JP2015177554A - 半導体装置及び半導体装置の制御方法 - Google Patents

半導体装置及び半導体装置の制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】耐圧の高い装置を用いずに電流の極性を判定する技術を提供する。【解決手段】半導体装置１００は、トランジスタと、前記トランジスタに逆並列に接続されるダイオードと、前記トランジスタのゲート電圧の時間変化率を検出する第１検出回路１５２と、前記トランジスタのゲート電流を検出する第２検出回路１５３と、前記ゲート電流と前記ゲート電圧の時間変化率に基づいて、ゲート容量を算出する算出回路１５４と、前記トランジスタのゲートへ電荷が注入されている時の前記ゲート容量の判定結果に基づいて、前記ダイオードと前記トランジスタのどちらに電流が流れているかを判定する判定回路１５５により構成される。【選択図】図１

Description

本発明は、半導体装置及び半導体装置の制御方法に関する。
ＨＶ（Hybrid Vehicle：ハイブリッド自動車）やＥＶ（Electric Vehicle：電気自動車）に搭載されるモータ等の駆動を制御するパワーエレクトロニクス技術において、ＲＣ−ＩＧＢＴ（Reverse Conducting - Insulated Gate Bipolar Transistor：逆導通型ＩＧＢＴ、ダイオード内蔵型ＩＧＢＴ）モジュールが知られている。
ＦＷＤ(Freewheeling Diode：還流ダイオード)部に設けられるダイオードセンス素子と、ＩＧＢＴ部に設けられるＩＧＢＴセンス素子とをセンス抵抗の一端に接続し、制御回路により該抵抗に流れる電流の極性を判定することで異常を検出する電力変換装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１０−４７２８号公報
特許文献１の技術では、コレクタとエミッタとの間に生じる大きな電位差を直接計測しているため、耐圧の高い装置が必要となる。
本発明は、耐圧の高い装置を用いずに電流の極性を判定する技術を提供する。
本発明の第１態様に係る半導体装置は、
トランジスタと、
前記トランジスタに逆並列に接続されるダイオードと、
前記トランジスタのゲート電圧の時間変化率を検出する第１検出回路と、
前記トランジスタのゲート電流を検出する第２検出回路と、
前記ゲート電流と前記ゲート電圧の時間変化率に基づいて、ゲート容量を算出する算出回路と、
前記トランジスタのゲートへ電荷が注入されている時の前記ゲート容量の判定結果に基づいて、前記ダイオードと前記トランジスタのどちらに電流が流れているかを判定する判定回路により構成される。
本発明の第２態様に係る半導体装置の制御方法は、
トランジスタと、前記トランジスタに逆並列に接続されるダイオードと、を備える半導体装置の制御方法であって、
前記トランジスタのゲート電圧の時間変化率を検出するステップと、
前記トランジスタのゲート電流を検出するステップと、
前記ゲート電流と前記ゲート電圧の時間変化率に基づいて、ゲート容量を算出するステップと、
前記トランジスタのゲートへ電荷が注入されている時の前記ゲート容量の判定結果に基づいて、前記ダイオードと前記トランジスタのどちらに電流が流れているかを判定するステップと、を有する。
上記態様により、耐圧の高い装置を用いずに電流の極性を判定することができる。
本発明の第１の実施形態に係る半導体装置の構成を例示する図である。 入力容量及び帰還容量とコレクタ電圧との関係を例示するグラフである。 ゲート容量とコレクタ電圧との関係を例示するグラフである。 第１の実施形態に係るＩＧＢＴの構成を例示する図である。 第１の実施形態に係るＩＧＢＴの構成を例示する図である。 第１の実施形態に係る半導体装置の動作を例示する図である。 第１の実施形態に係る半導体装置の動作を例示する図である。 本実施の形態に係る第２の実施形態に係る半導体装置の構成を例示する図である。 第２の実施形態に係る半導体装置の動作を例示する図である。 第２の実施形態に係る半導体装置の動作を例示する図である。
以下、図面を参照して発明を実施するための形態について説明する。各図面において、同一構成部分には同一符号を付し、重複した説明を省略する場合がある。
〈第１の実施の形態〉
＜半導体装置の構成＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る半導体装置の構成の一例を示した図である。半導体装置１００は、逆導通型ＩＧＢＴ１１０、逆導通型ＩＧＢＴ１２０、負荷１３０、マイコン１４０、制御回路１５０、制御回路１６０、電源電位部１７０を含む。逆導通型ＩＧＢＴ１１０は、ＩＧＢＴ１１１、ダイオード１１２を含む。逆導通型ＩＧＢＴ１２０は、ＩＧＢＴ１２１、ダイオード１２２を含む。
制御回路１５０は、電圧検出回路１５１、ゲート電圧傾き算出回路１５２、電流検出回路１５３、容量算出回路１５４、容量判定回路１５５、オンオフ判定回路１５６、駆動回路１５７、抵抗１５８、等を含む。
ＩＧＢＴ１１１とＩＧＢＴ１２１とは、直列に接続される。ＩＧＢＴ１１１に対応して、ダイオード１１２が設けられる。ＩＧＢＴ１２１に対応して、ダイオード１２２が設けられる。ＩＧＢＴ１１１とダイオード１１２とは逆並列に接続され、ＩＧＢＴ１２１とダイオード１２２とは逆並列に接続される。ダイオード１２２とＩＧＢＴ１１１、１２１とは同一基板上に設けられることが好ましい。
ＩＧＢＴ１１１、ＩＧＢＴ１２１は、オンオフ動作するスイッチング素子である。従って、ＩＧＢＴに特に限定されるものではなく、ＭＯＳＦＥＴ等のパワートランジスタ素子を用いることもできる。本実施形態では、スイッチング素子の一例として、ＩＧＢＴを用いる場合について説明するが、例えば、ＭＯＳＦＥＴを用いる場合は、「コレクタ」を「ドレイン」に、「エミッタ」を「ソース」に置き換えて読むことが可能である。
マイコン１４０と逆導通型ＩＧＢＴ１１０との間には制御回路１６０が設けられる。マイコン１４０と逆導通型ＩＧＢＴ１２０との間には制御回路１５０が設けられる。逆導通型ＩＧＢＴ１１０と逆導通型ＩＧＢＴ１２０との間には負荷１３０が設けられる。
逆導通型ＩＧＢＴ１１０において、ダイオード１１２のアノードとＩＧＢＴ１１１のエミッタとが接続され、ダイオード１１２のカソードとＩＧＢＴ１１１のコレクタとが接続される。コレクタは、電源電位部１７０と接続され、例えば、電位ＶＨ（高電位）が供給される。ＩＧＢＴ１１１のゲートは、ゲートに接続される制御回路１６０を介して、マイコン１４０から出力される駆動信号（ＳｉｎＨ）１４１ａにより制御される。
逆導通型ＩＧＢＴ１２０において、ダイオード１２２のアノードとＩＧＢＴ１２１のエミッタとが接続され、ダイオード１２２のカソードとＩＧＢＴ１２１のコレクタとが接続される。エミッタは、例えば、ＧＮＤ（低電位）となっている。ＩＧＢＴ１２１のゲートは、ゲートに接続される制御回路１５０を介して、マイコン１４０から出力される駆動信号（ＳｉｎＬ）１４１ｂにより制御される。
マイコン１４０は、制御回路に駆動信号を出力する。例えば、マイコン１４０は、制御回路１５０に駆動信号１４１ｂを入力し、制御回路１６０に駆動信号１４１ａを入力する。駆動信号１４１ａと、駆動信号１４１ｂとは、位相反転した信号であるため、制御回路１５０と制御回路１６０とは対応して駆動する。駆動信号としては、例えば、ＩＧＢＴ１１１、１２１をオン（オフ）させる信号、ダイオード１１２、１２２をオン（オフ）させる信号、等が挙げられる。なお、マイコン１４０として、ＭＣＵ（Micro controller unit）、ＭＰＵ（Micro processing unit）、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等を用いることができる。
制御回路１５０は、マイコン１４０からの駆動信号１４１ｂに基づき、ＩＧＢＴ１２１のゲートに対して適切な信号を入力する。これによりＩＧＢＴのゲートに注入される電荷量が制御される。詳細は後述するが、御回路１５０は、ターンオン時におけるＩＧＢＴ１２１のゲート容量をモニタし、該ゲート容量から、ＩＧＢＴ１２１のコレクタとエミッタとの間に生じる電位差（以下、コレクタ電圧と称する）を推測する。ゲート容量が閾値より小さい場合には、コレクタ電圧が高いと判定し、ＩＧＢＴ１２１をオンさせる。ゲート容量が閾値より大きい場合には、コレクタ電圧が低いと判定し、ＩＧＢＴ１２１をオフさせる。
以下、制御回路１５０に含まれる各構成について、より具体的に説明する。
電圧検出回路１５１は、ＩＧＢＴ１２１のゲートとエミッタとの間に生じる電位差（以下、ゲート電圧Ｖｇｅと称する）を検出し、検出結果を、ゲート電圧傾き算出回路１５２へ出力する。ゲート電圧は、マイコン１４０から出力されるオン信号、又はオフ信号、等に基づき変化する。例えば、マイコン１４０からオフ信号が出力されると、ゲート電圧は、Ｌｏｗレベルとなる。
ゲート電圧傾き算出回路（第１検出回路）１５２は、例えば、変化率算出部を有しており、電圧検出回路１５１から入力される信号に基づき、変化率算出部にてゲート電圧の時間変化率を算出する。その後、算出結果を、容量算出回路１５４へ出力する。変化率算出部としては、ゲート電圧Ｖｇｅを時間ｔ微分し、時間微分して得られた値（微分値ｄＶｇｅ／ｄｔ）を出力信号として出力する微分回路等が挙げられる。なお、ｄＶｇｅは、ゲート電圧の変化を、ｄｔは、時間の変化を表している。
電流検出回路（第２検出回路）１５３は、抵抗１５８を利用して、ＩＧＢＴ１２１のゲート電流Ｉｇを検出し、検出結果を、容量算出回路１５４へ出力する。ゲート電流も、ゲート電圧と同様に、マイコン１４０から出力される駆動信号等に基づき変化する（実施の形態２の構成では、電流注入回路より注入される電流に基づいても変化する）。
容量算出回路１５４は、ゲート電圧傾き算出回路１５２から出力される信号（ゲート電圧の時間変化率の算出結果）、及び電流検出回路１５３から出力される信号（ゲート電流の検出結果）に基づき、ゲート容量Ｃｇを算出する。その後、算出結果を、容量判定回路１５５へ出力する。ゲート容量は、次式で表される。
ゲート容量
＝入力容量＋帰還容量＝ゲート電流／ゲート電圧の時間変化率
＝Ｃｉｅｓ＋Ｃｒｅｓ＝Ｉｇ／｛ｄＶｇｅ／ｄｔ｝
＝Ｃｇ
図２に、入力容量及び帰還容量とコレクタ電圧との関係を示す。図３に、ゲート容量とコレクタ電圧との関係を示す。図２に示すように、帰還容量Ｃｒｅｓ６０１は、コレクタ電圧が高くなる程、減少するが、入力容量Ｃｉｅｓ６０２は、コレクタ電圧に略依存しない。従って、図３に示すように、入力容量Ｃｉｅｓ６０２と帰還容量Ｃｒｅｓ６０１の和であるゲート容量Ｃｇ６０３は、コレクタ電圧に依存する。又、図３に示すように、ゲート容量が閾値Ｃｔｈ６０４以上の場合の減少率は、ゲート容量が閾値Ｃｔｈ６０４以下の場合の減少率と比較して大きい。つまり、コレクタ電圧の増大に伴うゲート容量の減少率は、閾値Ｃｔｈ６０４を基準に、変化する。
コレクタ電圧が高い場合の帰還容量Ｃｒｅｓは、次式で表される。
帰還容量
＝｛（基板−ゲート間の絶縁膜容量）×（基板−ゲート間の接合容量）｝／｛（基板−ゲート間の絶縁膜容量）＋（基板−ゲート間の接合容量）｝
＝（Ｃｇｄ×Ｃｐｎ）／（Ｃｇｄ＋Ｃｐｎ）
＝Ｃｒｅｓ
図４に示すように、コレクタ電圧が高い場合、コレクタ側のＰ層と基板中央のＮ層の間はＰＮ接合の順方向であるため、基板中央のＮ層において、コレクタ側の電位は高くなる。一方、エミッタ側のＰ層は、電位が低いため、エミッタ側のＰ層と基板中央のＮ層の間のＰＮ接合には、逆バイアスが印加される。従って、空乏層が形成され、接合容量Ｃｐｎができる（Ｘ部参照）。
一方、コレクタ電圧が低い場合の帰還容量Ｃｒｅｓは、次式で表される。
帰還容量
＝（基板−ゲート間の絶縁膜容量）
＝Ｃｇｄ
＝Ｃｒｅｓ
図５に示すように、コレクタ電圧が低い場合、コレクタ側のＰ層と基板中央のＮ層の間はＰＮ接合の順方向であるため、基板中央のＮ層において、コレクタ側の電位は低くなる。エミッタ側のＰ層も、電位が低いため、エミッタ側のＰ層と基板中央のＮ層の間のＰＮ接合には、逆バイアスは印加されない。従って、空乏層が形成されないため、接合容量Ｃｐｎはできない。
即ち、接合容量Ｃｐｎができるか否かは、コレクタ電圧の高低に依存する。接合容量Ｃｐｎができれば、帰還容量Ｃｒｅｓが小さく、コレクタ電圧が高いと推定できる。又、接合容量Ｃｐができなければ、帰還容量Ｃｒｅｓが大きく、コレクタ電圧が低いと推定できる。
なお、コレクタ電圧が高い場合の帰還容量Ｃｒｅｓ（Ｖｃｅ大）と、コレクタ電圧が低い場合の帰還容量Ｃｒｅｓ（Ｖｃｅ小）との間には、次式の関係がある。
帰還容量Ｃｒｅｓ（Ｖｃｅ小）＞帰還容量Ｃｒｅｓ（Ｖｃｅ大）
＝Ｃｇｄ＞｛（Ｃｇｄ×Ｃｐｎ）／（Ｃｇｄ＋Ｃｐｎ）｝
つまり、コレクタ電圧が高くなる程、帰還容量（Ｃｒｅｓ）は、Ｃｇｄから｛（Ｃｇｄ×Ｃｐｎ）／（Ｃｇｄ＋Ｃｐｎ）｝へと近づき小さくなる。
容量判定回路１５５は、容量算出回路１５４から出力される信号に基づき、ゲート容量Ｃｇが閾値Ｃｔｈより大きいか閾値Ｃｔｈより小さいか、を判定し、判定結果を、オンオフ判定回路１５６へ出力する。
オンオフ判定回路１５６は、容量判定回路１５５から出力される信号、及びマイコン１４０から出力される駆動信号１４１ｂに基づき、ＩＧＢＴ１２１をオンさせるか否かを判定し、判定結果を駆動回路１５７へ出力する。
例えば、ゲート容量Ｃｇが閾値Ｃｔｈより小さい場合、帰還容量Ｃｒｅｓは大きいと推定でき、コレクタ電圧Ｖｃｅは高いと推定できる。
この場合、ＩＧＢＴ１２１の通電が必要であるため、オンオフ判定回路１５６は、ＩＧＢＴ１２１をオンさせる判定（ゲートオン判定）を行う。また、オンオフ判定回路１５６は、ＩＧＢＴ１２１をオンさせる（ゲート電圧を上昇させる）ための信号を、駆動回路１５７へ出力する。
例えば、ゲート容量Ｃｇが閾値Ｃｔｈより大きい場合、帰還容量Ｃｒｅｓは小さいと推定でき、コレクタ電圧Ｖｃｅは低いと推定できる。
この場合、ＩＧＢＴ１２１の通電が不必要（ダイオード１２２が通電中）であるため、オンオフ判定回路１５６は、ＩＧＢＴ１２１をオフさせる判定（ゲートオフ判定）を行う。また、オンオフ判定回路１５６は、ＩＧＢＴ１２１をオフさせる（ゲート電圧を下降させる）ための信号を、駆動回路１５７へ出力する。
この推定は、電荷注入開始時以後のゲート容量に基づき行われる。また、ＩＧＢＴ１２１のオンオフ制御は、該ゲート容量と閾値との比較によるオンオフ判定回路１５６の判定結果に基づいて、行われる。電荷注入開始時以後とは、ゲート容量Ｃｇのモニタ期間を含む。ゲート容量のモニタ期間とは、ＩＧＢＴ１２１のゲートにオン信号（ここで、オン信号は、マイコンからの駆動開始指示信号である）が入力されてから、ＩＧＢＴ１２１がターンオンするまでの僅かな期間を指す。つまり、ＩＧＢＴ１２１のゲートには、ＩＧＢＴ１２１がターンオンできる程度の電荷が注入されることになる。オンオフ判定回路１５６は、ＩＧＢＴ１２１がオフからオンへと切り替わる僅かな期間に、ＩＧＢＴ１２１への通電が必要か否かを判定することができる。なお、ゲート容量のモニタ期間の終了時、ゲート電圧は、変化しない。例えば、ゲート電圧は、限界値に達する。
駆動回路１５７は、オンオフ判定回路１５６から出力される信号に基づき、ＩＧＢＴ１２１のゲートに対して、制御信号を出力する。該制御信号に基づき、ＩＧＢＴ１２１は、オン（又は、オフ）する。
制御回路１６０は、制御回路１５０に対応して駆動する。制御回路１６０の構成は、制御回路１５０の構成と同一であるため、詳細な説明は省略する。制御回路１６０は、制御回路１５０と同様に、マイコン１４０からの駆動信号１４１ａに基づき、ＩＧＢＴ１１１のゲートに対して、制御信号を出力する。
電源電位部１７０は、ＩＧＢＴ１１１のコレクタとダイオード１１２のカソードに適切な電位、例えば、ＶＨを供給する。
本実施の形態に係る半導体装置１００によれば、制御回路１５０が、ＩＧＢＴ１２１の電荷注入開始時以後のゲート容量に基づいて、電流の極性を判定することができる。
ゲート容量のモニタ結果を利用するという方法により、耐圧の高い装置を用いずに、電流の極性を判定することができる。
＜半導体装置の動作＞
次に、半導体装置１００のターンオン時における動作の一例について説明する。
［ＩＧＢＴが通電時の動作］
まず、ＩＧＢＴ１２１通電時の動作について詳細に説明する。ＩＧＢＴ１２１のターンオン時に、オンオフ判定回路１５６が、ゲート容量をモニタする場合の動作について説明する。なお、各信号におけるスイッチング波形が、"Ｈｉｇｈ"となる場合を、"Ｈ"、"Ｌｏｗ"となる場合を、"Ｌ"と略記する。
時刻ｔ１αに達するまでは、ＩＧＢＴ１２１がオフであるため、ＳｉｎＬ（駆動信号）は、"Ｌ"である。ＶｃｅＬ（コレクタ電圧）は、"Ｈ"であるため、帰還容量Ｃｒｅｓは、小さい。ゲート電流が流れていないため、ＶｇｅＬ（ゲート電圧）、ｄＶｇｅＬ／ｄｔ（ゲート電圧の時間変化率）は、"Ｌ"である。従って、ＣＭＬ（ゲート容量Ｃｇのモニタ値）も、"Ｌ"である。ＩｃＬ（コレクタ電流）、及びＩｄｉＬ（ダイオード電流）も、"Ｌ"である。なお、逆導通型ＩＧＢＴ１１０におけるダイオード１１２は通電し、ダイオード１１２には、電流が流れている。
時刻ｔ１αにおいて、ＳｉｎＬが"Ｌ"から"Ｈ"へと変化する。これにより、ＩＧＢＴ１２１のゲートにオン信号が入力される（ゲート容量Ｃｇのモニタ開始）。ＶｃｅＬは、"Ｈ"である。ＩＧＢＴ１２１のターンオンに伴って、ゲート電流が流れるため、ＶｇｅＬは、上昇を開始し、ｄＶｇｅＬ／ｄｔも、上昇を開始する。ゲート容量Ｃｇのモニタが開始されるため、ＣＭＬも、上昇を開始する。ＩｃＬ、及びＩｄｉＬは、"Ｌ"である。
時刻ｔ１αから時刻ｔ２αまでの間（ゲート容量Ｃｇのモニタ期間）において、ＳｉｎＬ、ＶｃｅＬは、"Ｈ"を維持する。ＶｇｅＬは、時間に比例して上昇する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、時刻ｔ１α付近で急激に上昇し、最大値を経て、時刻ｔ２α付近で急激に下降する。時刻ｔ１αと時刻ｔ２αの真ん中の時刻に、最大値を有する様にｄＶｇｅＬ／ｄｔは、変化する（波形の形状は、左右対称の放物線の様な形状となる）。ＣＭＬは、閾値Ｃｔｈを超えていないため、オンオフ判定回路１５６は、ＩＧＢＴ１２１のゲートオン判定を行う。ＩｃＬは、しばらく、"Ｌ"の状態を維持するが、ゲート容量Ｃｇの上昇に伴って、時間に比例して上昇する。ＩｄｉＬは、"Ｌ"を維持する。
時刻ｔ２αにおいて、ＳｉｎＬは、"Ｈ"である。ＣＭＬが閾値Ｃｔｈより小さいというオンオフ判定回路１５６の判定結果に基づいて、ＶｃｅＬは、下降を開始する（ミラー期間の開始）。ＶｇｅＬは、時刻ｔ１αから時刻ｔ２αまでの間において上昇した値である。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、"Ｌ"である。ＣＭＬは、急激に上昇し、閾値Ｃｔｈより大きくなる（ゲート容量Ｃｇのモニタ終了）。ＩｃＬは、時刻ｔ１αから時刻ｔ２αまでの間において上昇した値である。ＩｄｉＬは、"Ｌ"である。
時刻ｔ２αから時刻ｔ３αまでの間において、ＳｉｎＬは、"Ｈ"を維持する。ＶｃｅＬは、時間に比例して急激に下降し、"Ｌ"を維持する。ＶｇｅＬは、フラットになり、時刻ｔ２αでの値を維持する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、"Ｌ"を維持する。ＣＭＬは、時刻ｔ２αにおいて上昇した値を維持する。ＩｃＬは、急激に下降し、その後、時間に比例して緩やかに上昇する。ＩｄｉＬは、"Ｌ"を維持する。
時刻ｔ３αにおいて、ＳｉｎＬは、"Ｈ"である。ＶｃｅＬは、時刻ｔ２αから時刻ｔ３αまでの間において下降した値である。ＶｇｅＬは、上昇を開始し（ミラー期間の終了）、ｄＶｇｅＬ／ｄｔも、上昇を開始する。ＣＭＬは、下降を開始する。ＩｃＬ、ＩｄｉＬは、変化しない。ミラー期間終了時以後は、ＶｃｅＬが"Ｌ"であるため、帰還容量Ｃｒｅｓが大きくなり、オンオフ判定回路１５６は、通電方向を判定することができなくなる。
なお、ミラー期間とは、ターンオン時（又はターンオフ時）における、コレクタ電圧Ｖｃｅの変動により、ゲートとコレクタ間と間の容量が変化し、ゲート電圧がフラットになる期間を指す。ミラー期間の長さは、ゲートとコレクタ間と間の容量と抵抗１５８との積、等に依存する。このため、ミラー期間の長さを、適宜調整し、損失増大を防ぐことが好ましい。
時刻ｔ３αから時刻ｔ４αまでの間において、ＳｉｎＬは、"Ｈ"を維持する。ＶｃｅＬは、時刻ｔ３αでの値を維持する。ＶｇｅＬは、時間に比例して上昇する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、時刻ｔ３α付近で急激に上昇し、最大値を経て、時刻ｔ４α付近で急激に下降する。時刻ｔ３αと時刻ｔ４αの真ん中の時刻に、最大値を有する様にｄＶｇｅＬ／ｄｔは、変化する。なお、時刻ｔ３αから時刻ｔ４αまでの間におけるｄＶｇｅＬ／ｄｔの最大値は、時刻ｔ１αから時刻ｔ２αまでの間におけるｄＶｇｅＬ／ｄｔの最大値と比較して小さくなる。ＣＭＬは、時刻ｔ３αにおいて下降した値を、略維持する。ＩｃＬは、時間に比例して緩やかな上昇を続ける。ＩｄｉＬは、"Ｌ"を維持する。
時刻ｔ４αにおいて、ＳｉｎＬは、"Ｈ"、ＶｃｅＬは、時刻ｔ３αでの値、ＶｇｅＬは、時刻ｔ３αから時刻ｔ４αまでの間において、上昇した値である。ＩＧＢＴ１２１のＶｇｅＬが上昇しきる（限界値に達する）と、一定値を維持する。ゲート電流が流れていないため、ゲート容量Ｃｇのモニタを行うことはできない。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、"Ｌ"である。ＣＭＬは、急激に下降し、閾値Ｃｔｈより小さくなる。ＩｃＬ、ＩｄｉＬは、変化しない。
時刻ｔ４αを越えてからは、ＳｉｎＬは、"Ｈ"を維持する。ＶｃｅＬ、ＶｇｅＬ、ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、時刻ｔ４αでの値を維持する。ＣＭＬは、時刻ｔ１αに達するまでの値より大きく、時刻ｔ１αから時刻ｔ２αまでの間の値より小さい値を維持する。ＩｃＬは、時間に比例して緩やかな上昇を続ける。ＩｄｉＬは、"Ｌ"を維持する。
［ダイオードが通電時の動作］
次に、ダイオード１２２通電時の動作について詳細に説明する。ＩＧＢＴ１２１のターンオン時に、オンオフ判定回路１５６が、ゲート容量をモニタする場合の動作について説明する。
時刻ｔ１βに達するまでは、ＩＧＢＴ１２１がオフであるため、ＳｉｎＬは、"Ｌ"である。ＶｃｅＬは、"Ｈ"であるため、帰還容量Ｃｒｅｓは、小さい。ゲート電流が流れていないため、ＶｇｅＬ、ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、"Ｌ"である。ＣＭＬは、"Ｌ"である。ダイオード１２２は通電しているため、ＩｄｉＬは、時間に比例して上昇する。ＩｃＬは、"Ｌ"である。
時刻ｔ１βにおいて、ＳｉｎＬが"Ｌ"から"Ｈ"へと変化する。これにより、ＩＧＢＴ１２１のゲートに信号が入力される（ゲート容量Ｃｇのモニタ開始）。ＶｃｅＬは、"Ｌ"である。ＩＧＢＴ１２１のターンオンに伴って、ゲート電流が流れるため、ＶｇｅＬは、上昇を開始し、ｄＶｇｅＬ／ｄｔも、上昇を開始する。ゲート容量Ｃｇのモニタが開始されるため、ＣＭＬも、上昇を開始する。ＩｃＬ、ＩｄｉＬは、変化しない。
時刻ｔ１βから時刻ｔ２βまでの間（ゲート容量Ｃｇのモニタ期間）において、ＳｉｎＬは、"Ｈ"、ＶｃｅＬは、"Ｌ"を維持する。ＩＧＢＴ１２１のターンオンに伴って、ＶｇｅＬは、時間に比例して上昇する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、時刻ｔ１α付近で急激に上昇し、最大値を経て、時刻ｔ２α付近で急激に下降する。時刻ｔ１αと時刻ｔ２αの真ん中の時刻に、最大値を有する様にｄＶｇｅＬ／ｄｔは、変化する。ＣＭＬは、閾値Ｃｔｈを超えているため、オンオフ判定回路１５６は、モニタ結果に基づき、ＩＧＢＴ１２１のゲートオフ判定を行う。ＩｄｉＬは、時間に比例して上昇する。ＩｃＬは、"Ｌ"である。
時刻ｔ２βにおいて、ＳｉｎＬは、"Ｈ"である。ＶｃｅＬは、"Ｌ"である。ＣＭＬが閾値Ｃｔｈより大きいというオンオフ判定回路１５６の判定結果に基づいて、ＶｇｅＬは、下降を開始する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、"Ｌ"である。ＣＭＬは、急激に下降し、閾値Ｃｔｈより小さくなる（ゲート容量Ｃｇのモニタ終了）。ＩｃＬ、ＩｄｉＬは、変化しない。
時刻ｔ２βを越えてからは、ＳｉｎＬは、"Ｈ"、ＶｃｅＬは、"Ｌ"を維持する。ＶｇｅＬは、急激に下降するため、ＩＧＢＴ１２１は、オフとなる。ゲート電流が流れていないため、ゲート容量Ｃｇのモニタを行うことはできない。つまり、オンオフ判定回路１５６は、通電方向を判定することができない。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、"Ｌ"を維持する。ＣＭＬは、時刻ｔ２βでの値を維持する。ＩｄｉＬは、時間に比例して上昇する。ＩｃＬは、"Ｌ"である。
従って、本実施の形態に係る半導体装置１００によれば、ＩＧＢＴ１２１のターンオン時に、ゲート容量Ｃｇをモニタし、閾値より大きいか、又は閾値より小さいかを判定する。制御回路１５０は、ゲート容量Ｃｇの判定結果に基づいて、ＩＧＢＴ１２１をそのままオンさせるのか、又は、ＩＧＢＴ１２１のターンオンを中止してオフさせるのかを選択し、適切な制御を行う。これにより、ゲート干渉を回避して、ダイオードとＩＧＢＴとを駆動させることができるため、ダイオードのＶＦ増大に伴う損失悪化を抑制できる。
〈第２の実施の形態〉
＜半導体装置の構成＞
本実施の形態では、第１の実施の形態とは異なる半導体装置２００について説明する。半導体装置２００は、半導体装置１００と異なり、制御回路に、電流注入回路、オフ保持回路を含む。
図８は、本実施の形態に係る半導体装置の構成の一例を示した図である。半導体装置２００は、逆導通型ＩＧＢＴ１１０、逆導通型ＩＧＢＴ１２０、負荷１３０、マイコン１４０、制御回路２５０、制御回路２６０、電源電位部１７０を含む。逆導通型ＩＧＢＴ１１０は、ＩＧＢＴ１１１、ダイオード１１２を含む。逆導通型ＩＧＢＴ１２０は、ＩＧＢＴ１２１、ダイオード１２２を含む。
半導体装置２００は、半導体装置１００の構成に加えて、制御回路２５０に、電流注入回路１８０、オフ保持回路１９０を含む。なお、制御回路２６０も、電流注入回路、オフ保持回路を含むが、制御回路２６０の構成は、制御回路２５０の構成に対応するため、詳細な説明は省略する。
図８に示す様に、制御回路２５０は、電圧検出回路１５１、ゲート電圧傾き算出回路１５２、電流検出回路１５３、容量算出回路１５４、容量判定回路１５５、オンオフ判定回路１５６、駆動回路１５７、抵抗１５８、電流注入回路１８０、オフ保持回路１９０、等を含む。
電流注入回路１８０は、ＩＧＢＴ１２１がオフ時に、ゲートへ電流Ｉｇ２を注入する。つまり、電圧検出回路１５１は、電流注入回路１８０より注入される電流Ｉｇ２に基づき変化するゲート電圧の変化を検出する。又、同様に、電流検出回路１５３は、電流注入回路１８０より注入される電流Ｉｇ２に基づき変化するゲート電流の変化を検出する。制御回路２５０は、ＩＧＢＴ１２１がオフ時の、ゲート容量の判定結果（ゲート容量が、閾値より大きいか、閾値より小さいか）に基づいて、ＩＧＢＴ１２１のオンオフを制御する。
オフ保持回路１９０は、ＩＧＢＴ１２１のゲート電圧が、所定の値以上にならない様に保持する（ゲート電圧を所定の値以下に保持する）。オンオフ保持回路１９０により、ゲート電圧を、所定の値以下に保持することで、ＩＧＢＴ１２１がオフ時であっても、ゲート容量をモニタすることが可能になる。
即ち、実地の形態１に係る半導体装置１００において、制御回路１５０は、マイコン１４０から出力されるオン信号に基づき変化するゲート容量の変化を検出する。つまり、ゲート容量のモニタ期間は、ＩＧＢＴ１２１のターンオン時になる。一方、実地の形態２に係る半導体装置２００において、制御回路２５０は、電流注入回路１８０より注入される電流Ｉｇ２に基づき変化するゲート容量の変化を検出する。つまり、ゲート容量のモニタ期間は、ＩＧＢＴ１２１のオフ時になる。
本実施の形態に係る半導体装置２００によれば、電流注入回路１８０及びオフ保持回路１９０を利用することで、ＩＧＢＴ１２１がオフ時の、ゲート容量をモニタすることができる。つまり、ダイオード１２２が通電時には、ＩＧＢＴ１２１を全くオンさせないことが可能であるため、余計な損失を省き、且つダイオードの損失悪化を抑制できる。又、ＩＧＢＴ１２１がオフ時に、リアルタイムで、電流の向き（通電方向）を判定することができる。
＜半導体装置の動作＞
次に、半導体装置２００のオフ時における動作の一例について説明する。
［ＩＧＢＴが通電時の動作］
まず、ＩＧＢＴ通電時の動作について詳細に説明する。ＩＧＢＴのオフ時に、オンオフ判定回路１５６が、ゲート容量をモニタする場合の動作について説明する。
図９に、ターンオン時におけるスイッチング波形を示す。図９に示す様に、駆動信号をＳｉｎＬとし、コレクタ電圧をＶｃｅＬとし、注入電流をＩｇ２とし、ゲート電圧をＶｇｅＬとし、ゲート電圧の時間変化率をｄＶｇｅＬ／ｄｔとし、ゲート容量Ｃｇのモニタ値をＣＭＬとし、コレクタ電流をＩｃＬ、ダイオード電流をＩｄｉＬとする。なお、各信号におけるスイッチング波形が、"Ｈｉｇｈ"となる場合を、"Ｈ"、"Ｌｏｗ"となる場合を、"Ｌ"と略記する。
時刻ｔ１αに達するまで（ゲート容量Ｃｇのモニタ期間）は、ＩＧＢＴ１２１がオフであるため、ＳｉｎＬは、"Ｌ"である。ＶｃｅＬは、"Ｈ"であるため、帰還容量Ｃｒｅｓは、小さい。電流注入回路１８０より、ＩＧＢＴ１２１のゲートに電流が注入される（ゲート容量Ｃｇのモニタ開始）ため、Ｉｇ２は、サイン波である。なお、電流Ｉｇ２の波形は、サイン波に限定されない。ＶｇｅＬ、ｄＶｇｅＬ／ｄｔも、Ｉｇ２に対応するため、サイン波である。ＣＭＬは、閾値Ｃｔｈより小さい。従って、オンオフ判定回路１５６は、ＩＧＢＴ１２１のゲートオン判定を行う。ＩｃＬ、及びＩｄｉＬは、"Ｌ"である。
時刻ｔ１αにおいて、ＳｉｎＬが"Ｌ"から"Ｈ"へと変化する。ＶｃｅＬは、"Ｈ"である。マイコン１４０からＩＧＢＴ１２１のゲートにオン信号が入力され、ＩＧＢＴ１２１がターンオンする（ゲート容量Ｃｇのモニタ終了）。電流注入回路１８０は、ＩＧＢＴ１２１がオフ時のみ、ゲートに電流を注入するため、ＩＧＢＴ１２１のターンオンに伴って、ゲートへの電流の注入を終了する。従って、Ｉｇ２は、サイン波から"Ｌ"へと変化する。ＶｇｅＬは、上昇を開始し、ｄＶｇｅＬ／ｄｔも、上昇を開始する。ＣＭＬ、ＩｃＬは、変化しない。オンオフ判定回路１５６は、ＩＧＢＴ１２１のゲートオン判定を行うため、ＩｄｉＬは、"Ｌ"である（ダイオード１２２は、オフ）。
時刻ｔ１αから時刻ｔ２αまでの間において、ＳｉｎＬ、ＶｃｅＬは、"Ｈ"を維持する。Ｉｇ２は、"Ｌ"を維持する。ＩＧＢＴ１２１のターンオンに伴って、ＶｇｅＬは、時間に比例して上昇する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、時刻ｔ１α付近で急激に上昇し、最大値を経て、時刻ｔ２α付近で急激に下降する。時刻ｔ１αと時刻ｔ２αの真ん中の時刻に、最大値を有する様にｄＶｇｅＬ／ｄｔは、変化する。ＣＭＬ、ＩｃＬ、及びＩｄｉＬは、変化しない。
時刻ｔ２αにおいて、ＳｉｎＬは、"Ｈ"である。ＣＭＬが閾値Ｃｔｈより小さいというオンオフ判定回路１５６の判定結果に基づいて、ＶｃｅＬは、下降を開始する（ミラー期間の開始）。Ｉｇは、変化しない。ＶｇｅＬは、時刻ｔ１αから時刻ｔ２αまでの間において上昇した値である。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、急激に下降し、"Ｌ"である。ＣＭＬは、急激に上昇し、閾値Ｃｔｈより大きくなる。ＩｃＬは、上昇を開始する。ＩｄｉＬは、"Ｌ"である。
時刻ｔ２αから時刻ｔ３αまでの間において、ＳｉｎＬは、"Ｈ"を維持する。ＶｃｅＬは、時間に比例して急激に下降し、"Ｌ"を維持する。Ｉｇは、"Ｌ"を維持する。ＶｇｅＬは、フラットになり、時刻ｔ２αでの値を維持する。ＶｇｅＬは、時刻ｔ２αでの値を維持する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、"Ｌ"を維持する。ＣＭＬは、時刻ｔ２αにおいて上昇した値を維持する。ＩｃＬは、比例して上昇し、その後、時間に比例して下降する。ＩｄｉＬは、"Ｌ"を維持する。
時刻ｔ３αにおいて、ＳｉｎＬは、"Ｈ"である。ＶｃｅＬは、時刻ｔ２αから時刻ｔ３αまでの間において下降した値である。Ｉｇは、変化しない。ＶｇｅＬは、上昇を開始し（ミラー期間の終了）、ｄＶｇｅＬ／ｄｔも、上昇を開始する。ＣＭＬは、急激に下降するが、閾値Ｃｔｈより大きい。ＩｃＬは、下降の途中であり、ＩｄｉＬは、変化しない。ミラー期間終了時以後は、ゲート容量Ｃｇのモニタを行うことはできない。
時刻ｔ３αから時刻ｔ４αまでの間において、ＳｉｎＬは、"Ｈ"を維持する。ＶｃｅＬは、時刻ｔ３αでの値を維持する。Ｉｇは、"Ｌ"を維持する。ＶｇｅＬは、時間に比例して上昇する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、時刻ｔ３α付近で急激に上昇し、最大値を経て、時刻ｔ４α付近で急激に下降する。時刻ｔ３αと時刻ｔ４αの真ん中の時刻に、最大値を有する様にｄＶｇｅＬ／ｄｔは、変化する。なお、時刻ｔ３αから時刻ｔ４αまでの間におけるｄＶｇｅＬ／ｄｔの最大値は、時刻ｔ１αから時刻ｔ２αまでの間におけるｄＶｇｅＬ／ｄｔの最大値と比較して小さくなる。ＣＭＬは、時刻ｔ３αにおいて下降した値を、略維持する。ＩｃＬは、時間に比例して下降し、その後、時間に比例して上昇する。ＩｄｉＬは、"Ｌ"を維持する。
時刻ｔ４αにおいて、ＳｉｎＬは、"Ｈ"、ＶｃｅＬは、時刻ｔ３αでの値である。Ｉｇは、変化しない。ＶｇｅＬは、時刻ｔ３αから時刻ｔ４αまでの間において、上昇した値である。ＩＧＢＴ１２１のＶｇｅＬが上昇しきる（限界値に達する）と、一定値を維持する。ゲート電流が流れていないため、ゲート容量Ｃｇのモニタを行うことはできない。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、"Ｌ"である。ＣＭＬは、急激に下降し、閾値Ｃｔｈより小さくなる。ＩｃＬ、ＩｄｉＬは、変化しない。
時刻ｔ４αを越えてからは、ＳｉｎＬは、"Ｈ"を維持する。ＶｃｅＬ、Ｉｇ、ＶｇｅＬ、ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、時刻ｔ４αでの値を維持する。ＣＭＬは、時刻ｔ１αに達するまでの値より小さい値を維持する。ＩｃＬは、時間に比例して緩やかな上昇を続ける。ＩｄｉＬは、"Ｌ"を維持する。
［ダイオードが通電時の動作］
次に、ダイオード１２２通電時の動作について詳細に説明する。ＩＧＢＴのオフ時に、オンオフ判定回路１５６が、ゲート容量をモニタする場合の動作について説明する。
図１０に、ターンオン時におけるスイッチング波形を示す。図１０に示す様に、駆動信号をＳｉｎＬとし、コレクタ電圧をＶｃｅＬとし、注入電流をＩｇ２とし、ゲート電圧をＶｇｅＬとし、ゲート電圧の時間変化率をｄＶｇｅＬ／ｄｔとし、ゲート容量Ｃｇのモニタ値をＣＭＬとし、コレクタ電流をＩｃＬ、ダイオード電流をＩｄｉＬとする。
時刻ｔ１βに達するまでは、ＩＧＢＴ１２１は、オフである。ＳｉｎＬは、途中で"Ｌ"から"Ｈ"へと変化する。ＶｃｅＬは、"Ｈ"であるため、帰還容量Ｃｒｅｓは、小さい。電流注入回路１８０より、ＩＧＢＴ１２１のゲートに電流が注入される（ゲート容量Ｃｇのモニタ開始）ため、Ｉｇ２は、サイン波である。ＶｇｅＬ、ｄＶｇｅＬ／ｄｔも、Ｉｇ２に対応するため、サイン波である。ＣＭＬは、閾値Ｃｔｈより大きい。従って、オンオフ判定回路１５６は、ＩＧＢＴ１２１のゲートオフ判定を行う。ダイオード１２２は通電しているが、ＩｄｉＬは、時間に比例して緩やかに下降する。ＩｃＬは、"Ｌ"である。
時刻ｔ１βにおいて、ＳｉｎＬは、"Ｈ"である。ＶｃｅＬ、は、"Ｌ"である。Ｉｇ２は、サイン波である。ＩＧＢＴ１２１のゲートに、マイコン１４０からのオン信号に基づく電荷が注入されるため、ＶｇｅＬは、上昇を開始する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔも、上昇を開始する。ＣＭＬは、急激に下降する。ＩｄｉＬ、ＩｃＬは、変化しない。
時刻ｔ１βから時刻ｔ２βまでの間において、ＳｉｎＬは、"Ｈ"を維持する。ＶｃｅＬは、しばらく、"Ｌ"を維持し、その後、上昇する。Ｉｇ２は、サイン波である。ＩＧＢＴ１２１のターンオンに伴って、ＶｇｅＬは、時間に比例して上昇する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔも、ＶｇｅＬの上昇に伴って、上昇する。ＣＭＬは、時刻ｔ１βで下降した値を維持する。ＣＭＬは、閾値Ｃｔｈより小さい。オンオフ判定回路１５６は、ＩＧＢＴ１２１のゲートオン判定を行うため、ＩｄｉＬは、"Ｌ"である（ダイオード１２２は、オフ）。ここで、電流方向が反転する。電流方向の反転に伴って、ＩｃＬは、"Ｌ"から時間に比例して、緩やかに上昇する。
時刻ｔ２βにおいて、ＳｉｎＬは、"Ｈ"である。ＶｃｅＬは、上昇のピークを経過し、下降を開始する。電流注入回路１８０は、ＩＧＢＴ１２１がオフ時のみ、ゲートに電流を注入するため、ＩＧＢＴ１２１がターンオンに伴って、ゲートへの電流の注入を終了する。従って、Ｉｇ２は、サイン波から"Ｌ"へと変化する（ゲート容量Ｃｇのモニタ終了）。ＶｇｅＬは、上昇を開始し、ｄＶｇｅＬ／ｄｔも、上昇を開始する。ＣＭＬは、閾値Ｃｔｈより小さい。ＩｃＬ、ＩｄｉＬは、変化しない。
時刻ｔ２βから時刻ｔ３βまでの間において、ＳｉｎＬは、"Ｈ"を維持する。ＶｃｅＬは、時間に比例して急激に下降し、"Ｌ"を維持する。ミラー期間終了時以後は、ＶｃｅＬが"Ｌ"であるため、帰還容量Ｃｒｅｓが大きくなり、オンオフ判定回路１５６は、ゲート容量Ｃｇのモニタを行うことはできない。Ｉｇ２は、"Ｌ"を維持する。ＶｇｅＬは、時間に比例して上昇し、ある値でフラットになり、再び、時間に比例して上昇する。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、時刻ｔ３β付近で急激に上昇し、最大値を経て、急激に下降し（"Ｌ"）、その後、再び、上昇し、最大値を経て、下降する（"Ｌ"）。なお、１度目の上昇におけるｄＶｇｅＬ／ｄｔの最大値は、２度目の上昇におけるｄＶｇｅＬ／ｄｔの最大値と比較して小さくなる。ＣＭＬは、急激に上昇し、閾値Ｃｔｈより大きくなり、その後、急激に下降し、閾値Ｃｔｈより大きい値を維持する。ＩｃＬは、時間に比例して、緩やかに上昇する。ＩｄｉＬは、"Ｌ"を維持する。
時刻ｔ３βにおいて、ＳｉｎＬは、"Ｈ"である。ＶｃｅＬ、Ｉｇ２は、"Ｌ"である。ＶｇｅＬは、時刻ｔ３βでの値である。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、"Ｌ"である。ＣＭＬは、急激に下降する（閾値Ｃｔｈより小さい）。ＩｃＬ、ＩｄｉＬは、変化しない。
時刻ｔ３βを越えてからは、ＳｉｎＬは、"Ｈ"、ＶｃｅＬ、Ｉｇ２は、"Ｌ"を維持する。ＶｇｅＬは、時刻ｔ３βでの値を維持する。ＩＧＢＴ１２１のＶｇｅＬが上昇しきる（限界値に達する）と、一定値を維持する。ゲート電流が流れていないため、ゲート容量Ｃｇのモニタを行うことはできない。ｄＶｇｅＬ／ｄｔは、"Ｌ"を維持する。ＣＭＬは、時刻ｔ３βでの値を維持する。ＩｄｉＬは、時間に比例して、緩やかに上昇する。ＩｃＬは、"Ｌ"を維持する。
従って、本実施の形態に係る半導体装置２００によれば、耐圧の高い装置を用いずに電流の極性を判定する技術を提供することができる。
以上、本発明を実施するための形態について詳述したが、本発明はかかる特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
１００，２００ 半導体装置
１１１，１２１ トランジスタ（ＩＧＢＴ）
１１２，１２２ ダイオード
１５０，２５０ 制御回路
１５１ 電圧検出回路
１５３ 電流検出回路
１５５ 容量判定回路
１５６ オンオフ判定回路
１８０ 電流注入回路
１９０ オフ保持回路

Claims (4)

  1. トランジスタと、
    前記トランジスタに逆並列に接続されるダイオードと、
    前記トランジスタのゲート電圧の時間変化率を検出する第１検出回路と、
    前記トランジスタのゲート電流を検出する第２検出回路と、
    前記ゲート電流と前記ゲート電圧の時間変化率に基づいて、ゲート容量を算出する算出回路と、
    前記トランジスタのゲートへ電荷が注入されている時の前記ゲート容量の判定結果に基づいて、前記ダイオードと前記トランジスタのどちらに電流が流れているかを判定する判定回路により構成される、半導体装置。
  2. 前記トランジスタがオフ時の前記ゲート容量の判定結果に基づいて、前記トランジスタのオンオフを制御する、請求項１に記載の半導体装置。
  3. 前記トランジスタがオフ時に前記ゲートに電荷を注入する電流注入回路と、
    前記トランジスタがオフ時のゲート電圧を所定の値以下に保持するオフ保持回路と、を備える、請求項１又は２に記載の半導体装置。
  4. トランジスタと、前記トランジスタに逆並列に接続されるダイオードと、を備える半導体装置の制御方法であって、
    前記トランジスタのゲート電圧の時間変化率を検出するステップと、
    前記トランジスタのゲート電流を検出するステップと、
    前記ゲート電流と前記ゲート電圧の時間変化率に基づいて、ゲート容量を算出するステップと、
    前記トランジスタのゲートへ電荷が注入されている時の前記ゲート容量の判定結果に基づいて、前記ダイオードと前記トランジスタのどちらに電流が流れているかを判定するステップと、を有する、半導体装置の制御方法。
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