JP2009254033A - 電力変換回路の駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】高電位側ダイオードDp(低電位側ダイオードDn)に順方向電流が流れているときにこれに逆並列に接続された高電位側スイッチング素子Swp(低電位側スイッチング素子Swn)がオン状態とされることで、電力損失が増大すること。
【解決手段】高電位側スイッチング素子Swpは、低電位側スイッチング素子Swnを駆動するための電源60にて充電されたコンデンサ70を電源として駆動される。コンデンサ70の電圧が電源60の電圧VDよりも所定以上高い場合に、低電位側ダイオードDnに順方向電流が流れていると判断し、低電位側スイッチング素子Swnをオフ状態とする。また、コンデンサ70の電圧が電源60の電圧VDよりも所定以上低い場合に、高電位側ダイオードDpに順方向電流が流れていると判断し、高電位側スイッチング素子Swpをオフ状態とする。
【選択図】 図3
【解決手段】高電位側スイッチング素子Swpは、低電位側スイッチング素子Swnを駆動するための電源60にて充電されたコンデンサ70を電源として駆動される。コンデンサ70の電圧が電源60の電圧VDよりも所定以上高い場合に、低電位側ダイオードDnに順方向電流が流れていると判断し、低電位側スイッチング素子Swnをオフ状態とする。また、コンデンサ70の電圧が電源60の電圧VDよりも所定以上低い場合に、高電位側ダイオードDpに順方向電流が流れていると判断し、高電位側スイッチング素子Swpをオフ状態とする。
【選択図】 図3
Description
本発明は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を備える直列接続体と、これら一対のスイッチング素子のそれぞれの入出力端子間に接続される整流手段とを備えて且つ、前記直列接続体の接続点にインダクタが接続される電力変換回路に適用され、前記一対のスイッチング素子の操作時に前記低電位側スイッチング素子を駆動するための電源の電力を前記一対のスイッチング素子の接続点に接続される蓄電手段に充電することで、前記高電位側スイッチング素子の駆動電力として前記蓄電手段の電力を用いる電力変換回路の駆動装置に関する。
3相モータ及びバッテリ間の電力の授受に用いられるインバータについて、そのスイッチング素子を駆動する駆動回路が周知である。ここで、インバータの各相の低電位側スイッチング素子と高電位側スイッチング素子とでは、駆動される電位が異なるため、各別の駆動電源が必要とされる。ただし、これら一対のスイッチング素子のそれぞれに各別の駆動電源を設ける場合には、駆動回路の回路規模の増大やコストアップの要因となりかねない。そこで従来は、一対のスイッチング素子の接続点と接続される蓄電手段(コンデンサ)に、低電位側スイッチング素子の電源の電力を充電することで、高電位側スイッチング素子の駆動電力を取得するものも提案されている。これにより、駆動回路の回路規模を低減したり、コストを削減したりすることができる。
上記インバータは、通常、上記スイッチング素子の入出力端子間に接続された整流手段(フリーホイールダイオード)を備えている。ここで、スイッチング素子としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)が用いられることがある。また、近年では、例えば下記特許文献1に見られるように、こうしたインバータを構成する半導体素子として、フリーホイールダイオードがIGBTと同一基板上に併設されたいわゆるダイオード内蔵型IGBTが提案され、実用化されている。
上記モータに正弦波形状の電流を流すべく高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を操作するに際しては、これら高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を交互にオン状態及びオフ状態とすることで、これら一対のスイッチング素子を相補的に駆動する手法が一般に用いられている。この場合、上記IGBTはコレクタからエミッタへと進む方向を順方向とするものであるため、逆側には電流が流れない。このため、インバータの一対のスイッチング素子が相補的に駆動される場合、上記正弦波形状の電流の流通方向によっては、オン状態とされているスイッチング素子に電流が流れないことがある。そしてこの場合には、これに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードに電流が流れることとなる。
特開2007−214541号公報
ところで、上記ダイオード内蔵型IGBTにおいては、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際の電圧降下量が、IGBTのゲートに電圧が印加されることで増大することが知られている。このため、スイッチング素子を相補的に操作する場合には、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際のフリーホイールダイオードによる電力損失が大きくなるおそれがある。
なお、上記の例に限らず、パワースイッチング素子及びその入出力端子間に接続されるフリーホイールダイオードを備える電力変換回路にあっては、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際の電力損失がパワースイッチング素子をオン状態とすることで増大するこうした実情も概ね共通したものとなっている。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、一対のスイッチング素子の操作時に低電位側スイッチング素子を駆動するための電源の電力を上記一対のスイッチング素子の接続点に接続される蓄電手段に充電することで、該蓄電手段の電力を高電位側スイッチング素子の駆動電力として用いるものにあって、スイッチング素子及びこれに並列に接続される整流手段の電流の流通方向を判断することのできる電力変換回路の駆動装置を提供することにある。また、本発明の目的は、整流手段に電流が流れていることが検出される場合に、その電力損失を低減することのできる電力変換回路の駆動装置を提供することにある。
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
請求項1記載の発明は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を備える直列接続体と、これら一対のスイッチング素子のそれぞれの入出力端子間に接続される整流手段とを備える電力変換回路に適用され、前記一対のスイッチング素子の操作時に前記低電位側スイッチング素子を駆動するための電源の電力を前記一対のスイッチング素子の接続点に接続される蓄電手段に充電することで、前記高電位側スイッチング素子の駆動電力として前記蓄電手段の電力を用いる電力変換回路の駆動装置において、前記蓄電手段の電圧の変動に基づき、前記電力変換回路内における電流の流通状態を判断する判断手段を備えることを特徴とする。
低電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段の少なくとも一方から高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の接続点へと電流が流出する状況下にあっては、上記電源の負極電位は、上記接続点の電位に対して上記少なくとも一方における電圧降下量だけ高くなる。一方、上記接続点から、低電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段の少なくとも一方へと電流が流入する状況下にあっては、上記電源の負極電位は、上記接続点の電位に対して上記少なくとも一方における電圧降下量だけ低くなる。このため、これら2つの状況下で、蓄電手段の充電電圧が互いに相違する。上記発明ではこの点に着目することで、蓄電手段の電圧に基づき、電流の流通状態を判断することができる。
なお、上記流通状態の判断とは、整流手段に順方向電圧が流れて且つその入出力端子間に接続されるスイッチング素子に電流が流れない状態、整流手段に順方向電流が流れて且つその入出力端子間に接続されるスイッチング素子にも同方向の電流が流れる状態、整流手段に電流が流れず且つその入出力端子間に接続されるスイッチング素子に整流手段の順方向と同一方向に電流が流れる状態、及び整流手段に電流が流れず且つその入出力端子間に接続されるスイッチング素子に整流手段の順方向とは逆方向に電流が流れる状態のうちの少なくとも2つを識別することとする。
請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記スイッチング素子は、その入力端子及び出力端子が一義に定められることで、出力端子側から入力端子側への電流の流通を規制するものであり、前記整流手段は、前記スイッチング素子に逆並列に接続されるものであり、前記判断手段は、前記整流手段に電流が流れているか否かを判断するものであることを特徴とする。
上記発明では、低電位側スイッチング素子及びこれに逆並列に接続される整流手段のいずれに電流が流れているかに応じて、蓄電手段の電圧が相違する。このため、蓄電手段の電圧に基づき、低電位側スイッチング素子及びこれに逆並列に接続される整流手段のいずれに電流が流れているかを判断することができる。そして、低電位側スイッチング素子に電流が流れている状況下、低電位側スイッチング素子がオフ操作されると、高電位側スイッチング素子に逆並列に接続された整流手段に電流が流れると考えられる。これに対し、低電位側スイッチング素子に逆並列に接続された整流手段に電流が流れる状況下、高電位側スイッチング素子がオン操作されると、これに電流が流れると考えられる。このため、蓄電手段の電圧に基づき、高電位側スイッチング素子及びこれに逆並列に接続される整流手段のいずれに電流が流れるかをも判断することができる。
請求項3記載の発明は、請求項2記載の発明において、前記判断手段は、前記蓄電手段の電圧が予め定められた規定値よりも低いことに基づき、前記高電位側スイッチング素子に逆並列に接続される整流手段に電流が流れていると判断することを特徴とする。
なお、上記規定値とは、前記電源の電圧に基づき定められるものであり、例えば、規定値を電源の電圧値としてもよい。
請求項4記載の発明は、請求項2又は3記載の発明において、前記判断手段は、前記蓄電手段の電圧が予め定められた規定値よりも高いことに基づき、前記低電位側スイッチング素子に逆並列に接続される整流手段に電流が流れていると判断することを特徴とする。
なお、上記規定値とは、前記電源の電圧に基づき定められるものであり、例えば、規定値を電源の電圧値としてもよい。また、上記発明が請求項3記載の発明特定事項を有する場合には、これら請求項3、4の発明特定事項にかかる規定値は、互いに相違してもよい。
請求項5記載の発明は、請求項1〜4のいずれか1項に記載の発明において、前記判断手段の判断結果に基づき、前記スイッチング素子の駆動態様を変化させる可変手段を更に備えることを特徴とする。
上記発明では、スイッチング素子やその入出力端子間に接続される整流手段の電流の流通方向に関する情報に基づきスイッチング素子を駆動することで、流通方向に見合ったより適切なスイッチング操作を行うことが可能となる。
請求項6記載の発明は、請求項5記載の発明において、前記可変手段は、前記判断手段により前記整流手段に電流が流れていると判断される場合、その入出力端子間に接続されるスイッチング素子の導通制御端子への電圧印加を停止する停止手段を備えることを特徴とする。
整流手段に電流が流れているときにその入出力端子間に接続されるスイッチング素子をオン状態とする場合には、整流手段の電力損失が増大する傾向にある。上記発明では、この点に鑑み、停止手段を備えることで導通損失を低減することができる。
請求項7記載の発明は、請求項6記載の発明において、前記電力変換回路は、車載低圧システムと絶縁された車載高圧システムを構成するものであり、前記停止手段は、車載高圧システム内に備えられてなることを特徴とする。
上記発明では、停止手段を高圧システム内に備えることで、停止手段を低圧システム側に備える場合と比較して、高圧システム及び低圧システム間を絶縁する手段の数を低減することができる。
請求項8記載の発明は、請求項1〜7のいずれか1項に記載の発明において、前記一対のスイッチング素子は、交互にオン状態が指令されるものであることを特徴とする。
上記発明では、一対のスイッチング素子が相補的に駆動されるために、整流手段に電流が流れる際にもその入出力端子間に接続されるスイッチング素子がオン状態とされる。このため、例えば請求項2記載の発明特定事項を有する場合には、無駄なスイッチングがなされていることになるにもかかわらず、これにより、整流手段の電力損失が増大するおそれがある。このため、請求項5,6の発明特定事項の利用価値が特に高いものとなっている。
請求項9記載の発明は、請求項1〜8のいずれか1項に記載の発明において、前記高電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段は、互いに同一半導体基板に併設されてなり、前記低電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段は、互いに同一半導体基板に併設されてなることを特徴とする。
スイッチング素子とその入出力端子間に接続される整流手段とが同一半導体基板に併設される場合には、整流手段に順方向電流が流れる際の電力損失がスイッチング素子がオン状態とされることで増大する現象が特に顕著となる。このため、上記発明は、請求項5,6の発明特定事項の利用価値が特に高いものとなっている。
以下、本発明にかかる電力変換回路の駆動装置をハイブリッド車の電力変換回路の駆動装置に適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図1に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるように、車載回転機としてのモータジェネレータ10は、インバータIV及びコンバータCVを介して高圧バッテリ12に接続されている。コンバータCVは、高圧バッテリ12の電圧(例えば「288V」)を、所定の上限電圧(例えば「660V」)の範囲で昇圧する昇圧回路である。詳しくは、コンバータCVは、高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnの直列接続体と、直列接続体の接続点を高圧バッテリ12に接続するコイルLと、高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnの入出力端子間に接続されるフリーホイールダイオードとしての高電位側ダイオードDp及び低電位側ダイオードDnを備えている。コンバータCVの電圧は、入力電圧としてインバータIVに取り込まれる。
インバータIVは、高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnの直列接続体が3つ並列接続されて構成されている。そして、これら各直列接続体の接続点が、モータジェネレータ10の各相にそれぞれ接続されている。これら高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnのそれぞれの入出力端子間には、フリーホイールダイオードとしての高電位側ダイオードDp及び低電位側ダイオードDnがそれぞれ接続されている。
上記インバータIVを構成する高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnと、コンバータCVを構成する高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnとの導通制御端子(ゲート)には、いずれも駆動回路DCが接続されている。これにより、上記高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnは、駆動回路DC及びインターフェースIFを介して、低圧バッテリ16を電源とするマイクロコンピュータ(マイコン20)にて駆動される。ここで、インターフェースIFは、インバータIVやコンバータCVを備える高圧システムと、マイコン20を備える低圧システムとを絶縁するフォトカプラ等の絶縁手段を備えて構成されるものである。
図1には、マイコン20内でなされる処理のうち、特に、高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnを操作するための処理の一部を模式的に示している。ここで、PWM信号生成部22は、所定の周波数で変調されたPWM信号として、インバータIVのU相、V相、及びW相、並びにコンバータCVのそれぞれのスイッチング素子を操作するための信号gu,gv,gw,gcvを生成する。相補信号生成部24は、これら各信号gu,gv,gw,gcvに基づき、高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnを交互にオン状態とするための操作信号を生成する。すなわち、インバータIVのU相、V相、W相並びにコンバータCVのそれぞれの高電位側スイッチング素子Swpを操作する操作信号gup,gvp,gwp、gcpと、インバータIVのU相、V相、W相並びにコンバータCVのそれぞれの低電位側スイッチング素子Swnを操作する操作信号gun,gvn,gwn、gcnとを生成する。
上記高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnは、いずれも、入力端子及び出力端子が一義に定義されており、出力端子から入力端子への電流の流通を阻止するスイッチング素子である。詳しくは、これらは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)にて構成されている。特に、本実施形態では、IGBTとして、ダイオード内蔵型のものを用いている。すなわち、本実施形態では、高電位側スイッチング素子Swp及び高電位側ダイオードDpは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されており、低電位側スイッチング素子Swn及び低電位側ダイオードDnは互いに同一半導体基板に隣接して形成されている。
図2に、本実施形態にかかるダイオード内蔵型IGBTの断面構造を示す。図示されるように、IGBTセル30及びダイオードセル32が互いに同一半導体基板に併設されている。詳しくは、N型半導体基板34の主面側に、P型層36が形成されている。そして、P型層36の上面には、主面側N型層領域38及び主面側P型層領域40が形成されている。そして、主面側N型層領域38及び主面側P型層領域40並びに、P型層36を貫通するようにしてトレンチ42が形成され、トレンチ42には、IGBTセルのゲートを構成する電極44が埋め込まれている。一方、N型半導体基板34の裏面側には、裏面側P型層46及び裏面側N型層48が形成されている。
上記電極44のうちトレンチ42から突き出した上面は、層間絶縁膜49にて覆われている。そして、層間絶縁膜49、上記P型層36、主面側N型層領域38及び主面側P型層領域40の上面には、電極50が、IGBTセル30及びダイオードセル32の双方の領域を覆うようにして形成されている。この電極50は、IGBTセル30のエミッタ及びダイオードセル32のアノード間で共有されるものである。一方、上記裏面側P型層46及び裏面側N型層48は、電極52によって覆われている。この電極52は、IGBTセル30のコレクタ及びダイオードセル32のカソード間で共有されるものである。
次に、駆動回路DCについて詳述する。図3に、駆動回路DCの構成を示す。
駆動回路DCは、低電位側スイッチング素子Swnを駆動する際にそのゲート(導通制御端子)に電荷を充電する電源60を備えている。電源60は、低電位側スイッチング素子Swnのエミッタ及びゲート間に並列接続されている。詳しくは、電源60の一対の電極間には、スイッチング素子62,64の直列接続体が接続されており、これらスイッチング素子62,64の接続点に低電位側スイッチング素子Swnのゲートが接続されている。これらスイッチング素子62,64は、操作信号gin(i=u,v,w)に基づき駆動IC66によって駆動されるものである。これにより、スイッチング素子62がオン状態且つスイッチング素子64がオフ状態となることで、低電位側スイッチング素子Swnのゲートに電源60の電圧が印加される。一方、スイッチング素子62がオフ状態且つスイッチング素子64がオン状態となることで、低電位側スイッチング素子Swnのゲートがエミッタと同電位とされる。
また、高電位側スイッチング素子Swpのエミッタには、コンデンサ70(蓄電手段)の一方の端子が接続されている。コンデンサ70の他方の端子には、ダイオード74を介して電源60の電圧が印加されている。これにより、コンデンサ70の他方の端子は、高電位側スイッチング素子Swpのエミッタの電位に対して電源60の電圧程度高い電位となる。この電位は、高電位側スイッチング素子Swpのエミッタの電位の変動によって変動するフローティング電位となる。なお、ダイオード74及び電源60間には、抵抗体72が接続されている。この抵抗体72は、コンデンサ70とともにRCフィルタ回路を構成するものであり、電源60からコンデンサ70へ流れる電流が過大となることを回避する。
コンデンサ70は、高電位側スイッチング素子Swpのエミッタ及びゲート間に並列接続されている。詳しくは、コンデンサ70の一対の電極間には、スイッチング素子76,78の直列接続体が接続されており、これらスイッチング素子76,78の接続点に高電位側スイッチング素子Swpのゲートが接続されている。これらスイッチング素子76,78は、操作信号gip(i=u,v,w)に基づき駆動IC80によって駆動されるものである。これにより、スイッチング素子78がオフ状態且つスイッチング素子76がオン状態となることで、高電位側スイッチング素子Swpのゲートにコンデンサ70の電圧が印加される。一方、スイッチング素子78がオン状態且つスイッチング素子76がオフ状態となることで、高電位側スイッチング素子Swpのゲートがエミッタと同電位とされる。
こうした構成(ブートストラップ回路)によれば、高電位側スイッチング素子Swpを駆動するための電源を、コンデンサ70によって構成することができるため、電源60と同等の部材を高電位側スイッチング素子Swpにも設ける場合と比較して、回路規模の低減やローコスト化が可能となる。
図4に、インバータIVのスイッチング制御に伴うコンデンサ70の充電態様を示す。ここでは、インバータIV側からモータジェネレータ10側に電流が流れる領域を領域Aとし、モータジェネレータ10側からインバータIV側に電流が流れる領域を領域Bとする。図示されるように、領域Aにおいて高電位側スイッチング素子Swpがオン状態であるときには(領域A:上側アームオン)、高電位側スイッチング素子Swpを介して上記高圧バッテリ12側からモータジェネレータ10側へと電流が流れる。このときには、高電位側スイッチング素子Swpのエミッタの電位が高圧バッテリ12の正極電位程度となり、電源60の正極電位よりも高いために、コンデンサ70は充電されない。
一方、領域Aにおいて高電位側スイッチング素子Swpがオフ状態に切り替えられると(領域A:下側アームオン)、モータジェネレータ10のインダクタを流れる電流が急激に減少することを打ち消すように逆起電力が生じる。このため、低電位側ダイオードDnを介してインバータIV側からモータジェネレータ10側へ電流が流れる。このとき、高電位側スイッチング素子Swpのエミッタの電位よりも電源60の正極電位の方が高いために、コンデンサ70が充電される。このとき、コンデンサ70の電圧VDHは、電源60の電圧VD、ダイオード74による電圧降下量vf2、低電位側ダイオードDnによる電圧降下量vf1を用いて、「VDH=VD−vf2+vf1」となる。
これに対し、領域Bにおいては、モータジェネレータ10側からインバータIV側へと電流が流れる。ここで、低電位側スイッチング素子Swnがオン状態となるときには(領域B:下側アームオン)、高電位側スイッチング素子Swpのエミッタの電位が電源60の負極電位程度となるため、コンデンサ70が充電される。このとき、コンデンサ70の電圧VDHは、電源60の電圧VD、ダイオード74による電圧降下量vf2、低電位側スイッチング素子Swnによる電圧降下量Vceを用いて、「VDH=VD−vf2−Vce」となる。
一方、領域Bにおいて、低電位側スイッチング素子Swnがオフ状態に切り替えられると(領域B:上側アームオン)、モータジェネレータ10のインダクタを流れる電流が急激に減少することを打ち消すように逆起電力が生じる。このため、高電位側ダイオードDpを介してインバータIV側からモータジェネレータ10側へ電流が流れる。このときには、高電位側スイッチング素子Swpのエミッタの電位は、高圧バッテリ12の正極電位程度となるため、コンデンサ70は充電されない。
ところで、図4に示されるように、高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子は、相補的にオン操作されるものであるため、これらに電流が流れず、これらに逆並列に接続されるフリーホイールダイオード(高電位側ダイオードDp,低電位側ダイオードDn)に順方向電流が流れる場合であっても、オン操作される。ただし、この場合には、高電位側ダイオードDpや低電位側ダイオードDnに順方向電流が流れる際の電力損失が、高電位側スイッチング素子Swpや低電位側スイッチング素子Swnがオフ状態である場合よりも増大する。
そこで、本実施形態では、コンデンサ70の電圧に基づき、高電位側ダイオードDpや低電位側ダイオードDnに順方向電流が流れているか否かを判断し、流れていると判断される場合、これに逆並列に接続される高電位側スイッチング素子Swpや低電位側スイッチング素子Swnを、上記操作信号gup,gvp,gwp,gun,gvn,gwnにかかわらず、強制的にオフ状態とする。
図5に、上記コンデンサ70の電圧の変動態様を示す。詳しくは、図5(a)に、モータジェネレータ10の相電流の推移を示し、図5(b)に、コンデンサ70の電圧VDHの推移を示す。
図示されるように、インバータIVの操作によってモータジェネレータ10に正弦波形状の電流が流れるに伴い、コンデンサ70の電圧は、電源60の電圧VDを振幅中心として、振動する。ここで、コンデンサ70の電圧VDHが相電流の漸減及び漸増に同期して漸減及び漸増を周期的に繰り返すのは、低電位側ダイオードDnの電圧降下量や低電位側スイッチング素子Swnの電圧降下量が、これらを流れる電流が大きくなることで大きくなることによる。詳しくは、相電流が正であるとき(インバータIV側からモータジェネレータ10側に電流が流れるとき)、コンデンサ70の電圧は電圧VDよりも高くなる。この領域は、先の図4の領域Aと対応している。一方、相電流が負であるとき、コンデンサ70の電圧は電圧VDよりも低くなる。この領域は、先の図4の領域Bと対応している。
ここで、コンデンサ70の電圧VDHが電源60の電圧VDよりも高くなる領域である先の図4に示した領域Aにおいては、低電位側ダイオードDnに順方向電流が流れている。これに対し、コンデンサ70の電圧VDHが電源60の電圧VDよりも低くなる領域である先の図4に示した領域Bにおいては、高電位側ダイオードDpに順方向電流が流れている。このため、コンデンサ70の電圧に基づき、低電位側ダイオードDnに順方向電流が流れているか、高電位側ダイオードDpに順方向電流が流れているかを検出することができる。
上記現象に着目し、本実施形態にかかる駆動回路DCでは、先の図3に示したように、次のものを備えている。すなわち、まずコンデンサ70の電圧を分圧すべく、コンデンサ70に並列接続された抵抗体82,84の直列接続体を備えている。これら抵抗体82,84の接続点の電圧は、コンパレータ86の反転入力端子に印加される。一方、コンパレータ86の非反転入力端子には、高電位側ダイオードDpのアノード電位を基準として、基準電源88により閾値電圧Vth1が印加されている。ここで、閾値電圧Vth1は、コンデンサ70の電圧VDHが電源60の電圧VDよりも所定以上低いか否かを判断するためのものである。コンパレータ86の電圧VDHが論理「H」となる場合には、抵抗体82,84の分圧値の方が閾値電圧Vth1よりも低い。このため、コンパレータ86の出力が論理「H」となる場合に、この信号をオフ指令信号として駆動IC80に出力することで、高電位側スイッチング素子Swpを強制的にオフ状態とするように指令する。
また、抵抗体82,84の接続点の電圧は、コンパレータ90の非反転入力端子に印加される。一方、コンパレータ90の反転入力端子には、高電位側ダイオードDpのアノード電位を基準として、基準電源92により閾値電圧Vth2が印加されている。ここで、閾値電圧Vth2は、コンデンサ70の電圧VDHが電源60の電圧VDよりも所定以上高いか否かを判断するためのものである。コンパレータ90の電圧VDHが論理「H」となる場合には、抵抗体82,84の分圧値の方が閾値電圧Vth2よりも高い。このため、コンパレータ90の出力が論理「H」となる場合に、この信号をオフ指令信号として駆動IC66に出力することで、低電位側スイッチング素子Swnを強制的にオフ状態とするように指令する。ちなみに、コンパレータ90の出力するオフ指令信号は、高圧システムと低圧システムとを絶縁するフォトカプラ等の絶縁手段を介して駆動IC66に伝達される。また、これに代えて、駆動回路DCを、ハイボルテージ集積回路(HVIC)にて構成して且つ、これの備える高耐圧の素子を介してオフ指令信号が伝達されるようにしてもよい。ちなみに、基準電源88,90は、コンデンサ70を電源とするレギュレータ回路を備えて構成されるものである。
こうした構成によれば、上記抵抗体82,84の抵抗値をそれぞれ抵抗値R1,R2とすることで、先の図5に示されるように、コンデンサ70の電圧VDHが「(R1+R2)・Vth2/R2」よりも高い場合に、低電位側スイッチング素子Swnをオフ状態とすることができる。また、コンデンサ70の電圧VDHが「(R1+R2)Vth1/R2」よりも低い場合に、高電位側スイッチング素子Swpをオフ状態とすることができる。
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
(1)コンデンサ70の電圧VDHの変動に着目することで、高電位側ダイオードDpや低電位側ダイオードDnに電流が流れているか否かを判断することができる。
(2)コンデンサ70の電圧が予め定められた規定値「(R1+R2)・Vth1/R2」よりも低いことに基づき、高電位側スイッチング素子Swpに逆並列に接続される高電位側ダイオードDpに電流が流れていると判断した。これにより、高電位側ダイオードDpに電流が流れているか否かを好適に判断することができる。
(3)コンデンサ70の電圧VDHが予め定められた規定値「(R1+R2)Vth2/R2」よりも高いことに基づき、低電位側スイッチング素子Swnに逆並列に接続される低電位側ダイオードDnに電流が流れていると判断した。これにより、低電位側ダイオードDnに電流が流れているか否かを好適に判断することができる。
(4)高電位側ダイオードDp又は低電位側ダイオードDnに電流が流れていると判断される場合、これに並列に接続される高電位側スイッチング素子Swp又は低電位側スイッチング素子Swnのゲートへの電圧印加を停止した。これにより、高電位側ダイオードDp又は低電位側ダイオードDnの導通損失を低減することができる。
(5)上記ゲートへの電圧印加を停止する機能を、高電位側ダイオードDp及び低電位側ダイオードDnを備える車載高圧システム内に備えた。これにより、この機能を低圧システム側に備える場合と比較して、高圧システムと低圧システムとを絶縁する絶縁手段の数を低減することができる。
(6)高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnの操作状態を指令する信号を、これらが交互にオン状態となるような信号とした。これにより、高電位側ダイオードDpや低電位側ダイオードDnに電流が流れる際にもこれに逆並列に接続される高電位側スイッチング素子Swpや低電位側スイッチング素子Swnがオン状態とされることとなるため、上記ゲートへの電圧印加を停止する機能の利用価値が特に高い。
(7)高電位側スイッチング素子Swp及びこれに逆並列に接続される高電位側ダイオードDpを、互いに同一半導体基板に併設されるものとして且つ、低電位側スイッチング素子Swn及びこれに逆並列に接続される低電位側ダイオードDnを、互いに同一半導体基板に併設されるものとした。この場合、上記ダイオードに順方向電流が流れる際の電力損失がスイッチング素子がオン状態とされることで増大する現象が特に顕著となる。このため、上記ゲートへの電圧印加の停止機能の利用価値が特に高い。
(その他の実施形態)
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
・ゲートへの電圧印加を停止する停止手段としては、高電位側スイッチング素子Swpを停止させるためのオフ指令信号を生成するコンパレータ86と、低電位側スイッチング素子Swnを停止させるためのオフ指令信号を生成するコンパレータ90との一対のコンパレータを備えて構成されるものに限らない。例えば、第1閾値電圧Vth1と第2閾値電圧Vth2とを同一の値として、その大小に基づき高電位側スイッチング素子Swp及び低電位側スイッチング素子Swnのいずれか一方を停止させるためのオフ指令を出力する単一のコンパレータを備えて構成してもよい。
また、コンパレータ90としては、抵抗体82、84の分圧値と、基準電源88の閾値電圧Vth2とを比較するものに限らない。例えば、高電位側スイッチング素子Swpのゲート及びエミッタ間に、その電圧をクランプするツェナーダイオードを接続し、高電位側スイッチング素子Swpのゲート及びエミッタ間の電圧とコンデンサ70の電圧とを比較するようにしてもよい。ここで、クランプ電圧を電源電圧VD程度としておくことで、コンデンサ70の電圧の方が高い場合に、低電位側ダイオードDnに順方向電流が流れると判断することができる。
・上記実施形態では、閾値「Vth1・(R1+R2)/R2」を電源電圧VD未満として且つ閾値「Vth2・(R1+R2)/R2」を電源電圧VDより大きく設定したがこれに限らない。例えばダイオード74の電圧降下量vf2の方が低電位側ダイオードDnの電圧降下量vf1よりも大きいなら、モータジェネレータ10及びインバータIV間の電流の流通方向にかかわらず、コンデンサ70の電圧は電源電圧VD未満となる。しかし、この場合であっても、モータジェネレータ10側からインバータIV側に電流が流れる場合(図4、領域A)の方が、インバータIV側からモータジェネレータ10側に電流が流れる場合(図4、領域B)よりも、コンデンサ70の電圧が高くなる。このため、電源電圧VDよりも低い値に閾値を設定することで、高電位側ダイオードDpや低電位側ダイオードDnに電流が流れているか否かを判断することができる。ここで、閾値は、例えば「VD−vf2+(vf1−Vce)/2」程度とすることが望ましい。
・上記低電位側スイッチング素子Swnによる電圧降下量Vceや、ダイオード74による電圧降下量vf2、低電位側ダイオードDnによる電圧降下量Vf1が温度に応じて変動することに鑑み、基準電圧Vth1、Vth2を、周囲の温度等に応じて可変設定してもよい。また、低電位側スイッチング素子Swnによる電圧降下量Vceや、低電位側ダイオードDnによる電圧降下量Vf1が、駆動電流に応じて変動することに鑑み、基準電圧Vth1、Vth2を、電流に応じて可変設定してもよい。
・上記各実施形態では、インバータIVやコンバータCVのフリーホイールダイオード(高電位側ダイオードDp、低電位側ダイオードDn)に順方向電流が流れる場合に、これに逆並列に接続される高電位側スイッチング素子Swpや低電位側スイッチング素子Swnを強制的にオフとすべく、順方向電流を検出したがこれに限らない。例えば、モータジェネレータ10の力行、回生判定をすべく、フリーホイールダイオードを流れる電流を検出する際に、本発明を適用してもよい。これによれば、例えば、高電位側のパワースイッチング素子Swp及び低電位側のパワースイッチング素子Swnを相補的に駆動しない制御設定において、力行、回生のうちの制御において要求されている側と実際とが相違する場合に、パワースイッチング素子Swp,Swnの駆動態様をフリーホイールダイオードの電流検出結果に基づき補正することも可能である。
・フリーホイールダイオードとしては、先の図2に例示したようにIGBTと同一の半導体基板に形成されるものに限らない。例えば、「モータ制御用RC−IGBT 高橋秀樹、他2名 7(315) 三菱電機技報、VOl81、NO.5,2007」に記載されているように、IGBTとフリーホイールダイオードとが別々に形成されたものであってもよい。この場合であっても、同技報の図5に示されるように、IGBTをオン状態とすることでフリーホイールダイオードの順方向電圧が上昇するために、本発明の適用は有効である。
・電力変換回路としては、上記インバータIVや、ブーストコンバータとしてのコンバータCVに限らない。例えば、高圧バッテリ12の電圧を降圧して低圧バッテリ16に印加する降圧コンバータであってもよい。
・電力変換回路としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。
20…マイコン、22…PWM信号生成部、24…相補信号生成部、Swp…高電位側スイッチング素子、Swn…低電位側スイッチング素子、Dp…高電位側ダイオード、Dn…低電位側ダイオード、IV…インバータ(電力変換回路の一実施形態)、CV…コンバータ(電力変換回路の一実施形態)、DC…駆動回路(電力変換回路の駆動装置の一実施形態)。
Claims (9)
- 高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を備える直列接続体と、これら一対のスイッチング素子のそれぞれの入出力端子間に接続される整流手段とを備えて且つ、前記直列接続体の接続点にインダクタが接続される電力変換回路に適用され、前記一対のスイッチング素子の操作時に前記低電位側スイッチング素子を駆動するための電源の電力を前記一対のスイッチング素子の接続点に接続される蓄電手段に充電することで、前記高電位側スイッチング素子の駆動電力として前記蓄電手段の電力を用いる電力変換回路の駆動装置において、
前記蓄電手段の電圧の変動に基づき、前記電力変換回路内における電流の流通状態を判断する判断手段を備えることを特徴とする電力変換回路の駆動装置。 - 前記スイッチング素子は、その入力端子及び出力端子が一義に定められることで、出力端子側から入力端子側への電流の流通を規制するものであり、
前記整流手段は、前記スイッチング素子に逆並列に接続されるものであり、
前記判断手段は、前記整流手段に電流が流れているか否かを判断するものであることを特徴とする請求項1記載の電力変換回路の駆動装置。 - 前記判断手段は、前記蓄電手段の電圧が予め定められた規定値よりも低いことに基づき、前記高電位側スイッチング素子に逆並列に接続される整流手段に電流が流れていると判断することを特徴とする請求項2記載の電力変換回路の駆動装置。
- 前記判断手段は、前記蓄電手段の電圧が予め定められた規定値よりも高いことに基づき、前記低電位側スイッチング素子に逆並列に接続される整流手段に電流が流れていると判断することを特徴とする請求項2又は3記載の電力変換回路の駆動装置。
- 前記判断手段の判断結果に基づき、前記スイッチング素子の駆動態様を変化させる可変手段を更に備えることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の電力変換回路の駆動装置。
- 前記可変手段は、前記判断手段により前記整流手段に電流が流れていると判断される場合、その入出力端子間に接続されるスイッチング素子の導通制御端子への電圧印加を停止する停止手段を備えることを特徴とする請求項5記載の電力変換回路の駆動装置。
- 前記電力変換回路は、車載低圧システムと絶縁された車載高圧システムを構成するものであり、
前記停止手段は、車載高圧システム内に備えられてなることを特徴とする請求項6記載の電力変換回路の駆動装置。 - 前記一対のスイッチング素子は、交互にオン状態が指令されるものであることを特徴とする請求項1〜7のいずれか1項に記載の電力変換回路の駆動装置。
- 前記高電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段は、互いに同一半導体基板に併設されてなり、前記低電位側スイッチング素子及びその入出力端子間に接続される整流手段は、互いに同一半導体基板に併設されてなることを特徴とする請求項1〜8のいずれか1項に記載の電力変換回路の駆動装置。
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JP2008095786A JP2009254033A (ja) | 2008-04-02 | 2008-04-02 | 電力変換回路の駆動装置 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US9835689B2 (en) | 2014-03-12 | 2017-12-05 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Semiconductor device and control for testing a transistor and diode |
-
2008
- 2008-04-02 JP JP2008095786A patent/JP2009254033A/ja active Pending
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