(pn间电压）的量即降低了0.7V左右的电位D。将其提供给PNP晶体管Q5的基极，由此，电流感应元件ST的栅极电压的降低量被抵消，能够在主元件MT和电流感应元件ST中使栅极电压(栅极-发射极间电压)一致，能够抑制电流感应元件ST与主元件MT的电流分流比变动，能够进行更加高精度的电流检测。
在图10所示的功率模块200A中，在直流电源V2的正电极和共用连接部BP之间依次串联插入二极管D2、电阻R6，二极管D2和电阻R6的连接节点与PNP晶体管Q4的基极连接。
二极管D2相对于直流电源V2正向连接，能够作出使电位A降低了二极管的内建电压(pn间电压）的量即降低了0.7V左右的电位D。将其提供给PNP晶体管Q4的基极，由此，电流感应元件ST的栅极电压的降低量被抵消，能够在主元件MT和电流感应元件ST中使栅极电压(栅极-发射极间电压)一致，能够抑制电流感应元件ST与主元件MT的电流分流比变动，能够进行更加高精度的电流检测。
此外，在图9以及图10中示出了在直流电源V2的正电极和共用连接部BP之间串联插入了二极管D2、电阻R6的结构，但是，如图11以及图12所示，也可以是使用连接成二极管的晶体管来代替二极管D2的结构。
在图11所示的功率模块100D中，在直流电源V2的正电极和共用连接部BP之间依次串联插入PNP晶体管Q6、电阻R6，PNP晶体管Q6的发射极与基极连接，PNP晶体管Q6起到二极管的作用。PNP晶体管Q6和电阻R6的连接节点与PNP晶体管Q5的基极连接。
此外，在图12所示的功率模块200B中，在直流电源V2的正电极和共用连接部BP之间依次串联插入PNP晶体管Q6、电阻R6，PNP晶体管Q6的发射极与基极连接，PNP晶体管Q6起到二极管的作用。PNP晶体管Q6和电阻R6的连接节点与PNP晶体管Q4的基极连接。
采用这样的结构，由此，与使用二极管的情况同样地，能够作出使电位A降低了内建电压的量的电位D。除此以外，由与PNP晶体管Q5或PNP晶体管Q4相同的晶体管(如果可能，则为相同的制造批次的晶体管)构成PNP晶体管Q6，由此，晶体管间的温度特性或工艺偏差所带来的个体差异较小，能够使PNP晶体管Q6的电压降与PNP晶体管Q5以及PNP晶体管Q4的电压降相同，能够进行更加高精度的电流检测。
<功率模块的智能化>
在实施方式1以及2中分别说明的功率模块100以及200中，由除了IGBT1、续流二极管2、提供主电源电位VCC的电源以及直流电源V1以外的结构构成驱动控制电路10以及20，但是，也可以是将该驱动控制电路10以及20的整体或者一部分内置在控制IC中的结构。
将这样的把控制IC、IGBT1、续流二极管2集成在一个封装中的模块称为智能功率模块(IPM)。
对驱动控制电路10以及20进行IC化，由此，能够缩小电路规模，使功率模块100以及200整体小型化。
此外，将驱动控制电路10以及20的整体进行IC化，由此，由IGBT1、续流二极管2和驱动控制电路10或者20构成功率模块，所以，部件件数变少，部件的个体差异差也变小，不良率降低。
此外，部件件数变少，由此，组装错误也减少，在组装时成为不良的概率降低，不良率降低。
此外，如果部件件数变少，则部件管理或组装变容易，也能够降低制造成本。
此外，部件件数变少，由此，如果部件的个体差异减小，则还能够提高电流检测的精度。
此处，作为对驱动控制电路10以及20的一部分进行IC化的例子，在对构成驱动器DR的NPN晶体管Q1以及PNP晶体管Q2进行IC化的情况下，除了NPN晶体管Q1以及PNP晶体管Q2，考虑电阻R1以及R2也进行IC化的情况。
此外，在对NPN晶体管Q1以及PNP晶体管Q2、直流电源V1进行IC化的情况下，除了NPN晶体管Q1以及PNP晶体管Q2、直流电源V1，考虑电阻R1以及R2也进行IC化的情况。直流电源V1作为调节器（regulator）内置在IC中。
此外，也考虑电流检测电阻SR以外的驱动控制电路10以及20的结构进行IC化的情况。关于电流检测电阻SR，为了进行高精度的检测，必须严格地设定电阻值，若进行IC化，则不能够变更，所以，希望是分离的结构。
这在对IGBT1的开关速度进行设定的电阻R1以及R2中也是相同的，在按各产品对开关速度进行变更的情况下具备该结构，有时也做成将电阻R1以及R2分离的结构。
<具有宽带隙的半导体的使用>
在实施方式1以及2中所说明的功率模块100以及200中，并没有提及IGBT1以及续流二极管2的材质，但是，可以将IGBT1以及续流二极管2构成为在硅(Si)基板上形成的硅半导体装置，但是，IGBT1为硅半导体装置、续流二极管2为在碳化硅(SiC)基板上形成的碳化硅半导体装置或在由氮化镓(GaN)类材料构成的基板上形成的氮化镓半导体装置也可以。
SiC和GaN是宽带隙半导体，由宽带隙半导体构成的半导体装置的耐电压性较高，允许电流密度也较高，所以，与硅半导体装置相比，能够小型化，使用这些小型化了的半导体装置，由此，组装了这些的功率模块的能够小型化。
此外，耐热性也较高，所以，也能够使散热器的散热片小型化或不是用水冷而是用空气冷却进行冷却，能够使功率模块进一步小型化。
此外，与硅半导体装置相比被小型化，所以，如果是相同的额定值，则驱动控制电路10以及20也能够小型化。
反之，将续流二极管2构成为硅半导体装置并且使IGBT1等开关器件(包括双极晶体管或MOSFET)为碳化硅半导体装置或氮化镓半导体装置等宽带隙半导体装置也可以。在该情况下，也得到与上述相同的效果。
此外，在开关器件为硅半导体装置的情况下，导通电压较低，所以，由于主元件和电流感应元件的栅极的电压差(ΔVge)，电流分流比容易发生变动，但是，在使宽带隙半导体装置为开关器件的情况下，导通电压变高，ΔVge所引起的电流分流比的变动被抑制，能够期待电流检测精度的提高。
当然，也可以由宽带隙半导体装置构成IGBT1以及续流二极管2这二者。
<RC-IGBT的使用>
在实施方式1以及2中所说明的功率模块100以及200中，示出了续流二极管2反向并联连接到IGBT1的结构，但是，也可以使用以一体的方式具有IGBT和与其反向并联连接的二极管的RC-IGBT(反向导通IGBT：Reverse Conducting Insulated Gate Bipolar Transistor)来代替IGBT1以及续流二极管2。
此处，使用图13对RC-IGBT的结构进行说明。图13示出组装了IGBT和二极管的半导体芯片31的剖视图，半导体芯片31使用n-基板32形成。在n-基板32上设置有包括n型杂质的n型杂质层33，在其上选择性地设置有包括p型杂质的p基极层34。
在p基极层34上选择性地形成有包括高浓度的n型杂质的发射极区域35。形成有从发射极区域35开始贯通p基极层34、n型杂质层33到达n-基板32的槽36。在槽36的内壁形成有栅极绝缘膜37，进而在其内侧形成有多晶硅的栅极电极38。
在发射极区域35之上设置有层间绝缘膜39。以与发射极区域35的一部分和p基极层34接触的方式设置有发射极电极40。在n-基板32的背面设置有n+阴极层41和p+集电极层42，在这些层的背面设置有集电极电极43。在该结构中，在存在n+阴极层41的区域构成二极管，在存在p+集电极层42的区域构成IGBT。这样，IGBT和与该IGBT反向并联连接的二极管形成在同一芯片内，构成RC-IGBT。
对于图13所示的半导体芯片31的二极管来说，在p基极层34和n型杂质层33之间的电压超过pn结的内建电位时导通。当IGBT的栅极导通时，n型杂质层33和发射极区域35之间导通，成为相同电位。但是，发射极区域35取得与p基极层34共用的接触，所以，通过使栅极导通，从而电压难以施加到由p基极层34和n型杂质层33形成的pn结。因此，难以发生pn结的空穴注入，正向电压降(Vf)上升。
这样，使用将IGBT和二极管形成在同一芯片内的RC-IGBT，由此，与使用单独的IGBT和二极管的情况相比，部件件数变得更少，功率模块的组装性提高。
并且，RC-IGBT可以构成为硅半导体装置，但是，也可以构成为碳化硅半导体装置或氮化镓半导体装置。
附图标记说明：
C1 驱动电路
C2 过电流判定电路
C3、C4 电流检测电路
SR 电流检测电阻
10、20 驱动控制电路。

Claims (11)

1.一种功率模块，其特征在于，具有：
功率用开关半导体装置，具有流过主电流的主元件和以流过所述主电流的一部分的方式构成的电流感应元件，从所述电流感应元件的输出端子输出感应电流；
电流检测电路，具有第一主电极与所述电流感应元件的所述输出端子连接的第一晶体管和一端与所述第一晶体管的第二主电极连接且另一端与共用连接部连接的电流检测电阻，所述第一晶体管的控制电极连接到第一基准电位；
过电流判定电路，将由所述电流检测电阻产生的以所述共用连接部为基准的电位差作为电流检测电压进行检测，与预定的阈值电压进行比较，根据两者的大小关系，判定在所述功率用开关半导体装置中是否流过过电流；以及
驱动电路，生成提供给所述功率用开关半导体装置的控制电极的控制信号。
2.如权利要求1所述的功率模块，其特征在于，
所述第一晶体管相当于接受来自所述电流感应元件的所述感应电流的电流镜电路的镜像电流流过的晶体管，
所述电流镜电路具有第一主电极与所述电流感应元件的所述输出端子连接并且第二主电极与所述第一基准电位连接的第二晶体管，
所述第一以及第二晶体管的控制电极共用并且与所述第一基准电位连接。
3.如权利要求1所述的功率模块，其特征在于，
所述驱动电路具有：第一电源，以与所述第一基准电位不同的第二基准电位为基准；电位设定单元，以所述第一基准电位为基准，生成所述第二基准电位，
对所述共用连接部提供所述第二基准电位，
使所述第一基准电位为接地电位，所述电位设定单元对所述接地电位提供负的电位，
作为所述控制信号，将正偏压以及负偏压提供给所述功率用开关半导体装置的所述控制电极。
4.如权利要求3所述的功率模块，其特征在于，
所述电位设定单元将以所述接地电位为基准对所述第一电源的电位进行电阻分割所得到的负的电位作为所述第二基准电位提供给所述共用连接部。
5.如权利要求3所述的功率模块，其特征在于，
所述电位设定单元将以所述接地电位为基准并利用齐纳二极管的齐纳电压对所述第一电源的电位进行规定所得到的负的电位作为所述第二基准电位提供给所述共用连接部。
6.如权利要求3所述的功率模块，其特征在于，
所述驱动电路在所述第一基准电位和所述第二基准电位之间还具有以相对于所述第一基准电位为正向的方式连接的二极管元件和电阻的串联连接，
所述第一晶体管的所述控制电极连接到所述二极管元件和所述电阻的连接节点。
7.如权利要求6所述的功率模块，其特征在于，
所述二极管元件是由与所述第一晶体管相同的第三晶体管连接成二极管所得到的二极管元件。
8.如权利要求3～7的任意一项所述的功率模块，其特征在于，
包括除了所述电流检测电路、所述过电流判定电路以及所述第一电源以外的所述驱动电路的驱动控制电路的整体或者一部分被集成电路化。
9.如权利要求1所述的功率模块，其特征在于，
还具有与所述功率用开关半导体装置反向并联连接的功率用二极管，
所述功率用二极管是在碳化硅基板上形成的碳化硅二极管或者在由氮化镓类材料构成的基板上形成的氮化镓二极管。
10.如权利要求1或9所述的功率模块，其特征在于，
所述功率用开关半导体装置是在碳化硅基板上形成的碳化硅开关半导体装置或者在由氮化镓类材料构成的基板上形成的氮化镓开关半导体装置。
11.如权利要求1所述的功率模块，其特征在于，
所述功率用开关半导体装置包括在半导体基板上一体形成有绝缘栅型双极晶体管和与其反向并联连接的二极管的反向导通绝缘栅型双极晶体管，
所述反向导通绝缘栅型双极晶体管是在硅基板上形成的反向导通绝缘栅型双极晶体管、在碳化硅基板上形成的碳化硅反向导通绝缘栅型双极晶体管以及在由氮化镓类材料构成的基板上形成的氮化镓反向导通绝缘栅型双极晶体管的任意一种。
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