JP2008072848A - 半導体装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】逆導通IGBTのチップを用いて構成した半導体装置において、ダイオードの順方向降下電圧の上昇を抑える。
【解決手段】IGBT5aと主ダイオード5bが逆並列に接続された半導体チップ5に、主ダイオード5bに流れる電流をモニタするためのダイオード5cを搭載し、外部抵抗9を介して主ダイオード5bと並列接続する。還流モード判定手段7は、外部抵抗9の両端の電圧が所定の基準電圧値よりも低い場合、電流が主ダイオード5bを還流する還流モードであると判定する。そして、遮断回路3は、入力回路2から駆動回路4へ送出された駆動信号を遮断する。これにより、還流モードである場合には、IGBT5aがオンしないので、主ダイオード5bの順方向降下電圧の上昇を抑えることができる。
【選択図】図1
【解決手段】IGBT5aと主ダイオード5bが逆並列に接続された半導体チップ5に、主ダイオード5bに流れる電流をモニタするためのダイオード5cを搭載し、外部抵抗9を介して主ダイオード5bと並列接続する。還流モード判定手段7は、外部抵抗9の両端の電圧が所定の基準電圧値よりも低い場合、電流が主ダイオード5bを還流する還流モードであると判定する。そして、遮断回路3は、入力回路2から駆動回路4へ送出された駆動信号を遮断する。これにより、還流モードである場合には、IGBT5aがオンしないので、主ダイオード5bの順方向降下電圧の上昇を抑えることができる。
【選択図】図1
Description
本発明は半導体装置に関し、特に、絶縁ゲートバイポーラトランジスタとフリーホイールダイオードとを有する半導体チップを用いて構成される半導体装置に関するものである。
図12に、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor;以下、「IGBT」という)とフリーホイールダイオード(以下、単に「ダイオード」という)とを用いて構成したインバータの回路図を示す。インバータは、直流と交流の変換器であり、IGBTなどのスイッチング素子と、ダイオードとにより構成される。
IGBTとダイオードは、4素子又は6素子(図12では6素子で構成した例を示す)を一組として、モータの制御等に使用される。図12に示したインバータは、直流端子が直流電源に接続されており、IGBTをスイッチングさせることで直流電圧を交流電圧に変換し、負荷であるモータに給電する。インバータでは、IGBTのコレクタ−エミッタ間を流れる電流方向と、ダイオードを流れる電流方向が逆になるように、一対のIGBTとダイオードが並列接続(すなわち、逆並列接続)されている。
図13に、IGBTとダイオードとを同一チップに組み込んだ逆導通IGBT(RC−IGBT)のチップ31の断面図を示す。チップ31は、N−基板32を用いて形成されている。N−基板32の上には、n型不純物を含むn型不純物層33が設けられ、その上に、p型不純物を含むpベース層34が選択的に設けられている。
pベース層34の上には、高濃度のn型不純物を含むエミッタ領域35が選択的に形成されている。エミッタ領域35からpベース層34、n型不純物層33を貫通し、N−基板32に達する溝36が形成されている。溝36の内壁にはゲート絶縁膜37が形成され、さらにその内側には、ポリシリコンからなるゲート電極38が形成されている。
エミッタ領域35の上には、層間絶縁膜39が設けられている。エミッタ領域35の一部とpベース層34に接するように、エミッタ電極40が設けられている。N−基板32の裏面には、N+カソード層41とp+コレクタ層42が設けられ、これらの層の裏面に、コレクタ電極43が設けられている。この構造では、N+カソード層41が存在する領域ではダイオードが構成され、p+コレクタ層42が存在する領域ではIGBTが構成されている。このようにしてIGBTと、このIGBTに逆並列に接続されたダイオードが同一チップ内に形成され、RC−IGBTが構成されている(例えば、特許文献1参照)。
図13に示したIGBTにおいて、ゲート電極38に電圧が印加されてゲートがオンすると、pベース層34の溝36に沿った位置に、チャネル領域(図示しない)が形成される。
ここで、図13に示したRC−IGBTのチップ31のダイオードをオン状態からオフ状態にした場合の逆回復時の電流波形を図14に示す。ダイオードがオン状態からオフ状態になる際には、ダイオードのn側からp側に向かって、瞬間的に逆方向電流が流れる。この逆方向電流のピーク値(Irr)はリカバリー電流と呼ばれる。また、電流値がIrrから0に戻るときの、電流の傾斜が緩いダイオードは、ソフトリカバリーと呼ばれる。上記リカバリー時に、ダイオードには電源電圧が印加されているため、この電圧と電流との積がリカバリーロスとなる。
図13に示したチップ31のダイオードは、pベース層34とn型不純物層33との間の電圧が、pn接合のビルトインポテンシャルを超えたときにオンする。IGBTのゲートがオンすると、n型不純物層33とエミッタ領域35との間が導通して同電位となる。しかし、エミッタ領域35は、pベース層34と共通のコンタクトをとっているため、ゲートをオンすることで、pベース層34とn型不純物層33とにより形成されるpn接合に電圧がかかりにくくなる。このため、pn接合でのホール注入が起こりにくくなり、順方向降下電圧(Vf)が上昇すると考えられる。
また、ライフタイムキラーとして、例えばヘリウムイオンを照射すると、pベース層34近傍のライフタイムが短くなる。そして、上述したようにpベース層34近傍でのホール注入が起こりにくくなり、注入量が少なくなったホールが、更にこの領域でライフタイムキラーと結合することで、大幅なVfの上昇が生じると考えられる。このようにして、ダイオードのVfが上昇する。
RC−IGBTのチップ31を用いて構成した半導体装置44の回路図を図15に示す。半導体装置44において、外部からの入力信号が入力回路2に入力されると、入力回路2は、スイッチング素子を駆動させるための駆動信号を駆動回路4に送る。駆動回路4は、チップ31のIGBT31aに対し、ゲートをオン・オフさせるための電圧を印加する。
上述したように、RC−IGBTのチップ31は、内部にダイオードを含む構造である。このため、チップ31を用いて半導体装置44を構成し、IGBT31aのゲートをオン状態にすると、ダイオード31bに電流が流れる還流モード時にVfが上昇するという問題があった。
本発明は上記課題を解決するためになされたもので、その目的は、逆導通型IGBTのチップを用いて構成した半導体装置において、ダイオードの順方向降下電圧(Vf)の上昇を抑えることである。
本発明に係る半導体装置は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子の電流方向と逆方向の電流が流れる向きに、前記スイッチング素子に並列に接続されたダイオードとを有する半導体チップと、前記スイッチング素子に接続され、前記スイッチング素子をオンさせるためのオン信号を前記スイッチング素子に送る駆動手段と、前記駆動手段に接続され、前記オン信号に対応する駆動信号を前記駆動手段に送る入力手段と、前記ダイオードに接続され、前記ダイオードに流れる電流を検出するための検出手段と、前記検出手段に接続され前記電流が前記ダイオードを還流する還流モードであるか否かを判定する還流モード判定手段と、前記還流モード判定手段、前記入力手段、及び前記駆動手段に接続され、前記還流モード判定手段により前記還流モードであると判定された場合、前記駆動信号を遮断する遮断手段とを備えたことを特徴とする。本発明のその他の特徴については、以下において詳細に説明する。
本発明によれば、逆導通型IGBTのチップを用いて構成した半導体装置において、ダイオードの順方向降下電圧(Vf)の上昇を抑えることができる。
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。なお、各図において同一または相当する部分には同一符号を付して、その説明を簡略化ないし省略する。
実施の形態1.
本実施の形態1に係る半導体装置の回路図を図1に示す。半導体装置1は、入力端子(IN)、入力回路2、遮断回路3、駆動回路4、半導体チップ5、コレクタ端子(C)、出力端子(OUT)、検出手段6、還流モード判定手段7、電源回路8を有している。
本実施の形態1に係る半導体装置の回路図を図1に示す。半導体装置1は、入力端子(IN)、入力回路2、遮断回路3、駆動回路4、半導体チップ5、コレクタ端子(C)、出力端子(OUT)、検出手段6、還流モード判定手段7、電源回路8を有している。
半導体チップ5には、スイッチング素子としてのIGBT5aと、これに並列に接続された主ダイオード5bとが搭載され、逆導通IGBT(以下、「RC−IGBT」という)が構成されている。詳細には、IGBT5aのエミッタと主ダイオード5bのアノードが接続され、IGBT5aのコレクタと主ダイオード5bのカソードが接続されている。即ち、IGBT5aと主ダイオード5bは、IGBT5aのコレクタ−エミッタ間を流れる電流方向と、主ダイオード5bを流れる電流の方向が、逆向きとなるように並列接続されている(このような並列接続を「逆並列接続」という)。また、IGBT5aのゲートには、駆動回路4が接続されている。
駆動回路4は、IGBT5aのゲートをオンさせるためのオン信号(電圧)を、半導体チップ5に送出するためのものである。入力回路2は、遮断回路3を介して駆動回路4に接続され、上記オン信号に対応する駆動信号を駆動回路4に送出するためのものである。
半導体チップ5には、主ダイオード5bと並列に、ダイオード5cが設けられている。ダイオード5cは、主ダイオード5bとセル分離されている。ダイオード5cのアノードは、外部抵抗9を介して、主ダイオード5bのアノードに接続されている。ダイオード5cのカソードは、主ダイオード5bのカソードに接続されている。ダイオード5cと外部抵抗9の接続点は、配線9aを介して、還流モード判定手段7に接続されている。このようにダイオード5c、外部抵抗9、配線9aにより検出手段6が構成されている。検出手段6は主ダイオード5bに接続され、主ダイオード5bに流れる電流を検出することができる。
ここで、図1に示した半導体チップ5の平面構造を図2に示す。図2に示すように、半導体チップ5の上面にはIGBT5aのエミッタ電極E、すなわち主ダイオード5bのアノードが大面積で配置されている。エミッタ電極Eに隣接するように、IGBT5aのゲートGと、ダイオード5cのアノード電極Sが配置されている。このようにして、ダイオード5cは、主ダイオード5bとセル分離されている。
本実施の形態1では、図2に示したエミッタ電極Eに対するアノード電極Sの面積比が、1/3000〜1/10000程度となるようにする。つまり、ダイオード5cの面積が主ダイオード5bの面積よりも十分に小さくなるようにする。図1に示すように、主ダイオード5bに電流Ifが流れたとき、ダイオード5cには、電流Ifに上記面積比を乗じた値の電流Isが流れる。この電流Isをモニタすることにより、主ダイオード5bを流れる電流を推定することができる。
従って、外部抵抗9の両端に現れる電圧降下をモニタすることにより、主ダイオード5bに流れる電流Ifを推定でき、電圧信号として取り出す検出手段6を構成することができる。
ダイオード5cのアノードは、還流モード判定手段7に接続されている。還流モード判定手段7は、コンパレータ7aと電源、抵抗R1、抵抗R2を有している。抵抗R1と抵抗R2の比を適宜設定することにより、任意の基準電圧を設定することができる。そして、還流モード判定手段7は、コンパレータ7aに入力される電圧と上記基準電圧とを比較し、電流が主ダイオード5bを還流しているか否か、すなわち還流モードであるか否かを判定する。
具体的には、図1に示すように、ダイオード5cと外部抵抗9との接続点の電圧V1を、コンパレータ7aの入力端子(−端子)に接続してモニタする。コンパレータ7aは、上記電圧V1が基準電圧端子(+端子)の電圧V0よりも低い場合は、還流モードであると判定し、遮断回路3にHighの信号を送出する。
図1に示すように、入力回路2と駆動回路4との間には、遮断回路3が接続されている。遮断回路3は、還流モード判定手段7のコンパレータ7aの出力端子に接続されている。そして、還流モード判定手段7(コンパレータ7a)により還流モードであると判定された場合、遮断回路3は、コンパレータ7aから送出された信号に基づいて、入力回路2から駆動回路4へ送出される駆動信号を遮断する。
上記構成により、電流が主ダイオード5bを還流している場合には、IGBT5aをオンさせるための信号が入力端子(IN)に入力されても、IGBT5aのゲートはオンしない。これにより、主ダイオード5bの順方向降下電圧Vf(以下、単に「Vf」という)の上昇を抑制することができる。
本実施の形態1によれば、RC−IGBTの半導体チップを用いて構成された半導体装置において、ダイオードの順方向降下電圧の上昇を抑えることができる。
実施の形態2.
本実施の形態2に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
本実施の形態2に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
実施の形態1で示した半導体装置1の半導体チップ5は主ダイオード5bを含む構造であるため、IGBT5aのゲートをオン状態にすると、還流モード時に主ダイオード5bのVfが上昇する。しかし、還流電流の電流値が小さい場合には、Vf自体が小さいため、Vfが上昇しても実使用上は問題とならない。また、還流モード判定が頻繁に行われ、IGBT5aのゲート駆動禁止と駆動許可が繰り返された場合には、ゲート駆動電力の損失増加、ノイズ発生、発振の原因となり得る。従って、還流モード判定手段の判定基準値の平均値は、用途に応じて半導体素子定格の50%に設定したり、判定基準値にヒステリシスを設けたりすることが合理的である。
本実施の形態2に係る半導体装置10の回路図を図3に示す。図3に示すように、コンパレータ7aの出力と基準電圧端子(+端子)との間にトランジスタTr1及び抵抗R3を接続し、コンパレータ7aの出力をトランジスタTr1のゲートに接続した構成とする。還流モード判定手段7は、所定の判定基準値を基準として、還流モードであるか否かを判定する。そして、トランジスタTr1をオン・オフさせることにより、還流モード判定手段7は、主ダイオード5bに流れる電流が、還流モードであるか否かを判定するための判定基準値を切り替えることができる。その他については、実施の形態1で示した図1と同様である。
図3に示した回路により、上述した判定基準値を切り替える方法について説明する。還流モード判定手段7のトランジスタTr1がオンしている時、還流モード判定手段7の等価回路は図4(a)のようになる。このとき、入力信号に対する判定基準値E1は、E1=VREF×(R2//R3)/(R1+R2//R3)である(但し、R2//R3は、R2とR3の並列抵抗を示す)。例えば、VREF=−1V、R1=R2=R3=1kΩであれば、E1=−1×0.5/(1+0.5)=−0.33Vとなる。
図4(a)に示した等価回路において、入力信号電圧に対するコンパレータ出力(High/Low)は、図4(b)のようになる。入力信号電圧が−0.33V以下のとき、コンパレータ7aからLowの信号が出力され、入力信号電圧が−0.33Vより大きいとき、コンパレータ7aからHighの信号が出力される。
還流モード判定手段7のトランジスタTr1がオフしているとき、還流モード判定手段7の等価回路は図5(a)のようになる。このとき、入力信号に対する判定基準値E2は、E2=VREF×(R2)/(R1+R2)である。例えば、VREF=−1V、R1=R2=R3=1kΩであれば、E2=−1×1/(1+1)=−0.5Vとなる。
図5(a)に示した等価回路において、入力信号電圧に対するコンパレータ出力(High/Low)は、図5(b)のようになる。入力信号電圧が−0.5V以下のとき、コンパレータ7aからLowの信号が出力され、入力信号電圧が−0.5Vより大きいとき、コンパレータ7aからHighの信号が出力される。
このようにして、トランジスタTr1をオン・オフすることにより、還流モードであるか否かを判定するための判定基準値を切り替え、判定基準値にヒステリシスを設けることができる。さらに、図3に示した還流モード判定手段7の抵抗R1、R2の比を調整することで、所望の判定基準値を得ることができる。
本実施の形態2によれば、実施の形態1の効果に加えて、還流モードであるか否かの判定基準値を、デバイスの用途に応じて設定したり、変更したりすることが可能となる。
実施の形態3.
本実施の形態3に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
本実施の形態3に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
実施の形態1で示した半導体装置1では、半導体チップ5のダイオード5cに流れる電流値をもとに、還流モード判定手段7により還流モードであるか否かを判定するようにした。しかし、還流モード判定が頻繁に行われ、IGBTのゲート駆動禁止と駆動許可が繰り返された場合には、ゲート駆動電力の損失増加、ノイズ発生、発振の原因となり得る。
本実施の形態3に係る半導体装置11の回路図を図6に示す。図6に示すように、還流モード判定手段7と遮断回路3との間に、還流モード判定手段7(コンパレータ7a)から出力される信号のノイズを除去するためのフィルタ回路12が設けられている。フィルタ回路12としては、例えばコンデンサと抵抗からなるローパスフィルタを用いる。または、ローパスフィルタの代わりに、ソフトウェアにより構成しても良い。その他については、実施の形態1で示した図1と同様である。
図6に示した回路では、フィルタ回路12により、コンパレータ7aから出力される信号のノイズを除去することができる。これにより、ゲート駆動電力の損失増加やノイズ発生、発振を抑制することができる。
本実施の形態3によれば、実施の形態1で得られる効果に加えて、ゲート駆動電力の損失増加やノイズ発生、発振を抑制することができる。
実施の形態4.
本実施の形態4に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
本実施の形態4に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
実施の形態1で示した半導体装置1では、半導体チップ5のダイオード5cに流れる電流値をもとに、還流モード判定手段7により、還流モードであるか否かを判定するようにした。しかし、IGBT5aがオフ状態からオン状態に遷移する際には、大きなスパイク電流や電流振動が発生し、還流モードの誤判定を起こす可能性がある。この誤判定を回避するためには、IGBT5aがオフ状態からオン状態に遷移した後、所定時間経過後に還流モード判定を許可することが効果的である。
本実施の形態4に係る半導体装置を図7に示す。図7に示すように、半導体装置13には、入力回路2と遮断回路3との間に接続された信号遅延回路14が設けられている。この回路は、入力回路2から出力される信号を遅延させて遅延信号を発生する。さらに、信号遅延回路14、遮断回路3、還流モード判定手段7には、合成回路15が接続されている。合成回路15は、信号遅延回路14から出力される遅延信号と、還流モード判定手段7から出力される還流モード判定信号とを合成した合成信号を生成し、この合成信号を遮断回路3に送出する。
次に、図7に示した半導体装置13の動作タイミングチャートの例を図8(a)〜(d)に示す。まず、図8(a)に示すように、時刻t1において、IGBT5aのゲートをオンさせるための入力信号が、入力回路2に入力される。すると、信号遅延回路14は、所定の遅延時間を有する遅延信号を発生させ、合成回路15に送出する。この遅延信号は、図8(b)に示すように時刻t1から時刻t2までの間は、還流モードの判定禁止の状態を維持する。そして、遅延時間t0(=t2−t1)が経過した時刻t2において、還流モードの判定許可を行う。
一方、還流モード判定手段7は、図8(c)に示す還流モード/非還流モードであることを示す信号、即ち還流モード判定信号を合成回路15に送出する。合成回路15は、信号遅延回路14から送出された遅延信号と、還流モード判定手段7から送出された還流モード判定信号とをAND合成し、合成された信号を遮断回路3へ送出する。すなわち、遅延信号回路13から送出された遅延信号が判定許可の状態であり、かつ、還流モード判定手段7から還流モードであることを示す信号が送出された場合に、合成回路15は、遮断信号を遮断回路3に送出する。そして遮断回路3は、入力回路2から駆動回路4に送出される駆動信号を遮断する。
従って、上述した時刻t1から時刻t2の間において、還流モード判定手段7から還流モードであることを示す信号が合成回路15に送出された場合であっても、駆動回路4には、遮断信号が送出されない。図8(a)に示した遅延時間t0は、例えば、IGBT5aのリカバリー電流が安定するまでの時間とする。これにより、IGBT5aがオフ状態からオン状態に遷移する際に、大きなスパイク電流や電流振動が発生した場合であっても、還流モードの誤判定を防止することができる。
本実施の形態4によれば、実施の形態1で得られる効果に加えて、IGBTがオフ状態からオン状態に遷移する際に、大きなスパイク電流や電流振動が発生しても、還流モードの誤判定を防止することができる。
実施の形態5.
本実施の形態5に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
本実施の形態5に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
実施の形態1で示した半導体装置1では、主ダイオード5bに流れる電流の検出手段としてダイオード5c、外部抵抗9、配線9aを設け、ダイオード5cに流れる電流値をもとに、還流モードであるか否かを判定するようにした。これに対して本実施の形態5に係る半導体装置は、図1に示したダイオード5c、外部抵抗9を設けない構成としたものである。
図9に、本実施の形態5に係る半導体装置16の回路図を示す。図9に示すように、半導体装置16の半導体チップ17には、IGBT17aと、主ダイオード17bとが、逆並列に接続されている。そして、主ダイオード17bのカソードと、還流モード判定手段7が、配線9aにより接続されている。すなわち、図9に示した検出手段6は、主ダイオード17bのカソードと還流モード判定手段7とを接続する配線9aのみにより構成されている。その他については、実施の形態1と同様である。
図9に示した半導体装置16において、還流モード判定手段7は、主ダイオード17bのカソードの電圧により、電流が主ダイオード17bを還流しているか否か、すなわち還流モードであるか否かを判定する。例えば、主ダイオード17bのカソードの電圧が所定値以上の場合は、還流モードであると判定し、所定値未満である場合には還流モードでないと判定する。このように還流モードの判定を行うことにより、検出手段6の構成を容易にすることができ、還流モードの判定を簡便に行うことができる。
本実施の形態5によれば、実施の形態1で得られる効果に加えて、還流モードの判定を簡便に行うことができる。
実施の形態6.
本実施の形態6に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
本実施の形態6に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
図10に、本実施の形態6に係る半導体装置18の回路図を示す。図10に示すように、半導体装置18の半導体チップ19には、IGBT19aと、主ダイオード19bとが、逆並列に接続されている。そして、主ダイオード19bに流れる電流を検出する手段として、主ダイオード19bのアノードに、カレントトランス20が接続されている。カレントトランス20は、電流の流れる方向と電流値を検知し、その電流値を電圧値に変換するためのものである。
図10に示した半導体装置18において、カレントトランス20に、半導体チップ19に向かう方向(矢印方向)に所定の電流が流れた場合に、カレントトランス20は、検知した電流値を所定の電圧値に変換し、還流モード判定手段7に送出する。そして、還流モード判定手段7は、この電圧値を判定基準値と比較して、還流モードであるか否かの判定を行う。
つまり、還流モード判定手段7は、カレントトランス20に流れる電流の方向及び電流値に基づいて、電流が主ダイオード19bを還流しているか否か、即ち還流モードであるか否かを判定する。これにより、還流モードの判定を簡便に行うことができる。
本実施の形態6によれば、実施の形態1で得られる効果に加えて、還流モードの判定を簡便に行うことができる。
実施の形態7.
本実施の形態7に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
本実施の形態7に係る半導体装置について説明する。ここでは、実施の形態1と異なる点を中心に説明する。
一般的に、インバータシステムでは、各相の電流を制御するためのカレントトランスが設けられている。本実施の形態7では、このカレントトランスを用いて回路を構成する例について説明する。
図11に、本実施の形態7に係る半導体装置21の回路図を示す。ここでは、インバータシステムの上側アームの場合について図示する。図11に示すように、半導体装置21は、第1の半導体チップ22を有している。第1の半導体チップ22は、第1のスイッチング素子としてのIGBT22aと、IGBT22aに逆並列接続された第1のダイオード22bとを有している。すなわち、IGBT22aの電流方向と逆方向の電流がダイオード22bに流れるように、IGBT22aとダイオード22bが並列接続されている。また、第1の半導体チップ22のIGBT22aのセルはエミッタ分離構造である。
駆動回路4は、IGBT22aのゲートをオンさせるためのオン信号(電圧)を、半導体チップ22に送出するためのものである。入力回路2は、遮断回路3を介して駆動回路4に接続され、上記オン信号に対応する駆動信号を駆動回路4に送出するためのものである。
第1の半導体チップ22のIGBT22aのコレクタは、カレントトランス20に接続され、さらに出力端子(OUT)に接続されている。カレントトランス20は、相電流を検出するためのものであり、通常のインバータシステムの回路に搭載されているものである。出力端子(OUT)には、カレントトランス20に流れる電流が出力される。
カレントトランス20には、カレントトランス20に流れる電流の方向を判定するための相電流方向判定手段23が接続されている。第1の半導体チップ22とカレントトランス20との接続点Aには、第2の半導体チップ24が接続されている。この第2の半導体チップ24は、第2のスイッチングトランジスタとしてのIGBT24aと、IGBT24aに逆並列接続された第2のダイオード24bとを有している。すなわち、IGBT24aの電流方向と逆方向の電流がダイオード24bに流れるように、IGBT24aとダイオード24bが並列接続されている。また、第2の半導体チップ24のIGBT24aのセルはエミッタ分離構造である。IGBT24aには、IGBT24aに電流が流れているか否かを判定するための電流判定手段25が接続されている。
駆動回路4、入力回路2、相電流方向判定手段23、電流判定手段25は、それぞれ遮断回路3に接続されている。そして、遮断回路3は、相電流方向判定手段23によりカレントトランス20に流れる電流が出力端子(OUT)から流れ込む方向であると判定され、かつ、電流判定手段25により第2の半導体チップ24のIGBT24aに電流が流れていないと判定された場合に、入力回路2から駆動回路4へ送出された駆動信号を遮断する。
即ち、図11に示した回路では、相電流方向判定手段23と電流判定手段25により、電流が第1ダイオード22bを還流する還流モードであるか否かが判定される。これにより、インバータに通常搭載されているカレントトランスを用いて、還流モードであるか否かを判定することができる。
本実施の形態7によれば、インバータに通常搭載されているカレントトランスを用いて還流モードを判定することができる。
1 半導体装置、2 入力回路、3 遮断回路、4 駆動回路、5 半導体チップ、5a IGBT、5b 主ダイオード、5c ダイオード、6 検出手段、7 還流モード判定手段、8 電源回路、9 外部抵抗、9a 配線、12 フィルタ回路、14 信号遅延回路、15 合成回路、20 カレントトランス、22 第1の半導体チップ、23 相電流方向判定手段、24 第2の半導体チップ、25 電流判定手段。
Claims (7)
- スイッチング素子と、前記スイッチング素子の電流方向と逆方向の電流が流れる向きに、前記スイッチング素子に並列に接続されたダイオードとを有する半導体チップと、
前記スイッチング素子に接続され、前記スイッチング素子をオンさせるためのオン信号を前記スイッチング素子に送る駆動手段と、
前記駆動手段に接続され、前記オン信号に対応する駆動信号を前記駆動手段に送る入力手段と、
前記ダイオードに接続され、前記ダイオードに流れる電流を検出するための検出手段と、
前記検出手段に接続され前記電流が前記ダイオードを還流する還流モードであるか否かを判定する還流モード判定手段と、
前記還流モード判定手段、前記入力手段、及び前記駆動手段に接続され、前記還流モード判定手段により前記還流モードであると判定された場合、前記駆動信号を遮断する遮断手段と、
を備えたことを特徴とする半導体装置。 - 前記還流モード判定手段は、所定の判定基準値を基準として前記還流モードであるか否かを判定し、
前記還流モード判定手段は、前記判定基準値を切り替える機能を有していることを特徴とする請求項1に記載の半導体装置。 - 前記還流モード判定手段と前記遮断手段との間に、前記還流モード判定手段から出力される信号のノイズを除去するためのフィルタ手段を備えたことを特徴とする請求項1に記載の半導体装置。
- 前記入力手段と前記遮断手段との間に設けられ、前記入力手段から出力される信号を遅延させて遅延信号を発生する信号遅延手段と、
前記信号遅延手段、前記遮断手段、前記還流モード判定手段に接続された合成手段を有し、
前記合成手段は、前記信号遅延手段から出力される前記遅延信号と、前記還流モード判定手段から出力される信号とを合成した合成信号を生成し、前記合成信号を前記遮断手段に送出することを特徴とする請求項1に記載の半導体装置。 - 前記検出手段は、前記ダイオードのカソードと前記還流モード判定手段とを接続する配線のみにより構成され、
前記還流モード判定手段は、前記ダイオードのカソードの電圧により、前記還流モードであるか否かを判定することを特徴とする請求項1に記載の半導体装置。 - 前記検出手段として、電流値を電圧値に変換するカレントトランスが用いられ、
前記還流モード判定手段は、前記カレントトランスに流れる電流の方向及び電流値に基づいて、前記還流モードであるか否かを判定することを特徴とする請求項1に記載の半導体装置。 - 第1のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング素子の電流方向と逆方向の電流が流れる向きに、前記第1のスイッチング素子に並列に接続された第1のダイオードとを有する第1の半導体チップと、
前記第1のスイッチング素子に接続され、前記第1のスイッチング素子をオンさせるためのオン信号を前記第1のスイッチング素子に送る駆動手段と、
前記駆動手段に接続され、前記オン信号に対応する駆動信号を前記駆動手段に送る入力手段と、
前記第1のスイッチング素子に接続され相電流を検出するためのカレントトランスと、
前記カレントトランスに接続され、前記カレントトランスに流れる電流が出力される出力端子と、
前記カレントトランスに接続され、前記カレントトランスに流れる電流の方向を判定する相電流方向判定手段と、
前記第1の半導体チップと前記カレントトランスとの接続点に接続され、第2のスイッチング素子と、前記第2のスイッチング素子の電流方向と逆方向の電流が流れる向きに、前記第2のスイッチング素子に並列に接続された第2のダイオードとを有する第2の半導体チップと、
前記第2のスイッチング素子に接続され、前記第2のトランジスタに電流が流れているか否かを判定するための電流判定手段と、
前記駆動手段、前記入力手段、前記相電流方向判定手段及び前記電流判定手段に接続された遮断手段とを有し、
前記遮断手段は、前記相電流方向判定手段により前記カレントトランスに流れる電流が前記出力端子から流れ込む方向であると判定され、かつ、前記電流判定手段により前記第2のスイッチング素子に電流が流れていないと判定された場合に、前記駆動信号を遮断することを特徴とする半導体装置。
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